JP2005167699A

JP2005167699A - 受信装置及び閾値変更装置

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Publication number: JP2005167699A
Application number: JP2003404701A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Abe; 部雅宏阿
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2003-12-03
Filing date: 2003-12-03
Publication date: 2005-06-23
Anticipated expiration: 2023-12-03
Also published as: KR100635423B1; JP4031426B2; KR20050053503A; US20050163260A1; US7386068B2

Abstract

【課題】衛星放送システム、衛星通信システム、地上放送システムあるいは地上通信システム等で用いられる受信装置において、受信回線の品質に拘わらず高い符号化利得を得る。
【解決手段】本発明は、ＣＤＭ（符号分割多重）復調後の受信信号に基づき軟判定ビタビ復号を含む所定の復号処理を行うＦＥＣ装置を備えた受信装置であって、前記所定の復号処理前のデータと、前記所定の復号処理後のデータとを比較して、比較の結果が所定の基準を満たさない場合は、軟判定ビタビ復号に用いられる軟判定データを算出するための閾値の間隔を変更可能に構成された閾値変更部と、算出された軟判定データに基づいて軟判定ビタビ復号を行うビタビ復号部と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、衛星放送システム、衛星通信システム、地上放送システムあるいは地上通信システム等で用いられる受信装置及び閾値変更装置に関する。

ＣＤＭＡ（Code Division Multiplex Access）方式を用いた衛星放送システム、衛星通信システム、地上放送システム及び地上通信システムにおける受信装置は、送信局側から受信した回線周波数の信号をダウンコンバートした後、ダウンコンバート後の受信信号をＣＤＭ復調する。そして、受信装置は、ＣＤＭ復調後における受信信号の振幅レベルから、ビタビ復号に用いられる軟判定データ（多値入力レベル）を算出する。具体的には、受信信号の振幅レベルと軟判定データとを対応付けた軟判定テーブルに基づき、軟判定データを算出する。受信装置は、算出された軟判定データを用いてビタビアルゴリズムに基づきビタビ復号を行う。
特開平７−９３９１４号公報特開２００１−２７３７１９号公報特開平５−２４４０１７号公報特開平７−５７３９４号公報特開平８−３２６３２号公報特開２００３−１３４０８２号公報

しかし、従来においては、上述の軟判定テーブルにおける閾値の間隔（スライスレベルの幅）は一定に設定されていたので、品質の悪い回線（例えばフェージングの影響が大きい場合やマルチパスが多い場合）では必ずしも最適な符号化利得を得られていなかった。

本発明は、上記事情を考慮してなされたものであり、その目的は、受信回線の品質に拘わらず高い符号化利得を得ることのできる受信装置及び閾値変更装置を提供することにある。

本発明の受信装置は、ＣＤＭ（符号分割多重）復調後の受信信号に基づき所定の復号処理を行うＦＥＣ装置を備えた受信装置であって、前記所定の復号処理前のデータと、前記所定の復号処理後のデータとを比較して、比較の結果が所定の基準を満たさない場合は、軟判定ビタビ復号に用いられる軟判定データを算出するための閾値の間隔を変更可能に構成された閾値変更部と、算出された軟判定データに基づいて軟判定ビタビ復号を行うビタビ復号部と、を備えたことを特徴とする。

本発明の閾値変更装置は、ＣＤＭ復調後の受信信号に基づき所定の復号処理を行うＦＥＣ装置から前記所定の復号処理前のデータと前記所定の復号処理後のデータとを取得する取得手段と、前記所定の復号処理前のデータと前記所定の復号処理後のデータとを比較し、比較の結果が所定の基準を満たさない場合は、軟判定ビタビ復号に用いられる軟判定データを算出するための閾値の間隔を変更可能に構成された閾値変更手段と、を備えたものとして構成される。

本発明によれば、ビタビ復号に用いられる軟判定データを算出するための閾値の間隔を変更可能にしたので回線状況に関わらず高い符号化利得を得ることが可能となる。

図１は、本発明の実施の形態に従った受信装置１０の構成を示す概略ブロック図を示す。

図２は、この受信装置１０におけるＣＤＭ／ＦＥＣ１３の構成を詳細に示すブロック図である。

図３は、図１の受信装置１０に対応する送信装置４１の構成を示すブロック図である。

まず、送信装置４１について説明し、次いで、受信装置１０について説明する。

図３に示すように、送信装置４１は、入力パケットに対して誤り訂正符号化処理を実行するＦＥＣ（Forward Error Correction：前方誤り訂正）部４２と、ＦＥＣ部４２による出力データ（誤り訂正符号化データ）をＣＤＭ（Code Division Multiplex：符号分割多重）変調するＣＤＭ変調部４３と、ＣＤＭ変調部４３による出力信号を回線周波数帯に変換してアンテナ５０から出力する周波数変換部４９とを備える。

ＦＥＣ部４２におけるＲＳ（Reed Solomon：リードソロモン）符号化部４４は、入力パケットに対して誤り訂正用の冗長ビットを付加したＲＳ符号を生成する。

バイトＩ／Ｌ（Inter Leave：インタリーブ）部４５は、リードソロモンアルゴリズムによる誤り検出の精度を高めるため、ＲＳ符号化部４４によるＲＳ符号を所定のアルゴリズムに従ってバイト単位で並び替える。

畳込み符号化部４６は、バイトインタリーブ後の信号を周知の方法で畳込み符号化処理して出力する。

ビットＩ／Ｌ部４８は、ビタビアルゴリズムによる誤り検出の精度を高めるため、畳込み符号化部４６による出力信号を所定のアルゴリズムに従ってビット単位で並び替えるビットインタリーブ処理を行う。

ＣＤＭ変調部４３は、ビットＩ／Ｌ部４８による出力信号を、所定の拡散符号を用いて、広帯域のベースバンド信号に変換する。

周波数変換部４９は、ＣＤＭ変調部４３によるベースバンド信号を回線周波数に変換してアンテナ５０から出力する。

アンテナ５０から出力された回線周波数の電波信号は、例えば衛星経由で受信装置１０に送信される。電波は、ギャップフィラー（ＧＦ）を介して、あるいは地上送信局から受信装置１０に直接、送出されるようにしてもよい。

次に、受信装置１０について説明する。

図１に示すように、受信装置１０は、上述の送信装置４１側から送られてきた所定の回線周波数の電波信号を受信するアンテナ１１を備える。

チューナ１２は、アンテナ１１によって受信された無線電波信号を、発振器（図示せず）により供給される発振信号と合成して、ベースバンドの受信信号に変換する。この発振器は、周知のＡＦＣ（Automatic Frequency Control）回路（図示せず）によって発信周波数を制御される。ＡＦＣ回路は、送信装置４１からの受信信号を用いて発振器を制御するため、例えばフェージングによる影響が大きい場合等、制御の精度が低下する。チューナ１２は、ベースバンドの受信信号を得た後、このベースバンドの受信信号の電力レベルを、周知のＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路（図示せず）を用いて所定の基準に調整（利得制御）して出力する。

ＣＤＭ／ＦＥＣ部１３は、チューナ１２による出力信号を、ＣＤＭ復調、ビタビ復号及びＲＳ復号等する。

デコーダ部１４は、ＣＤＭ／ＦＥＣ部１３による復号データをデコードする。即ち、デコーダ部１４は、復号データが音声情報である場合は音声情報をスピーカ（図示せず）を介して再生し、映像情報である場合は表示部（図示せず）にその映像情報を再生し、文字等のデータ情報である場合はそのデータ情報を表示部（図示せず）に表示する。

以下、図２を用いて、ＣＤＭ／ＦＥＣ部１３についてさらに詳しく説明する。

図２に示すように、ＣＤＭ復調部２１は、チューナ１２から受け取ったベースバンドの受信信号をＣＤＭ復調して次段のビットＩ／Ｌ部２３に出力する。

ＣＤＭ復調部２１におけるフィンガー数検出部２１ａは、複数の経路から受信した同一の電波の数を表すフィンガー数を検出する。一般に、フィンガー数が高い程マルチパスが多いと推定される。

ＡＧＣ増幅利得値検出部２１ｂは、上述したＡＧＣ回路（図示せず）により電圧レベルが調整された受信信号の増幅利得値を検出する。

ＡＦＣ周波数値検出部２１ｃは、上述のＡＦＣ回路（図示せず）によって制御される発振器の発振周波数（ＡＦＣ周波数）を検出する。

硬判定ＢＥＲ算出部２１ｄは、ＣＤＭ復調後の受信信号を硬判定し、硬判定データを既知のデータと比較してビットエラーレート（ＢＥＲ）を算出する。より詳しくは以下の通りである。

一般にＣＤＭ伝送方式等で使用するチャネルには、ユーザ情報を伝送する情報チャネルや、制御情報を伝送する制御情報チャネル（パイロットチャネル）がある。このうち制御情報チャネルによって伝送される制御情報中には、同期ビット（CW: Continuous Wave）や、コンテンツデータの先頭を識別するユニークワード（UW: Unique Word）等が含まれ、これら同期ビット及びユニークワードは固定のビットパターンを有する。硬判定ＢＥＲ算出部２１ｄは、予め記憶したこれらの固定ビットパターンと、上記硬判定データとを比較してビットエラーレートを求める。

以上に述べたフィンガー数検出部２１ａ、ＡＧＣ増幅利得値検出部２１ｂ、ＡＦＣ周波数値検出部２１ｃ及び硬判定ＢＥＲ算出部２１ｄは、図２に示すように、検出あるいは算出したフィンガー数、ＡＧＣ増幅利得値、ＡＦＣ周波数値及び硬判定ＢＥＲをそれぞれ後述するスライスレベル制御部２４に送出する。

ビットＩ／Ｌ部２３は、ＣＤＭ復調部２１による出力信号のビット配列を、前述のビットＩ／Ｌ部４８による処理と逆方向のアルゴリズムに従って並び替える。

スライスレベル制御部２４は、ビットＩ／Ｌ部２３による出力信号（１シンボル）を用いて、図４に示す軟判定テーブルに基づき、ビタビ復号部２５への入力となる軟判定データ（多値入力レベル）を算出する。

図４に示すように、この軟判定テーブルは、中間値０を含む９個の値（−４〜４）のいずれかの軟判定データ（４ビット）（縦軸）を、入力された受信信号（８ビット）（横軸）から求めるものである。即ち、図中において、符号形式は２の補数で、負の最小値（１１００_２）から正の最大値（０１００_２）までの０（００００_２）を含んだ９個の値のいずれかを入力された受信信号から求める。

具体的には、入力された受信信号を対応するスライスレベル（ｄ０〜ｄ４参照）に対応付けることにより軟判定データを求める。

ここで、スライスレベルは、座標の横軸を複数の閾値によって区切った場合の各区間と、各区間に対応する軟判定データとを対応づけたもの（例えば関数）である。各スライスレベルは、スライスレベル制御部２４内のレジスタ（図示せず）に記憶されている。図４において各スライスレベルの幅（閾値の間隔）ｄ０〜ｄ４はそれぞれ同一である。但し、後述するように、各スライスレベルの幅（閾値の間隔）ｄ０〜ｄ４は変更可能である。なお、軟判定データ（４ビット）の最上位ビットは推定されるデータ値の符号ビット（０あるいは１）であり、残りの下位３ビットはそのデータ値の尤度を表す。

図２に戻って、ビタビ復号部２５は、スライスレベル制御部２４により算出された軟判定データを用いて周知のビタビアルゴリズムに基づき軟判定ビタビ復号を行う。

バイトＩ／Ｌ部２６は、ビタビ復号部２５から受け取ったビタビ復号後の信号を、前述のバイトＩ／Ｌ部４５による処理と逆のアルゴリズムに従って並び替える。

ＲＳ復号部２７は、ＲＳ符号中の冗長ビットに基づいて誤り訂正を行う。ＲＳ復号部２７は、誤り訂正後のデータをデコーダ部１４（図１参照）に出力する。

畳込み符号化部２９は、ビタビ復号部２５から出力されたビタビ復号後のデータを受信し、受信したビタビ復号後のデータを、畳込み符号化して比較回路３０に出力する。畳込み符号化のアルゴリズムは、前述した畳込み符号化部４６によるものと同じものを用いる。

遅延回路２８は、スライスレベル制御部２４から出力された軟判定データを受信し、受信した軟判定データを、畳込み符号化部２９による出力と同期して比較回路３０に出力する。つまり、遅延回路２８は、ビタビ復号部２５及び畳込み符号化部２９によるビタビ復号及び畳込み符号化処理の間、受信した軟判定データを一時的に保持する。

比較回路３０は、畳込み符号化部２９及び遅延回路２８からそれぞれ受け取ったデータの内容を比較してビットエラーレートを算出する。つまり、比較回路３０は、ビタビ復号前のデータと、ビタビ復号後のデータとを比較してエラーレートを算出する。より詳しくは、ビタビ復号前のデータとビタビ復号後のデータとが異なればビタビ復号前のデータに誤りがあったことが少なくとも推定されるので、これに基づきビットエラーレート（例えば１秒間当たりの誤りビット数）を算出する。比較回路３０は、算出したビットエラーレート（ビタビ前疑似ＢＥＲ）を、図２に示すように、スライスレベル制御部２４に送出する。

遅延回路３１は、バイトＩ／Ｌ部２６から出力されたデータを、ＲＳ復号部２７による比較回路３２への出力データと同期して、比較回路３２に出力する。つまり、遅延回路３１は、ＲＳ復号部２７による復号処理の間、バイトＩ／Ｌ部２６からの出力データを一時的に保持する。

比較回路３２は、遅延回路３１による出力データと、ＲＳ復号部２７によるＲＳ復号後のデータとを比較してビットエラーレートを算出する。つまり、比較回路３２は、ビタビ復号後のデータ（ＲＳ復号前のデータ）とＲＳ復号後のデータとを比較してエラーレートを算出する。より詳しくは、ＲＳ復号前のデータとＲＳ復号後のデータとが異なれば少なくともＲＳ復号前のデータに誤りがあったことが推定されるので、これに基づきビットエラーレート（例えば１秒間当たりの誤りビット数）を算出する。比較回路３２は、算出したビットエラーレート（ビタビ後疑似ＢＥＲ）を、図２に示すように、スライスレベル制御部２４に送出する。

ここで、上述したように、スライスレベル制御部２４は、上述のフィンガー数、ＡＧＣ増幅利得値、ＡＦＣ周波数値、硬判定値ＢＥＲ、ビタビ前疑似ＢＥＲ及びビタビ後疑似ＢＥＲに基づいてスライスレベルの幅（閾値の間隔）を適応的に変更可能である。

このスライスレベルの幅の変更処理は、スライスレベル制御部２４が行うことの他、例えば、図２に示すように、ＣＰＵ（閾値変更装置）３３がこれらのデータを、スライスレベル制御部２４を介して受け取り、適正なスライスレベルの幅を算出した後、スライスレベル制御部２４内のレジスタ（図示せず）に書き込むようにしてもよい。あるいは、マンマシンインターフェース（ＭＭＩ：Man Machine Interface）３４を介してこれらのデータを外部機器（図示せず）（閾値変更装置）で受け取り、適正なスライスレベルの幅を求めた後、外部機器からＭＭＩ３４を介してスライスレベル制御部２４内のレジスタ（図示せず）に書き込むようにしてもよい。

以下では、スライスレベル制御部２４による処理を例にして説明する。

図５は、スライスレベル制御部２４によるスライスレベルの幅の変更処理の流れを示すフローチャートである。

まず、ステップＳ１に示すように、スライスレベル制御部２４は、各スライスレベルの幅ｄ０〜ｄ４を初期値に設定する。例えば、各スライスレベルの幅ｄ０〜ｄ４を最強レベルから最低レベルまでの全レベルにわたって均等に設定する（図４参照）。即ち、閾値の間隔を均等に設定する。

次に、スライスレベル制御部２４は、比較回路３０、３２によるビタビ前疑似ＢＥＲ及びビタビ後疑似ＢＥＲに基づいて受信信号がエラーフリーとみなせるか、つまりビタビ前疑似ＢＥＲ及びビタビ後疑似ＢＥＲが一定レベルα１以下であるかどうかを判断する（ステップＳ２）。また、スライスレベル制御部２４は、硬判定ＢＥＲ算出部２１ｄによる硬判定ＢＥＲが一定レベルα２以下であるかどうかを判断する（ステップＳ２）。

スライスレベル制御部２４は、ビタビ前疑似ＢＥＲ及びビタビ後疑似ＢＥＲの両方とも一定レベルα１以下であり、且つ、硬判定ＢＥＲが一定レベルα２以下である場合は（ステップＳ２のＮＯ）、受信品質は適正であると判断し、スライスレベルの変更は行わない。

一方、スライスレベル制御部２４は、ビタビ前疑似ＢＥＲあるいはビタビ後疑似ＢＥＲが一定レベルα１より大きい場合あるいは硬判定ＢＥＲが一定レベルα２より大きい場合は（ステップＳ２のＹＥＳ）、次に、ＡＦＣ周波数値検出部２１ｃによるＡＦＣ周波数値が所定の基準（所定の誤差範囲）内に収まるかどうかを判断する（ステップＳ３）。

スライスレベル制御部２４は、ＡＦＣ周波数値が所定の基準内に収まる場合は（ステップＳ３のＹＥＳ）、次のステップＳ４に進み、所定の基準内に収まらない場合は、現時点はＣＤＭ復調が困難な状態にあると判断し、ＡＦＣ周波数値が所定の基準内に収まるまで待機する（ステップＳ３のＮＯ）。

ステップＳ４では、スライスレベル制御部２４は、ＡＧＣ増幅利得値検出部２１ｂによるＡＧＣ増幅利得値が所定の基準内に収まるか否か、即ち、受信電力値が一定レベルβより大きいか否かを判断する（ステップＳ４）。

スライスレベル制御部２４は、受信電力値が一定レベルβ以下である場合、即ち、受信電力の低下によりＣ／Ｎ（搬送波電力対雑音電力比）の劣化が推定される場合は（ステップＳ４のＮＯ）、各スライスレベルの幅ｄ０〜ｄ４に一定の重み付けをして設定する。例えば、各スライスレベルの幅ｄ０〜ｄ４を、最高レベルの側の幅が狭く、中間レベル付近の幅が広くなるように重み付けする。このように最高レベルの側の幅を狭く、中間レベル付近の幅を広く各スライスレベルの幅ｄ０〜ｄ４を設定した状態を図６に示す。

一方、スライスレベル制御部２４は、受信電力値が一定レベルβより大きい場合、即ち、受信電力の低下以外の要因により各ＢＥＲ（ビタビ前疑似ＢＥＲ、ビタビ後疑似ＢＥＲ、硬判定ＢＥＲ）の低下が推定される場合は（ステップＳ４のＹＥＳ）、あるいはステップＳ５の後は、フィンガー数検出部２１ａによるフィンガー数が一定値γより大きいか否かを判断する（ステップＳ６）。

スライスレベル制御部２４は、フィンガー数が一定値γよりも大きい場合（反射波であるマルチパスが多いと推定される場合）は（ステップＳ６のＹＥＳ）、例えばスライスレベルの幅ｄ０〜ｄ４を非リニアに分布、即ち、幅に一定の重み付けをして分布する（ステップＳ７）（図６参照）。重み付けは、例えば、予め複数のスライスレベルの幅の設定パターンを用意しておき、ビタビ前疑似ＢＥＲ、ビタビ後疑似ＢＥＲ及び硬判定ＢＥＲが好適になるパターンを採択したり、所定のアルゴリズムを用いて動的にスライスレベルの幅を変更してビタビ前疑似ＢＥＲ及びビタビ後疑似ＢＥＲが好適になる各スライスレベルの幅を採用したりする。スライスレベルの幅の変更に当たって上述のＡＦＣ周波数値を参照してもよい。

一方、スライスレベル制御部２４は、フィンガー数が一定値γ以下である場合（マルチパスは少ないがフェージングやノイズ等により伝送路の品質が悪いと推定される場合等）は（ステップＳ６のＮＯ）、例えば上と異なるアルゴリズムを用いて、各スライスレベルの幅ｄ０〜ｄ４に一定の重み付けをする（ステップＳ８）。

上述した本発明の実施の形態では、ビットＩ／Ｌ２３においてビットインタリーブ処理をした後、スライスレベル制御部２４において軟判定データを算出したが、スライスレベル制御部２４において軟判定データを算出した後で、ビットＩ／Ｌ２３においてビットインタリーブ処理を行ってもよい。

以上のように、本実施の形態によれば、疑似ビタビ前ＢＥＲ、疑似ビタビ後ＢＥＲ及び硬判定ＢＥＲが所定の基準を満たさない場合は閾値の間隔（スライスレベルの幅）を変更できるようにしたので、回線品質に拘わらずビットエラーを低減でき、よって高い符号化利得を得ることができる。

また、本実施の形態によれば、ＡＧＣ増幅利得値、ＡＦＣ周波数値及びフィンガー数を参照して閾値の間隔を変更するようにしたので、閾値の間隔をより適正な方向に変更できる。

本発明の実施の形態に従った受信装置の構成を示す概略ブロック図を示す。受信装置におけるＣＤＭ／ＦＥＣの構成を詳細に示すブロック図である。送信装置の構成を示す概略ブロック図である。軟判定テーブルの一例を示す図である。スライスレベルの幅の変更処理の流れを示すフローチャートである。スライスレベルの幅（閾値の間隔）に重み付けをした軟判定テーブルの一例を示す図である。

符号の説明

１０受信装置
１１、５０アンテナ
１２チューナ
１３ＣＤＭ／ＦＥＣ部
１４デコーダ部
２１ＣＤＭ復調部
４３ＣＤＭ変調部
２１ａフィンガー数検出部
２１ｂＡＧＣ増幅利得値検出部
２１ｃＡＦＣ周波数値検出部
２１ｄ硬判定ＢＥＲ算出部
２２ＦＥＣ部
２３、４８ビットＩ／Ｌ部
２４スライスレベル制御部
２５ビタビ復号部
２６、４５バイトＩ／Ｌ部
２７ＲＳ復号部
４４ＲＳ符号化部
２８、３１遅延回路
２９畳込み符号化部
３０、３２比較回路
４６畳込み符号化部
４９周波数変換部

Claims

ＣＤＭ（符号分割多重）復調後の受信信号に基づき所定の復号処理を行うＦＥＣ装置を備えた受信装置であって、
前記所定の復号処理前のデータと、前記所定の復号処理後のデータとを比較して、比較の結果が所定の基準を満たさない場合は、軟判定ビタビ復号に用いられる軟判定データを算出するための閾値の間隔を変更可能に構成された閾値変更部と、
算出された軟判定データに基づいて軟判定ビタビ復号を行うビタビ復号部と、
を備えたことを特徴とする受信装置。
前記所定の復号処理は、軟判定ビタビ復号処理あるいはブロック符号復号処理であることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
ＣＤＭ復調後の受信信号を硬判定する硬判定部をさらに備え、
前記閾値変更部は、硬判定データを所定のデータと比較し、比較結果が所定の基準を満たさない場合は、前記閾値の間隔を変更可能に構成されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
前記閾値変更部は、複数の経路から受信された同一の電波の数を表すフィンガー数と、ＡＧＣ回路により電力レベルが調整されたＣＤＭ復調の入力となる受信信号の電力増幅利得と、受信信号を回線周波数からダウンコンバートするのに用いられＡＦＣ回路により生成され受信信号に基づき制御される発振信号の周波数値と、の少なくとも１つを用いて閾値の間隔を変更することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の受信装置。
ＣＤＭ復調後の受信信号に基づき所定の復号処理を行うＦＥＣ装置から前記所定の復号処理前のデータと前記所定の復号処理後のデータとを取得する取得手段と、
前記所定の復号処理前のデータと前記所定の復号処理後のデータとを比較し、比較の結果が所定の基準を満たさない場合は、軟判定ビタビ復号に用いられる軟判定データを算出するための閾値の間隔を変更可能に構成された閾値変更手段と、
を備えた閾値変更装置。