JP2005168235A - 電源装置及び該電源装置を備える記録装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 動作中に出力電圧を変化させる際に生じる入力突入電流を低減し、かつ設定電圧に到達する時間を短縮する。
【解決手段】 設定信号に基づいて出力電圧を変化させるＰＷＭ方式のＤＣ／ＤＣコンバータとコントロールユニット３とを備える電源装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータに、制御信号（ＤＴＤＣ）に応じて、デッドタイムコントロール電圧を変化させる回路を含み、デッドタイムコントロール電圧に応じて、所定の時定数でＰＷＭの主スイッチング素子のオンデューティの上限値を設定するデッドタイムコントロール回路４を設け、コントロールユニット３から設定信号及び制御信号（ＤＴＤＣ）を出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明は電源装置及び該電源装置を備える記録装置に関し、詳細には、電子機器やその他機器の電源として用いられ、設定信号に基づいて出力電圧を変化させるＰＷＭ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを含む電源装置及び該電源装置を備える記録装置に関する。

スイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、電子機器やその他機器の電源として広く用いられており、電子機器のコントロールユニットあるいは外部機器からの設定信号（指令）によって出力電圧を変化あるいは調整させることができるタイプのものが知られている。

図１０は、そのようなＤＣ／ＤＣコンバータの代表的な回路構成を示す図である。図示した回路は、ＰＷＭ制御方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、ここで用いられる電源制御ＩＣ７には、ＩＣに内蔵されたＰＷＭコンパレータ５３にスイッチング素子Ｑ１０１の最大オンデューティを設定する機能が盛り込まれたものがある。

この機能は、一般にデッドタイムコントロールなどと呼ばれ、制御ＩＣ７の外部に設けられたデッドタイムコントロール回路４の制御電圧Ｖｄｔｃによって、最大オンデューティが制限される。このデッドタイムコントロール回路４には、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に突入電流が流れることを防止するソフトスタートの機能を兼用するように、コンデンサＣ１が設けられており、コンデンサＣ１の充電電圧が電源の起動後、徐々に上昇することを利用してＰＷＭのオンデューティを徐々に増大させていく。そして、起動後の定常状態に達するとデッドタイムコントロール電圧Ｖｄｔｃは一定の値になり、この電圧値が最大オンデューティを規定している。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏを、電子機器のコントロールユニット３あるいは外部機器からの設定信号によって変化させるために、コントロールユニット３からの電圧設定信号をＤＡコンバータ６に入力し、ＤＡコンバータでアナログ電圧に変換して、出力電圧を検出する誤差増幅器５４のＶ_-端子に入力する。Ｖ_-端子電圧は出力電圧Ｖｏを設定するための基準電圧であり、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２で分圧した誤差増幅器５４のＶ₊端子電圧と比較して、Ｖ₊端子電圧とＶ_-端子電圧が等しくなるようにＰＷＭ制御され、スイッチング素子Ｑ１０１のオン・オフのデューティを調整制御している。

ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏは、ＤＡコンバータ６の出力をＶ_-とすると、
Ｖｏ＝Ｖ_-×（Ｒ１０１＋Ｒ１０２）／Ｒ１０２
となる。つまり、図１０に示すＤＣ／ＤＣコンバータではＤＡコンバータ６の出力に比例した電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータから電子機器の負荷２に供給することができる。

以上説明したように、電子機器のコントロールユニットあるいは外部機器からの設定信号によって出力電圧を変化させることができるＤＣ／ＤＣコンバータでは、コントロールユニット３からの出力電圧の設定信号が出されるタイミングによって、電源制御ＩＣ７及びその周辺回路の動作が異なる。

ここでは、一例として、ＤＣ／ＤＣコンバータが起動される前にコントロールユニット３からの電圧設定信号が出され、ＤＡコンバータ６から出力電圧Ｖｏを設定するための基準電圧Ｖ_-が確定している場合について説明する。

ＤＣ／ＤＣコンバータの入力端子に電源制御ＩＣ７の起動に必要な電圧が印加されると、制御ＩＣ内部の電源系が立ち上り、基準電圧源５１も立ち上がって基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。この時点では、出力電圧は０［Ｖ］であり、出力電圧を検出する誤差増幅器５４のＶ₊端子電圧も０［Ｖ］である。一方、誤差増幅器５４のＶ_-端子電圧には、コントロールユニット３からの電圧設定データに基づいたＤＡコンバータ６からの出力電圧が供給されている。従って、誤差増幅器の出力ＶＦＢは飽和して最低電圧（０［Ｖ］）となる。誤差増幅器の出力ＶＦＢがＰＷＭコンパレータ５３に入力される。

デッドタイムコントロール回路４において、電源投入前はＶｒｅｆが０［Ｖ］であるため、コンデンサＣ１の端子間電圧も０［Ｖ］である。ここで電源が投入され、Ｖｒｅｆが規定の基準電圧、例えば２．５［Ｖ］となると、コンデンサＣ１の端子間電圧は０［Ｖ］であるので、デッドタイムコントロール回路４の出力Ｖｄｔｃは電源投入直後には２．５［Ｖ］となるが、抵抗Ｒ３を通して徐々に放電され、指数関数的にＶｄｔｃ電圧は低下していく。

図１１は、電源投入後（起動後）のデッドタイムコントロール電圧Ｖｄｔｃの変化の一例を示すグラフである。ここでは、Ｖｒｅｆ＝２．５［Ｖ］、Ｒ２＝１８０［ｋΩ］、Ｒ３＝２２０［ｋΩ］、Ｃ１＝０．４７［μＦ］とした場合を示している。

ＰＷＭコンパレータ５３の＋入力端子には、誤差増幅器５４の出力ＶＦＢと、デッドタイムコントロール回路４の出力Ｖｄｔｃが入力され、−入力端子には三角波発振器５２から一定の周波数の三角波が入力される。ＰＷＭコンパレータ５３は、三角波のレベルと２つの＋入力端子の大きい方の信号レベルとを比較し、三角波レベルのほうが高いときは、スイッチング素子Ｑ１０１がオンし、三角波レベルのほうが低いときは、スイッチング素子Ｑ１０１がオフするように、出力ドライバー５５を介してスイッチング素子のオン／オフ信号ＶＧを出力する。

従って、電源投入時には誤差増幅器の出力ＶＦＢは飽和して最低電圧（０［Ｖ］）となっているが、デッドタイムコントロール電圧Ｖｄｔｃが図１１に示すように、２．５Ｖから徐々に低下していくので、ＰＷＭコンパレータの出力はオンデューティが０％から徐々に増大して、入力電流が急激に流れることを防止している。図１１の例では、三角波のレベルはピーク電圧ＶＴＨが１．９７［Ｖ］、ボトム電圧ＶＴＬが１．４８［Ｖ］としている。このような電源投入時の動作はソフトスタート機能と呼ばれ、出力電圧をある固定値とするＤＣ／ＤＣコンバータと同様に、入力電流の突入が抑制される。

同様なソフトスタート機能としては、入力電圧が異常に低下した場合に、入力電圧が正常な値に復帰した直後に発生する入力電流の過剰を防止するために、入力電圧を監視し、異常低下した場合にはデッドタイムコントロール電圧をリセットする手段が特開平０５−８３９３３号公報（特許文献１）に開示されている。

また、特開平０５−１６１３４５号公報（特許文献２）には、出力電流が過剰となって、過電流保護動作となっている状態から出力電流が平常値に復帰した直後に出力電圧が過大となるのを防止するために、負荷電流を監視し、過剰電流となった場合にはデッドタイムコントロール電圧をリセットする手法が開示されている。

特開平０５−８３９３３号公報 特開平０５−１６１３４５号公報

上記で説明した従来の出力電圧を変化させることができるＤＣ／ＤＣコンバータは、あらかじめ設定電圧がコントロールユニット３で決定されている場合の動作であり、例えば、負荷装置の部品バラツキなどを補正するために、このような出力電圧を調整する機能を持ったＤＣ／ＤＣコンバータに使用される。

ところで、負荷装置に電源供給しながら動作中に出力電圧を変化させる機能を持ったＤＣ／ＤＣコンバータを必要とする電子機器がある。例えば、負荷の温度が動作中に変化し、温度変化に伴って電源電圧を変化させる必要がある電子機器、あるいは動作中に電源から供給される電力を急激に変化させるために電源電圧を短時間で変化させる必要がある電子機器などである。

このような電子機器に電源電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータでは、ある出力電圧を供給中にコントロールユニットから出力電圧を変更する設定信号を受け、出力電圧を短時間で設定電圧に変化させる必要がある。この時の動作について、従来例の図１０の回路を用いて説明する。

ある出力電圧Ｖｏ（０）で動作中には、出力電圧Ｖｏ（０）を抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２で分圧した電圧Ｖ₊（０）が誤差増幅器５４の＋端子に供給され、―端子に供給されるＤＡコンバータ６の電圧Ｖ_-（０）と等しい値となっている。

ここで、コントロールユニット３から出力電圧を変更する設定信号（出力電圧を上げる指令）が出されると、ＤＡコンバータ６の電圧がＶ_-（１）に変化する（ただし、Ｖ_-（１）＞Ｖ_-（０）となる）。この時点では出力電圧はまだ変化しておらず、誤差増幅器５４の＋入力端子電圧はＶ₊（０）のままである。すると、誤差増幅器５４の出力ＶＦＢは最低電圧０［Ｖ］まで低下し、ＰＷＭコンパレータ５３に入力される。また、デッドタイムコントロール回路４の出力電圧は、電源投入後、時間十分が経過した後はＶｒｅｆ電圧を抵抗Ｒ２、Ｒ３で分圧したＶｄｔｃ（∞）となっており、図１１に示した例では、三角波の最低電圧より低い電圧となっている。

従って、ＰＷＭコンパレータ５３の２つの＋入力端子電圧はいずれも三角波の最低電圧以下となり、ＰＷＭコンパレータ５３から出力されるＰＷＭ信号はオンデューティが１００％となる。従って、主スイッチング素子Ｑ１０１は１００％導通状態となって、過大な入力電流が流れてしまい、主スイッチング素子Ｑ１０１が故障する可能性があり、更には、入力側のＡＣアダプターやバッテリの過電流保護回路が誤動作してしまう恐れがある。

また一方、出力が無負荷の状態でコントロールユニット３から設定電圧を低下する信号が出された場合、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力コンデンサＣ１０２に蓄積された電荷が放電できず、出力電圧が設定値に低下するまでに非常に長い時間を要してしまうことが問題となる。

本発明は以上のような状況に鑑みてなされたものであり、外部からの電圧設定信号に基づいて出力電圧を広く変化させることができるＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電源装置において、動作中に出力電圧を変化させる際に生じる入力突入電流を低減し、かつ設定電圧に到達する時間を短縮することを目的とする。

上記目的を達成する本発明の一態様としての電源装置は、設定信号に基づいて出力電圧を変化させるＰＷＭ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、制御信号に応じて、デッドタイムコントロール電圧を変化させる電圧変更手段を含み、前記デッドタイムコントロール電圧に応じて、所定の時定数でＰＷＭの主スイッチング素子のオンデューティの上限値（最大オンデューティ）を設定するデッドタイムコントロール回路を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記設定信号及び前記制御信号を出力する制御手段と、を備えている。

すなわち、本発明では、設定信号に基づいて出力電圧を変化させるＰＷＭ方式のＤＣ／ＤＣコンバータと制御手段とを備える電源装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータに、制御信号に応じて、デッドタイムコントロール電圧を変化させる電圧変更手段を含み、デッドタイムコントロール電圧に応じて、所定の時定数でＰＷＭの主スイッチング素子のオンデューティを設定するデッドタイムコントロール回路を設け、制御手段から設定信号及び制御信号を出力するようにする。

このようにすると、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作中に出力電圧を変更する場合、制御手段から出力される制御信号に従ってデッドタイムコントロール電圧が変化し、デッドタイムコントロール電圧の変化に伴ってＰＷＭの主スイッチング素子のオンデューティの上限値が変化し、その結果出力電圧が変化する。

従って、制御信号でデッドタイムコントロール電圧を適切に変化させることで、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を短時間で効率的に変更することが可能となる。

なお、制御手段は、出力電圧を現在の値よりも高くする場合には、オンデューティが大きくなるデッドタイムコントロール電圧が出力されるような制御信号を出力し、出力電圧を現在の値よりも低くする場合には、オンデューティが小さくなるデッドタイムコントロール電圧が出力されるような制御信号を出力するようにするのがよい。

この場合、制御手段は、出力電圧を変化させる設定信号に同期して制御信号を出力し、出力電圧を現在の値よりも高くする場合には、オンデューティの値が、現在の出力電圧と設定する出力電圧との間であって、両者の平均電圧よりも大きいい電圧値に相当する値となるような制御信号を出力するのが好適である。

デッドタイムコントロール回路は、時定数を決定するコンデンサを含み、電圧変更手段は、コンデンサと並列に接続され、制御信号に応じて該コンデンサを放電する放電用スイッチング素子を含むのがよい
この場合、電圧変更手段は、制御信号によって放電用スイッチング素子の導通時間を制御して、デッドタイムコントロール電圧を変化させるようにすると好適である。

ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子間に抵抗とスイッチング素子で形成される出力容量放電回路を更に備え、制御手段は、出力電圧を変化させる設定信号に同期して出力容量放電回路を所定時間作動させる放電制御信号を出力するのがよい。

この場合、制御回路は、出力電圧を現在の値よりも低くする場合にのみ、放電制御信号を出力するのが好ましい。

また、上記目的は、上記の電源装置を記録ヘッドの駆動電源として使用し、熱エネルギーを利用して記録を行う記録装置によっても達成される。

本発明によれば、外部からの設定信号に基づいて出力電圧を変化させることができるＤＣ／ＤＣコンバータを含む電源装置において、動作中であっても、入力突入電流が過大となることがなく、しかも出力電圧が設定電圧に到達するまでの時間を短縮することができる。

以下に、図面を参照して、この発明の好適な実施の形態を例示的に詳しく説明する。ただし、この実施の形態に記載されている構成要素はあくまで例示であり、この発明の範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。

なお、以下に説明する実施形態では、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータを記録ヘッドに電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとして用いたインクジェット記録装置を例に挙げて説明する。

＜記録装置の全体構成＞
図１３は本発明の代表的な実施形態であるインクジェット記録装置の構成の概要を示す外観斜視図である。

図１３に示すように、インクジェット記録装置（以下、記録装置という）は、インクジェット方式に従ってインクを吐出して記録を行なう記録ヘッド１０３を搭載したキャリッジ１０２にキャリッジモータＭ１によって発生する駆動力を伝達機構１０４より伝え、キャリッジ１０２を矢印Ａ方向に往復移動させるとともに、例えば、記録紙などの記録媒体Ｐを給紙機構１０５を介して給紙し、記録位置まで搬送し、その記録位置において記録ヘッド３から記録媒体Ｐにインクを吐出することで記録を行なう。

また、記録ヘッド１０３の状態を良好に維持するためにキャリッジ１０２を回復装置１１０の位置まで移動させ、間欠的に記録ヘッド１０３の吐出回復処理を行う。

記録装置のキャリッジ１０２には記録ヘッド１０３を搭載するのみならず、記録ヘッド１０３に供給するインクを貯留するインクカートリッジ１０６を装着する。インクカートリッジ１０６はキャリッジ１０２に対して着脱自在になっている。

図１３に示した記録装置はカラー記録が可能であり、そのためにキャリッジ１０２にはマゼンタ（Ｍ）、シアン（Ｃ）、イエロ（Ｙ）、ブラック（Ｋ）のインクを夫々、収容した４つのインクカートリッジを搭載している。これら４つのインクカートリッジは夫々独立に着脱可能である。

さて、キャリッジ１０２と記録ヘッド１０３とは、両部材の接合面が適正に接触されて所要の電気的接続を達成維持できるようになっている。記録ヘッド１０３は、記録信号に応じてエネルギーを印加することにより、複数の吐出口からインクを選択的に吐出して記録する。特に、この実施形態の記録ヘッド１０３は、熱エネルギーを利用してインクを吐出するインクジェット方式を採用し、熱エネルギーを発生するために電気熱変換体を備え、その電気熱変換体に印加される電気エネルギーが熱エネルギーへと変換され、その熱エネルギーをインクに与えることにより生じる膜沸騰による気泡の成長、収縮によって生じる圧力変化を利用して、吐出口よりインクを吐出させる。この電気熱変換体は各吐出口のそれぞれに対応して設けられ、記録信号に応じて対応する電気熱変換体にパルス電圧を印加することによって対応する吐出口からインクを吐出する。

図１３に示されているように、キャリッジ１０２はキャリッジモータＭ１の駆動力を伝達する伝達機構１０４の駆動ベルト１０７の一部に連結されており、ガイドシャフト１１３に沿って矢印Ａ方向に摺動自在に案内支持されるようになっている。従って、キャリッジ１０２は、キャリッジモータＭ１の正転及び逆転によってガイドシャフト１１３に沿って往復移動する。また、キャリッジ１０２の移動方向（矢印Ａ方向）に沿ってキャリッジ１０２の絶対位置を示すためのスケール１０８が備えられている。この実施形態では、スケール１０８は透明なＰＥＴフィルムに必要なピッチで黒色のバーを印刷したものを用いており、その一方はシャーシ１０９に固着され、他方は板バネ（不図示）で支持されている。

また、記録装置には、記録ヘッド１０３の吐出口（不図示）が形成された吐出口面に対向してプラテン（不図示）が設けられており、キャリッジモータＭ１の駆動力によって記録ヘッド１０３を搭載したキャリッジ１０２が往復移動されると同時に、記録ヘッド１０３に記録信号を与えてインクを吐出することによって、プラテン上に搬送された記録媒体Ｐの全幅にわたって記録が行われる。

さらに、図１３において、１１４は記録媒体Ｐを搬送するために搬送モータＭ２によって駆動される搬送ローラ、１１５はバネ（不図示）により記録媒体Ｐを搬送ローラ１１４に当接するピンチローラ、１１６はピンチローラ１１５を回転自在に支持するピンチローラホルダ、１１７は搬送ローラ１１４の一端に固着された搬送ローラギアである。そして、搬送ローラギア１１７に中間ギア（不図示）を介して伝達された搬送モータＭ２の回転により、搬送ローラ１１４が駆動される。

またさらに、１２０は記録ヘッド１０３によって画像が形成された記録媒体Ｐを記録装置外ヘ排出するための排出ローラであり、搬送モータＭ２の回転が伝達されることで駆動されるようになっている。なお、排出ローラ１２０は記録媒体Ｐをバネ（不図示）により圧接する拍車ローラ（不図示）により当接する。１２２は拍車ローラを回転自在に支持する拍車ホルダである。

またさらに、記録装置には、図１３に示されているように、記録ヘッド１０３を搭載するキャリッジ１０２の記録動作のための往復運動の範囲外（記録領域外）の所望位置（例えば、ホームポジションに対応する位置）に、記録ヘッド１０３の吐出不良を回復するための回復装置１１０が配設されている。

回復装置１１０は、記録ヘッド１０３の吐出口面をキャッピングするキャッピング機構１１１と記録ヘッド１０３の吐出口面をクリーニングするワイピング機構１１２を備えており、キャッピング機構１１１による吐出口面のキャッピングに連動して回復装置内の吸引手段（吸引ポンプ等）により吐出口からインクを強制的に排出させ、それによって、記録ヘッド１０３のインク流路内の粘度の増したインクや気泡等を除去するなどの吐出回復処理を行う。

また、非記録動作時等には、記録ヘッド１０３の吐出口面をキャッピング機構１１１によりキャッピングすることによって、記録ヘッド１０３を保護するとともにインクの蒸発や乾燥を防止することができる。一方、ワイピング機構１１２はキャッピング機構１１１の近傍に配され、記録ヘッド１０３の吐出口面に付着したインク液滴を拭き取るようになっている。

これらキャッピング機構１１１及びワイピング機構１１２により、記録ヘッド１０３のインク吐出状態を正常に保つことが可能となっている。

＜記録装置の制御構成＞
図１４は図１３に示した記録装置の制御構成を示すブロック図である。

図１４に示すように、コントローラ６００は、ＭＰＵ６０１、後述する制御シーケンスに対応したプログラム、所要のテーブル、その他の固定データを格納したＲＯＭ６０２、キャリッジモータＭ１の制御、搬送モータＭ２の制御、及び、記録ヘッド３の制御のための制御信号を生成する特殊用途集積回路（ＡＳＩＣ）６０３、画像データの展開領域やプログラム実行のための作業用領域等を設けたＲＡＭ６０４、ＭＰＵ６０１、ＡＳＩＣ６０３、ＲＡＭ６０４を相互に接続してデータの授受を行うシステムバス６０５、以下に説明するセンサ群からのアナログ信号を入力してＡ／Ｄ変換し、デジタル信号をＭＰＵ６０１に供給するＡ／Ｄ変換器６０６などで構成される。

また、図１４において、６１０は画像データの供給源となるコンピュータ（或いは、画像読取り用のリーダやデジタルカメラなど）でありホスト装置と総称される。ホスト装置６１０と記録装置１との間ではインタフェース（Ｉ／Ｆ）６１１を介して画像データ、コマンド、ステータス信号等を送受信する。

さらに、６２０はスイッチ群であり、電源スイッチ６２１、プリント開始を指令するためのプリントスイッチ６２２、及び記録ヘッド３のインク吐出性能を良好な状態に維持するための処理（回復処理）の起動を指示するための回復スイッチ６２３など、操作者による指令入力を受けるためのスイッチから構成される。６３０はホームポジションｈを検出するためのフォトカプラなどの位置センサ６３１、環境温度を検出するために記録装置の適宜の箇所に設けられた温度センサ６３２等から構成される装置状態を検出するためのセンサ群である。

さらに、６４０はキャリッジ２を矢印Ａ方向に往復走査（スキャン）させるためのキャリッジモータＭ１を駆動させるキャリッジモータドライバ、６４２は記録媒体Ｐを搬送するための搬送モータＭ２を駆動させる搬送モータドライバである。

ＡＳＩＣ６０３は、記録ヘッド３による記録走査の際に、ＲＡＭ６０２の記憶領域に直接アクセスしながら記録ヘッドに対して記録素子（吐出ヒータ）の駆動データ（ＤＡＴＡ）を転送する。

以下、上記のようなインクジェット記録装置の記録ヘッドに電力を供給する電源回路に用いられるＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。

＜ＤＣ／ＤＣコンバータの概略説明＞
図１は、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。図１に示したのはＰＷＭ制御方式の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、コントロールユニット３からの設定信号に基づいて出力電圧Ｖｏを広く変化させることができる構成となっている。

図において、コントロールユニット３は電子機器などの動作をコントロールする制御部であり、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を設定する設定信号を出力する。このコントロールユニットは、図１４のコントローラ６００に相当する。４はＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチング素子Ｑ１０１がオンする時間比率であるオンデューティの最大値を決める最大デューティ設定回路であり、本明細書ではデッドタイムコントロール回路と呼ぶ。５はコントロールユニット３から出力されるＤＴＤＣ信号を反転するＮＯＴ回路（インバータ）であり、６はＤＡコンバータ、７は電源制御ＩＣ、８は誤差増幅器５４の周波数特性を調整する時定数回路、９は出力電圧Ｖｏを低下させるための放電回路である。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータがある出力電圧Ｖｏ（０）で動作中に、コントロールユニット３から出力電圧をＶｏ（１）に変更する設定信号が出力された場合の動作について、図１の回路図及び図２の動作波形図を用いて説明する。ここで、変更後の出力電圧Ｖｏ（１）は変更前の出力電圧Ｖｏ（０）より高い電圧であるとする。

出力電圧を変更する設定信号が出力される以前では、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流がゼロの無負荷状態であるとすると、入力側からのパワーはＤＣ／ＤＣコンバータの内部損失分を供給するだけでよく、主スイッチング素子Ｑ１０１はほとんどオフの状態である。従って、誤差増幅器５４の出力ＶＦＢは三角波のピーク電圧ＶＴＨ以上の電圧レベルとなっている。同時に、誤差増幅器５４の２つの入力電圧Ｖ₊（０）とＶ_-（０）はＤＡコンバータ６から出力される電圧になっている。また、デッドタイムコントロール回路の電圧Ｖｄｔｃは、電源投入から十分な時間が経過していて、ＶｄｔｃはＶｒｅｆ電圧を抵抗Ｒ２、Ｒ３で分圧されたＶｄｔｃ（∞）となっている。このＶｄｔｃ（∞）の設定電圧は、三角波の最低電圧ＶＴＬよりやや低い電圧としている。

ここで、時間ｔ０でコントロールユニット３から出力電圧をＶｏ（１）に変更する設定信号が出力され、ＤＡコンバータ６の出力がＶ_-（１）に変化（上昇）すると、出力電圧はすぐに変化できないため、誤差増幅器５４の＋側入力端子電圧はＶ₊（０）のままとなる。ここで、誤差増幅器５４の入力端子間電圧は、Ｖ_-（１）＞Ｖ₊（０）となり、誤差増幅器５４の出力電圧ＶＦＢは最低電圧まで低下し、ＰＷＭコンパレータ５３に入力される。また同時に、コントロールユニット３からデッドタイムコントロール回路４にＶｄｔｃ電圧を変化させる信号ＤＴＤＣが供給され、Ｖｄｔｃ電圧はＶｄｔｃ（∞）からＶｄｔｃ（０）に変化し、ＰＷＭコンパレータ５３に入力される（図２参照）。ＰＷＭコンパレータ５３から出力ドライバー５５を介して、主スイッチング素子Ｑ１０１に加えられる制御ＩＣ７の出力信号ＶＧは、三角波発振波形とＶｄｔｃ（０）とを比較した結果のデューティとなるＰＷＭ信号であり、主スイッチング素子Ｑ１０１はオンオフを繰り返し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は設定値Ｖｏ（１）に上昇していく。

従って、従来例の回路のように主スイッチング素子Ｑ１０１が１００％導通状態となることがなく、入力突入電流が抑制される。

ところで、図２（ｂ）に示す制御ＩＣ７の出力信号ＶＧは、図２（ａ）に示すデッドタイムコントロール回路４の電圧Ｖｄｔｃ（０）と三角波の波形とによって決定される。このため、デッドタイムコントロール回路４の電圧Ｖｄｔｃ（０）が高すぎると、制御ＩＣ７の出力信号ＶＧのオンデューティが低くなってしまい、出力電圧が設定される出力電圧Ｖｏ（１）まで上昇できなくなったり、設定電圧Ｖｏ（１）に到達する時間が非常に長くなってしまい、ＤＣ／ＤＣコンバータに要求される電圧変化時間を満たせなくなる場合が生じる。

一方、デッドタイムコントロール回路４の電圧Ｖｄｔｃ（０）が低すぎると、出力電圧が設定電圧に達するまで過程で制御ＩＣ７の出力信号ＶＧのオンデューティが高い状態が続き、コイルＬ１０１を流れるコイル電流ＩＬが過大となり、大きな入力突入電流が生じることになってしまう。

このように、出力電圧を変化させる際に生じる入力突入電流を低減し、かつ設定電圧に到達する時間を短縮するためには、出力電圧を変更する設定信号がコントロールユニット３から出力され、ＤＡコンバータ６の電圧が変化するタイミングに同期してデッドタイムコントロール回路４の電圧Ｖｄｔｃ（０）を出力電圧の設定値Ｖｏ（１）に応じて、適切な電圧値に設定することが重要である。

以下、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおけるデッドタイムコントロール回路４の電圧Ｖｄｔｃの設定について、より具体的な実施形態を例に挙げて説明する。

＜第１の実施形態＞
本実施形態では、出力電圧の設定値Ｖｏ（１）が低い時には、デッドタイムコントロール回路４の電圧Ｖｄｔｃ（０）を高い電圧に変化させる。このようにすると、ＰＷＭ制御の最大オンデューティは低く抑えられ、コイル電流ＩＬの上昇は制限され、入力突入電流は軽減される。ここで、ＰＷＭ制御の最大オンデューティが低く抑えられていても、出力電圧が低いので定常動作時のＰＷＭ制御のオンデューティは元々低い状態であり、オンデューティ制限が強くかかっても電圧変化時の応答時間は悪化せず、出力電圧が設定電圧Ｖｏ（１）に達する時間は所定の時間内となる。

一方、出力電圧が高い場合には、定常動作時のＰＷＭ制御のオンデューティが元々高い状態であるので、ＰＷＭ制御の最大オンデューティ（オンデューティの制限値）を、定常動作時のＰＷＭ制御のオンデューティよりも高くしないと、コイル電流ＩＬは上昇できず、出力電圧が上昇できなくなってしまう。従って、出力電圧の設定値Ｖｏ（１）が高い時には、設定される電圧値に応じて、デッドタイムコントロール回路４の電圧Ｖｄｔｃ（０）を低い電圧に変化させる。すると、コイル電流ＩＬは、デッドタイムコントロール回路４の電圧Ｖｄｔｃ（０）で定められた高いオンデューティで上昇していき、出力電圧が設定値Ｖｏ（１）に到達する時間は所定の時間内となる。このとき、出力電圧変化前の定常状態でのＰＷＭ制御のオンデューティが既に高い状態であれば、最大オンデューティ（オンデューティの制限値）が高くなっても、コイル電流ＩＬが過大にならずに出力電圧は設定値Ｖｏ（１）に到達でき、入力電流が過大になることがない。

次に、以上で説明したデッドタイムコントロール回路４の電圧Ｖｄｔｃ（０）を所望の電圧値に変化させる手段について、図１及び図３を用いて説明する。

図１において、デッドタイムコントロール回路４には、電源投入時の突入電流防止のために、通常、時定数が数１０ｍｓから数１００ｍｓとなるようなコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ２、Ｒ３が設けられている。従来例で示したのと同様に、Ｖｒｅｆ＝２．５［Ｖ］、Ｒ２＝１８０［ｋΩ］、Ｒ３＝２２０［ｋΩ］、Ｃ１＝０．４７［μＦ］とした場合、時定数は４６．５ｍｓである。

本実施形態ではこれに加え、コンデンサＣ１の両端に、例えばＰＮＰ型の放電用トランジスタＱ１を設け、トランジスタＱ１のベースにはベース電流を決定する抵抗Ｒ１を設ける。トランジスタＱ１のオン／オフは、コントロールユニット３から出力されるＤＴＤＣ信号を、ＮＯＴ回路５で反転させて抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱ１のベースに与えることによって制御する。

図３は、ＤＴＤＣ信号が出力されるタイミングに関連した信号波形を示す図である。コントロールユニット３から（ｄ）に示すような電圧設定データが出力され、ＤＡコンバータ６が動作を変更するタイミングｔ０で（ｂ）に示すようにＤＴＤＣ信号が「ハイレベル」に変化する。ＤＴＤＣ信号はＮＯＴ回路５で「ローレベル」に反転され、ＰＮＰトランジスタＱ１は導通状態となる。トランジスタＱ１のエミッタ・コレクタ間電圧はコンデンサＣ１の電圧、ここでは、Ｖｒｅｆ−Ｖｄｔｃ（∞）と等しいため、トランジスタＱ１は能動領域で動作し、コレクタ電流はベース電流の電流増幅率ｈｆｅ倍の一定電流でコンデンサＣ１の電荷を放電する。

従って、ＤＴＤＣ信号のパルス幅をｔDTCCとし、ベース抵抗をＲ１、コンデンサを容量Ｃ１、ベース電流をＩＢ、コレクタ電流をＩＣとすると、Ｖｄｔｃ電圧の上昇分ΔＶは、
ΔＶ＝ＩＣ×ｔDTCC／C１＝ＩＢ×ｈｆｅ×ｔDTCC／Ｃ１
＝（Ｖｒｅｆ−ＶＢＥ）×ｈｆｅ×ｔDTCC／（Ｃ１×Ｒ１）
となり、Ｖｄｔｃ（０）は、
Ｖｄｔｃ（０）＝Ｖｄｔｃ（∞）
＋（Ｖｒｅｆ−ＶＢＥ）×ｈｆｅ×ｔDTCC／（Ｃ１×Ｒ１） （１）
となる。従って、Ｖｄｔｃ電圧は、ＤＴＤＣ信号のパルス幅ｔDTCCに比例して増加する。

以上説明したデッドタイムコントロール回路４を用いれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の設定値に基づいて、適切なパルス幅ｔDTCCをもったＤＴＤＣ信号をコントロールユニット３で生成し、電圧設定データが出力されるタイミングに同期して、ＤＴＤＣ信号をデッドタイムコントロール回路４に供給することによって、上記に説明した通り、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を変化させる場合に、入力の突入電流を抑制し、かつ短時間で設定電圧へ到達させることが可能となる。

図４は、デッドタイムコントロール回路の変形例を示す回路図である。上記で説明したようにデッドタイムコントロール回路の出力Ｖｄｔｃ（０）は、式（１）で表される電圧となるが、一般にトランジスタの電流増幅率ｈｆｅは大きくばらつく。その結果、量産設計時には、ＤＴＤＣ信号のパルス幅が一定であっても、Ｖｄｔｃ（０）が一定の値にならず、入力の突入電流のばらつきが大きくなるばかりでなく、出力電圧の設定値への到達時間が所望の時間を超えてしまうことが生じ得る。

図４のデッドタイムコントロール回路１０は、このような事態を防止する回路構成であり、トランジスタの電流増幅率ｈｆｅがばらついても、コンデンサＣ１を放電するコレクタ電流ＩＣをほぼ一定の値にするように抵抗Ｒ４及びＲ５が設けられている。図４の回路において、トランジスタＱ１のコレクタ電流ＩＣは、
ＩＣ＝（Ｖｒｅｆ×Ｒ４／（Ｒ１＋Ｒ４）−ＶＢＥ）／Ｒ５
×（１−Ｒ１×Ｒ４／（Ｒ１＋Ｒ４）／Ｒ５／ｈｆｅ） （２）
と表わせる。

ここで、一例として、Ｖｒｅｆ＝２．５Ｖ、Ｒ１＝１ｋΩ、Ｒ４＝４．７ｋΩ、Ｒ５＝１００Ωとした場合について、具体的な数値を計算すると、ＩＣ＝１３．６×（１−８．２５／ｈｆｅ）［ｍＡ］となる。ここで、ｈｆｅが１００と２００の時、コレクタ電流ＩＣは、それぞれ１２．５［ｍＡ］、１３．０［ｍＡ］となり、トランジスタの電流増幅率が２倍ばらついてもコレクタ電流ＩＣをほぼ一定の値とすることができる。

また、本変形例では、Ｖｄｔｃ電圧の単位時間当りの電圧上昇分ΔＶは、Ｃ１＝０．４７μＦとすると、
ΔＶ＝０．２７７［Ｖ／μｓ］
に設定することができる。

＜第２の実施形態＞
以下、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの第２の実施形態について説明する。以下の説明では、上記第１の実施形態と同様な部分については説明を省略し、本実施形態の特徴的な部分を中心に説明する。

上記第１の実施形態によって、本発明の目的を達成できるが、第２の実施形態は、突入電流を一層軽減し、出力電圧の設定値に到達する時間を短縮するものである。基本的な回路構成は図１に示した構成と同様である。

コントロールユニット３から出力される出力電圧の設定信号が変化するタイミングに同期して、更新前の出力電圧値と更新後の出力電圧値との間の電圧に相当するオンデューティとなるように、デッドタイムコントロール電圧Ｖｄｔｃ（０）を変化させることが本発明では重要である。

ＰＷＭ制御において主スイッチング素子Ｑ１０１のオンデューティは、定格負荷電流での定常状態では、出力電圧／入力電圧となる。入力電圧をＶin（一定）とし、更新前の出力電圧をＶｏ（０）、更新後の出力電圧をＶｏ（１）とする（Ｖｏ（１）＞Ｖｏ（０）とする）と、更新前の出力電圧に相当するオンデューティは、Ｖｏ（０）／Ｖinであり、更新後の出力電圧に相当するオンデューティは、Ｖｏ（１）／Ｖinである。従って、更新前の出力電圧値と更新後の出力電圧値との間の電圧に相当するオンデューティＤonは、
Ｖｏ（０）／Ｖin ＜ Ｄon ＜Ｖｏ（１）／Ｖin
となるような値である。本実施形態では出力電圧の設定値に到達する時間を短縮するために、さらにこの間の電圧が、更新前後の出力電圧の平均値よりも少し大きい電圧値に相当するオンデューティとなるように、デッドタイムコントロール電圧Ｖｄｔｃ（０）を変化させる。

この制御は、出力電圧の変化幅が大きい場合に特に有効な手段であり、一例として、出力電圧を１５Ｖから１８Ｖに変更する場合の到達時間とコイル電流ＩＬの最大値について説明し、デッドタイムコントロール電圧Ｖｄｔｃ（０）の最適な設定値を導く方法を述べる。

ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を電源の動作中に変化させる過程においては、先に説明した通り、デッドタイムコントロール電圧Ｖｄｔｃ（０）で決められたＰＷＭ制御のオンデューティ（ほぼ一定の値）で主スイッチング素子Ｑ１０１はオン／オフ動作を行ない、出力電圧が設定電圧Ｖｏ（１）とほぼ同じ値に近づくと、出力電圧／入力電圧で決定される通常のＰＷＭ制御のオンデューティで動作するようになる。従って、設定電圧への到達時間とコイル電流ＩＬの最大値の関係について考える場合には、主スイッチング素子Ｑ１０１はデッドタイムコントロール電圧Ｖｄｔｃ（０）で決められた一定のオンデューティで動作していると近似してもよい。

ここでは、回路シミュレータＳＣＡＴ（計測技術研究所製）を用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータを一定のオンデューティで動作させた場合の出力電圧変化とコイル電流の上昇値を評価した。図５はシミュレーションを行なった回路図であり、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成のうち、下方に示す制御部分以外の回路に相当する。

入力電圧は３０Ｖ、設定変更前の出力電圧Ｖｏ（０）を１５Ｖとし、設定変更後の目標出力電圧Ｖｏ（１）を１８Ｖとした場合について検討する。このシミュレーションでは、主スイッチング素子Ｑ１を一定のオンディーティで動作させたとき、目標電圧に到達でき、かつコイル電流ＩＬの上昇を最低限に抑えるオンディーティを求めることを目的にする。ここで、更新前の出力電圧に相当するオンデューティは１５Ｖ／３０Ｖ＝５０％であり、更新後の出力電圧に相当するオンデューティは１８Ｖ／３０Ｖ＝６０％である。

図６に示す波形図は、図５に示す回路素子が全て理想素子としたときの結果である。すなわち、スイッチング素子のオン抵抗をゼロ、ダイオードのオン電圧をゼロ、オン時の抵抗をゼロ、コイルＬ１の直列抵抗をゼロ、コンデンサＣ２の等価直列抵抗をゼロとした場合の出力電圧の変化を６０１で示し、コイル電流の変化を６０２で示している。

このように、回路素子が理想状態の場合には、更新前の出力電圧に相当するオンデューティ５０％と更新後の出力電圧に相当するオンデューティ６０％の平均値である５５％のオンデューティで動作させると、オンデューティ５５％に相当する出力電圧、つまりこの例では出力電圧が１６．５Ｖに達した時点でコイル電流が最大となる。出力電圧が１６．５Ｖを越えると、コイル電流は次第に下降してきて、ちょうど目標電圧である１８Ｖに達した時点でコイル電流の最低値がゼロとなった。

つまり、このシミュレーションからは、更新前の出力電圧に相当するオンデューティと更新後の出力電圧に相当するオンデューティの平均値で動作させると、目標電圧に到達でき、かつコイル電流の上昇を最小に抑えられることが確認できた。

しかしながら、実際に使用する回路素子はＤＣ／ＤＣコンバータの設計仕様を満足し、かつ、低コストで実現することが必要であるため、各素子にはそれぞれ寄生抵抗分などがあり、上記のような理想状態とはならない。

この点を考慮して、オンデューティを１％ずつ変化させてシミュレーションを行なった場合の出力電圧の変化及びコイル電流の変化を、図７Ａ及び図７Ｂにそれぞれ示す。図７Ａ及び図７Ｂにおいて、７０１〜７０４はオンデューティが５５％〜５８％の場合をそれぞれ示しており、図７Ｂにおいて、７１１〜７１４はオンデューティが５５％〜５８％の場合をそれぞれ示している。

このシミュレーション結果から、オンデューティ５５％の場合には目標電圧に到達できず、更にオンディーティを５６％に上げると、目標電圧に到達できることがわかる。さらに５７％、５８％とオンディーティを上げると、目標電圧には速く到達できるが、コイル電流が大きくなり、入力電流の増大を招くことがわかる。

以上の結果より、主スイッチング素子のオンデューティは、電圧更新前の出力電圧値と更新後の出力電圧値との間の電圧に相当するオンデューティで、その平均デューティよりやや大きい値とすること望ましい。実際には使用する部品の特性を考慮して、設定するオンデューティを決定すればよい。

このようにして決められたオンディーティは、第１の実施形態で説明したデッドタイムコントロール回路の構成、及びコントロールユニット３から出力されるＤＴＤＣ信号に基づく回路動作によって実現できる。

＜第３の実施形態＞
以下、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの第３の実施形態について説明する。以下の説明では、上記第１及び第２の実施形態と同様な部分については説明を省略し、本実施形態の特徴的な部分を中心に説明する。

第１及び第２の実施形態で説明したＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧を上昇させる場合の動作を最適化したものである。本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧を降下させる場合の動作を最適化したものである、
出力電圧を降下させる場合、特に負荷電流がゼロの場合には、主スイッチング素子Ｑ１０１のオンデューティを調整するだけでは、規定の時間内に目標とする出力電圧にすることが困難である。そこで本実施形態では、コントロールユニット３から出力される出力電圧の設定値Ｖｏ（１）が変更前の出力電圧Ｖｏ（０）よりも低い場合に、出力端子間に接続されているコンデンサＣ１０２及び、負荷装置側に設けられたコンデンサ（図示せず）の電荷を放電する放電回路９を設け、コントロールユニット３から出力される出力電圧の設定信号が変化するタイミングに同期して、放電回路９のスイッチング素子Ｑ１０２を導通させるＯＤＣ信号をコントロールユニット３から供給する。

図８は、出力電圧の変化とＯＤＣ信号のパルス幅、つまりスイッチング素子Ｑ１０２の放電時間との関係の一例を示すグラフである。８０１は変更前の出力電圧Ｖｏ（０）＝１７Ｖ、８０２はＶｏ（０）＝１９Ｖ、８０３はＶｏ（０）＝２１Ｖ、８０４はＶｏ（０）＝２３Ｖ、８０５はＶｏ（０）＝２５Ｖ、８０６はＶｏ（０）＝２７Ｖの場合をそれぞれ示している。なお、図８に示した放電特性は、出力コンデンサＣ１０２を３３０μＦ、放電抵抗Ｒ１０３を３３Ωとした場合の例である。

コントロールユニット３から出力されるＯＤＣ信号はパルス状とするのがよく、そのパルス幅は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧として必要となる全ての電圧範囲において、出力電圧を規定された時間内に目標とする電圧値に低下させるために、出力電圧の設定値によらず、常に一定のパルス幅としてもよい。

また、出力電圧の設定値に応じてＯＤＣ信号のパルス幅を変化させてもよい。具体的には、出力電圧の設定値が低い電圧の時にはパルス幅を長くし、出力電圧の設定値が低い電圧の時にはパルス幅を短くする。パルス幅の設定は、電圧変化量とその変化時間の規定値から、出力コンデンサＣ１０２の容量値を考慮し、放電抵抗Ｒ１０３の抵抗値を適切な値に設定すればよい。このように、出力電圧の設定値に応じてＯＤＣ信号のパルス幅を変化させることによって、放電回路での無駄な電力損失を低減できる。

放電回路での無駄な電力損失を一層低減し、さらに、出力電圧を上昇させる場合には、放電回路９を導通させないようにするために、更新前の出力電圧をＶｏ（０）と、更新後の出力電圧をＶｏ（１）とを比較し、出力電圧を上昇させる場合はＯＤＣ信号を出力しないようにする。さらに、出力電圧を降下させる場合には、ＯＤＣ信号は更新前の出力電圧Ｖｏ（０）と、更新後の出力電圧をＶｏ（１）との差電圧に応じたパルス幅とする。

以上説明したように本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータを用いれば、動作中に、コントロールユニットから出力電圧を変更する設定信号を受けて、短時間（規定の時間以内）に出力電圧を変更前の電圧値から設定電圧に変化させることが可能となり、さらに、入力の突入電流による素子破壊やＤＣ／ＤＣコンバータの入力側のユニットが過電流保護が誤動作することを回避することができる。

これまでに説明した電圧変更時の動作メカニズムは、図１の回路の場合に適用する動作であるが、誤差増幅器５４の入力の極性が逆になり、同じくＰＷＭコンパレータ５３の入力の極性が逆になっている電源制御ＩＣもある。

図１２は、誤差増幅器及びＰＷＭコンパレータの入力極性が逆の場合の、ＤＣ／ＤＣコンバータの変形例を示す回路図である。図１２の回路では、誤差増幅器の出力ＶＦＢが高い時に、ＰＷＭ制御のオンデューティが増大するように動作する。同様に、デッドタイムコントロール回路の出力Ｖｄｔｃが高い電圧になったときに最大オンデューティが大きくなる。従って、デッドタイムコントロール回路の構成、及び動作は、上記に説明したものと電圧の高い／低いの方向が逆になるが、動作の仕方や目的を達成する手段は同様であるので詳細な説明は省略する。

＜第４の実施形態＞
上記第１から第３の実施形態は、ＤＣ／ＤＣコンバータ単体であったが、第４の実施形態として、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータをインクジェットプリンタの記録ヘッド駆動用電源として用いる場合について説明する。

図９は、記録ヘッドに供給する電源電圧を記録ヘッドの温度変動に応じて変化させる場合の制御シーケンスを示すフローチャートである。

プリンタが起動すると、まず取り付けられた記録ヘッドのインク吐出特性のばらつきを示すデータ等のヘッド情報信号をプリンタ本体のコントロールユニットが検出し（ステップＳ９０１）、インク吐出特性に応じた電源電圧を設定する電圧データをＤＣ／ＤＣコンバータに供給する（ステップＳ９０２）。

次に、記録動作を開始する準備が整った時点で、記録ヘッドの電源電圧を立ち上げるＶＨ出力許可信号をＤＣ／ＤＣコンバータに出力し、前記電圧設定データに基づいた出力電圧を記録ヘッドに供給する（ステップＳ９０３）。そして、記録動作が開始される（ステップＳ９０４）。

記録する画像によって記録ヘッドの駆動負荷が随時変化し、インクを大量に吐出する画像の場合には、１スキャンの記録動作、あるいは数スキャンの記録動作によって記録ヘッドが自己昇温し、インクの吐出特性が変化してしまうことがある。このこのような画像の場合、記録ヘッドの温度変化に伴って、画像に色ムラや濃度変化となって現れることになる。このような記録ヘッドの昇温による画像品質の低下を防止すべく、本実施形態では、１スキャン毎にヘッド温度を測定し、必要に応じて記録ヘッドの電源電圧を変更する。

具体的には、記録ヘッドが記録媒体の端部にあるか否かを判定し（ステップＳ９０５）、端部にある場合には記録が終了したか否かを判定し（ステップＳ９０６）、記録が終了していない場合にはヘッド温度を測定し（ステップＳ９０７）、温度変動に応じた最適な電源電圧となるようにＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧設定値を変更する設定信号をコントロールユニットからＤＣ／ＤＣコンバータに出力する（ステップＳ９０８）。

ここで、記録ヘッドの電源電圧は、次のスキャンの実行前に行なわれる予備吐が開始される前までに設定された電圧値に到達している必要があり、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧変化を行う規定時間は、ヘッド温度変化に伴う電圧設定信号がコントロールユニットから出力されてから、予備吐が開始されるまでの時間以内ということになる。

そして、予備吐を実行し（ステップＳ９０９）、ステップＳ９０４に戻って次の記録動作（スキャン）を実行する。

一方、ステップＳ９０６で記録が終了したと判定された場合には、記録ヘッドをホームポジションに移動し（ステップＳ９１０）、ＶＨ出力を停止し（ステップＳ９１１）、一連の動作を終了する。

なお、電源電圧を変化させる要因は記録ヘッドの温度変動だけではなく、吐出するインク液滴の大きさを変化させるようなモード切替を行なう場合にも適用できる。

例えば、記録モードが１ノズルから吐出されるインク量が５ピコリットル（モード１）から２ピコリットル（モード２）に切り替わる場合、それぞれのモードに最適な電源電圧となるようにＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧設定値を変更する設定信号をコントロールユニットからＤＣ／ＤＣコンバータに出力しても構わない。このモードの切替えは、ページ単位で切替えても構わない。また、マルチパス記録で記録を行う場合には、スキャンごとに切替えても構わない。

また、記録ヘッドの駆動周波数の切替えに応じて、それぞれの駆動周波数に最適な電源電圧となるようにＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧設定値を変更する設定信号をコントロールユニットからＤＣ／ＤＣコンバータに出力しても構わない。

＜他の実施形態＞
上記第４の実施形態では、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータをインクジェットプリンタの記録ヘッドを駆動する電源として適用する例を述べたが、本発明は上記のようなシリアル型のインクジェットプリンタ以外（例えばプリンタが記録可能な記録媒体の最大の記録幅に対応した長さを有するフルラインタイプの記録ヘッドを用いたプリンタ）にも、熱エネルギーを利用して記録を行う記録装置全般に適用可能であり、更に動作中に電源電圧を短時間で変化させることが必要な電子機器全般にも用いることができる。

なお、本発明は、複数の機器（例えばホストコンピュータ，インターフェース機器，リーダ，プリンタなど）から構成されるシステムに適用しても、一つの機器からなる装置（例えば、複写機，ファクシミリ装置など）に適用してもよい。

本発明の第１の実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 図１の回路の各部の波形を表す図である。 図１の回路の電圧設定データ信号とＤＴＤＣ信号及びＯＤＣ信号のタイミングを表す図である。 図１のデッドタイムコントロール回路の変形例を示す回路図である。 第２の実施形態に関するシミュレーション用の回路図である。 図５の回路でのシミュレーション結果を表わすグラフである。 第２の実施形態のオンデューティと出力電圧の関係を表わすグラフである。 第２の実施形態のオンデューティとコイル電流の関係を表わすグラフである。 第３の実施形態の出力電圧と放電時間の関係を表わすグラフである。 第４の実施形態の動作を表すフローチャートである。 従来例のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 従来例で説明した電源投入時のデッドタイムコントロール回路の出力の変化を表すグラフである。 ＤＣ／ＤＣコンバータの変形例の構成を示す回路図である。 本発明に係るインクジェット記録装置の概略構成を示す外観斜視図である。 図１３の記録装置の制御回路の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ ＡＣアダプターまたはバッテリ
２ 負荷装置
３ コントロールユニット
４ デッドタイムコントロール回路
５ ＮＯＴ回路
６ ＤＡコンバータ
７ 電源制御ＩＣ
８ 時定数回路
９ 放電回路
５１ 基準電圧源
５２ 三角波発振回路
５３ ＰＷＭコンパレータ
５４ 誤差増幅器
５５ 出力ドライバー
Ｃ１、Ｃ１０１、Ｃ１０２ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ５、Ｒ１０１〜Ｒ１０３ 抵抗
Ｑ１ トランジスタ
Ｑ１０１、Ｑ１０２ 半導体スイッチング素子
Ｄ１０１ ダイオード
Ｌ１０１ コイル

Claims (10)

1. 設定信号に基づいて出力電圧を変化させるＰＷＭ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、制御信号に応じて、デッドタイムコントロール電圧を変化させる電圧変更手段を含み、前記デッドタイムコントロール電圧に応じて、所定の時定数でＰＷＭの主スイッチング素子のオンデューティの上限値を設定するデッドタイムコントロール回路を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記設定信号及び前記制御信号を出力する制御手段と、を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記制御手段は、出力電圧を現在の値よりも高くする場合には、前記オンデューティが大きくなるデッドタイムコントロール電圧が出力されるような前記制御信号を出力し、出力電圧を現在の値よりも低くする場合には、前記オンデューティが小さくなるデッドタイムコントロール電圧が出力されるような前記制御信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御手段は、前記出力電圧を変化させる前記設定信号が更新されるタイミングに同期して前記制御信号を出力し、出力電圧を現在の値よりも高くする場合には、前記オンデューティの値が、現在の出力電圧と設定する出力電圧との間であって、両者の平均電圧よりも大きい電圧値に相当する値となるような前記制御信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記デッドタイムコントロール回路は、前記時定数を決定するコンデンサを含み、前記電圧変更手段は、前記コンデンサと並列に接続され、前記制御信号に応じて該コンデンサを放電する放電用スイッチング素子を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 前記電圧変更手段は、前記制御信号によって前記放電用スイッチング素子の導通時間を制御して、前記デッドタイムコントロール電圧を変化させることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子間に抵抗とスイッチング素子で形成される出力容量放電回路を更に備え、前記制御手段は、前記出力電圧を変化させる前記設定信号に同期して前記出力容量放電回路を所定時間作動させる放電制御信号を出力することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 前記制御回路は、出力電圧を現在の値よりも低くする場合にのみ、前記放電制御信号を出力することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 請求項１から７のいずれか１項に記載の電源装置を記録ヘッドの駆動電源として使用し、熱エネルギーを利用して記録を行う記録装置であって、
   前記記録ヘッドの温度に関する情報を検出する温度検出手段を有し、
   前記制御手段は、前記記録ヘッドによる所定領域の記録動作が終了する度に、前記温度検出手段から前記温度に関する情報を取得し、該温度に関する情報に応じて前記設定信号を出力することを特徴とする記録装置。
9. 前記所定領域の記録動作は、記録ヘッドを搭載したキャリッジの１回の走査による記録動作、または１枚の記録媒体に対する記録動作であることを特徴とする請求項８に記載の記録装置。
10. 請求項１から７のいずれか１項に記載の電源装置を記録ヘッドの駆動電源として使用し、熱エネルギーを利用して記録を行う記録装置であって、
    前記記録モードを指定する手段を有し、
    前記制御手段は、前記記録モードに応じて前記設定信号を出力することを特徴とする記録装置。

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