JP2005164333A

JP2005164333A - 衛星測位方法及び衛星測位システム

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Publication number: JP2005164333A
Application number: JP2003402075A
Authority: JP
Inventors: Nobuhiro Kishimoto; 信弘岸本; Seiichiro Hirata; 誠一郎平田
Original assignee: Kishimoto Nobuhiro
Current assignee: Kishimoto Nobuhiro
Priority date: 2003-12-01
Filing date: 2003-12-01
Publication date: 2005-06-23
Anticipated expiration: 2023-12-01
Also published as: JP3806425B2; EP1538454A1; CN100580477C; US7408504B2; CN1624491A; US20050116860A1

Abstract

【課題】減衰した衛星受信信号であっても超高感度でかつ応答性が良く受信位置を知り得る衛星測位方法を提供することを目的とする。
【解決手段】受信した所定時間の衛星受信信号により受信機端末が衛星との間の擬似距離を求める衛星測位方法である。所定時間の衛星受信信号から、航法データ１ビットぶんに相当する長さの第１入力信号をデータ取得開始を微小時間ずつ遅らせて所定数得る。各第１入力信号を同期加算して第２入力信号とする。第２入力信号に受信機端末が予め用意する擬似パターンを作用させたものをさらに第２入力信号に作用させる。さらに、得られた信号について所定時間ぶんの衛星受信信号にわたって同期加算を行い、得られた同期加算信号と受信機端末が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行い、その結果から遅延値を検出し、擬似距離を求める。
【選択図】図10

Description

本発明は、衛星からの信号により衛星と受信機端末との間の擬似距離を求める衛星測位方法及び衛星測位システムに関する。

測位用衛星は地球上の周りを多数回っており、同一搬送周波数で信号が連続送信されている。各衛星にＰＮコード（ＧＰＳの場合はＣ／Ａコードと呼ばれる）が割り当てられており衛星ごとに異なるもので、各衛星から擬似雑音信号として連続送信されている。衛星からは衛星の軌道などの情報をふくむ航法データが送信されており、この航法データでＰＮコードの極性を反転させて同一搬送波でＰＳＫ変調され連続送信されている。

ＧＰＳ信号の場合、ＰＮコード（Ｃ／Ａコード）は、図１に示すように１msec（１ミリ秒）が１ＰＮフレームとされ、この１ＰＮフレームが、周期的な連続信号として送信されている。
つまり、上記航法データは１ビット｛20msec（50bps ）｝で、この航法データの極性に応じてＣ／Ａコードの極性を反転させている。すなわち航法データが１ならばＣ／Ａコードの極性はそのままであり、航法データが−１ならばＣ／Ａコードも極性が反転する。

そして、受信感度を向上させる衛星測位システムとして従来より知られるものに、アシスト型ＧＰＳがある（例えば、特許文献１参照）。このシステムは、図14に示すように、受信ユニット104 は、ＧＰＳ受信アンテナ105 を備えたＲＦからＩＦへのコンバータ106 、このコンバータ106 からのアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ107 、このＡ／Ｄコンバータ107 からの出力を記録するメモリ（ディジタルスナップショットメモリ）108 、このメモリ108 からの信号を処理する汎用プログラマブルディジタル信号処理回路（以下、ＤＳＰ回路と略称する）109 を有する。

そして、この他にＤＳＰ回路109 に接続されたプログラムＥＰＲＯＭ（ＲＯＭ、メモリ）110 、周波数シンセサイザ111 、パワーレギュレータ回路112 、アドレス書き込み回路113 、マイクロプロセッサ114 、ＲＡＭ（メモリ）115 、ＥＥＰＲＯＭ（ＲＯＭ、メモリ）116 、送受信アンテナ117 を備えマイクロプロセッサ114 に接続されたモデム118 を有する。

次に動作について説明する。べースステーション101 は、受信ユニット104 に指令を出して、データコミュニケーションリンク119 により伝送されたメッセージを介して測定を実施する。ベースステーション101 は、このメッセージの中で対象の衛星に対する衛星情報のドップラデータを送信する。
このドップラデータは、周波数情報のフォーマットを持ち、メッセージは対象衛星の特定を行う。このメッセージは受信ユニット104 の一部であるモデム118 により受信され、マイクロプロセッサ114 に結合されたメモリ108 に格納される。マイクロプロセッサ114 はＤＳＰ回路109 、アドレス書き込み回路113 とモデム118 との間のデータ情報伝達を取扱い受信ユニット104 内でのパワーマネージメント機能をコントロールする。

受信ユニット104 が（例えばベースステーション101 から）ＧＰＳ処理、並びにドップラ情報に対して指示を受け取った場合、マイクロプロセッサ114 はその指示に従いパワーレギュレータ回路112 を起動する。このパワーレギュレータ回路112 はパワーライン120a〜120eを介して、ＲＦからＩＦへのコンバータ106 、Ａ／Ｄコンバータ107 、メモリ108 、ＤＳＰ回路109 及び周波数シンセサイザ111 に機能を付与する。これによりＧＰＳ受信アンテナ105 を経て受信されたＧＰＳ衛星からの信号はＩＦ周波数にダウンコンバ−トされた後にディジタル化を実施される。

処理する信号は、通常 100msecから１sec （又は更に長い）の時間に相当する。このような連続データセットは、メモリ108 に格納される。
ＤＳＰ回路109 ではソードレンジ計算が行われる。更にＤＳＰ回路109 は局所的に作成された基準と受信された信号との間の多数のコリレーションオペレーションを迅速に実施することにより、ソードレンジの極めて迅速な演算を可能にするファーストフーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムの使用を可能にする。ファーストフーリエ変換アルゴリズムは、このようなあらゆる位置を同時に並列的に探索し、演算プロセスを加速する。

ＤＳＰ回路109 が、対象衛星の各々に対するソードレンジの演算を完結すると、この情報を相互接続バス122 を経て、マイクロプロセッサ114 に伝送する。次に、マイクロプロセッサ114 は、最終の位置算定の為にソードレンジデータをデータコミュニケーションリンク119 を経てベースステーション101 に伝送する目的でモデム118 を利用する。
ソードデータに加え、メモリ108 の中での最初のデータ収集からデータのデータコミュニケーションリンク119 を経た送信の時点迄の経過時間を示すタイムラグが、同時にベースステーション101 に伝送されることができる。このタイムラグは位置計算を行うベースステーション101 の能力を高める。何故ならば、これによりＧＰＳ衛星位置はデータ収集の時点に行うことができるからである。

モデム118 はデータコミュニケーションリンク119 を通じてメッセージの送受信の為に別個の送受信アンテナ117 を利用する。モデム118 はコミュニケーションレシーバーとコミュニケーショントランスミッタを含み、しかもこの両者は交互に送受信アンテナ117 に結合されると理解される。同様にべースステーション101 はデータリンクメッセージを送信及び受信する為に別個の送受信アンテナ103 を使用することが可能であり、従って、べースステーション101 でＧＰＳ受信アンテナ102 を経てＧＰＳ信号を連続的に受信することができる。

ＤＳＰ回路109 における位置計算にはメモリ108 に格納されたデータの量及びＤＳＰ回路109 又は幾つかのＤＳＰ回路の速度に応じて必要な時間は数秒以下となることが期待される。上述のように、メモリ108 は比較的長い時間に該当する記録を捕捉する。
ファーストコンボリューション法を用いた大ブロックのデータの有効な処理は低受信レベルでの信号を処理する為の性能に寄与する（例えば建物、樹木等により著しく遮られた為に受信レベルが低下する時）。可視的なＧＰＳ衛星に対するすべてのソードレンジはこの同じ緩衝されたデータを用いて計算される。これは信号の振幅が迅速に変化する状況（都会の障害状態の様な）下の連続追跡ＧＰＳ受信機に関する性能を改善されたことになる。

上記ＤＳＰ回路109 で行われる信号処理について、処理の目的は局所的に発生する波形に関して、受信された波形のタイミングを確定することであり、さらに高感度を得るために上記波形の極めて長い部分、通常 100msecから１sec にわたる部分が処理される。受信されるＧＰＳ信号（Ｃ／Ａコード）は、1023ビット＝１msecの反復ソードランダム（ＰＮフレーム）から成り立っている。

そこで、また前後のＰＮフレームを互いに加える。例えば１秒間に1000ＰＮフレームが存在するので、第１のフレームを次の第２のフレームにコヒーレント的に加え、生じたものを第３のフレームに加える。以下、図15(A) 〜図15(E) に示すように順次加えて行く。この結果、１ＰＮフレーム＝1023ビットの持続時間を持つ信号が得られる。このシーケンスの位相をローカル基準シーケンスと比較すれば２つの間の相対タイミング、すなわちソードレンジ（擬似距離）を確定することができる。上記ＤＳＰ回路109 で行われる信号処理について、図15により説明する。

図15は実際のＧＰＳ信号とは異なっており説明のために擬似的な説明用の図として描かれている。航法データが０（−１）または１の区間（20msec）には実際には20フレーム（Ｃ／Ａコード20周期分）が存在するが説明のために４フレームとしてかかれている。図15(A) においてＤＡＴＡ＝０の区間とＤＡＴＡ＝１の区間とでは各フレーム（FRAME ：各1msec ）の位相が互いに逆転している。この状態でＧＰＳ信号（Ｃ／Ａコード信号）が受信アンテナに入力される。

図15(B) はＤＡＴＡが０になる立ち上がりの点（データの先頭部）からＧＰＳ信号（Ｃ／Ａコード信号）を取り出した場合の説明の図である。注目すべきは、この図は説明をわかりやすくするためにかかれた特殊な条件のタイミングで捕らえた図である。
すなわちＤＡＴＡが０になる立ち上がりの点（データの先頭部）から捕らえられた場合の非常に特殊な条件が成立したときの図である。図15(B) の動作はある時点から受信信号（Ｃ／Ａコード）をとりはじめ、この受信信号（Ｃ／Ａコード）を４フレーム分ずつ加算して平均することを行っている。

しかし、注目すべきは、もし受信信号（Ｃ／Ａコード）が最初のＤＡＴＡ＝０のフレーム２（FRAME ２）の先頭部から取り始めたら加算して平均した結果は０となってしまう。そして、実際には受信機で信号を取り始めるときはＤＡＴＡの先頭部からうまく取り出すことはほとんどありえない。つまり、航法データの途中、およびフレームの途中からデータを取り始めるのが実際である。

図15(B) である時点から捕らえられた連続受信信号に対して４周期分（Ｃ／Ａコードを４個分）毎に同期加算して平均する。次に、図15(C) において受信機内部のレプリカＰＮ符号（レプリカＣ／Ａコード）と図15(B) の結果の相関計算結果を示す。相関計算のピーク値の極性は、図15(B) におけるそれぞれの同期加算して平均した結果の極性と受信機内部のレプリカＰＮ符号の極性が一致すれば正、異なれば負となる。

図15(D) は図15(C) の相関結果の絶対値を取った図を示す。すなわち図15(D) において各相関計算の絶対値をそれぞれ取る。図15(E) はそれぞれ絶対値で得られた各相関計算を同期加算する。以上の同期加算、相関計算により周期信号であるＰＮ（Ｃ／Ａコード）信号を多数回加算することで感度（Ｓ／Ｎ）を向上させている。

また従来の他の衛星測位システムについて以下のものがある。
ＧＰＳ受信信号のＣ／ＡコードをＡ／Ｄコンバータでいったんメモリに一定時間蓄積する。このＣ／Ａコード信号はＧＰＳの航法データにより、極性が反転しているところが存在する。この特許ではノイズに埋もれたＣ／Ａコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせるために外部からの航法データを入手して、Ｃ／Ａコード信号の極性を完全に同一にして同期加算および相関計算を行うことにより高感度受信を行うものである。

このシステムは、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機端末に取り入れて受信端末機で受信した信号に、この航法データの位相と受信機端末機の受信信号におけるＣ／Ａコード信号と完全に位相を一致させて、この航法データで受信ＰＮ符号の極性を変化させてＣ／Ａコード信号のすべての極性を同一化して、同期加算することによりノイズに埋もれたＣ／Ａコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得ている。

このシステムは、外部基地局のサーバと受信機端末で受信した受信信号におけるＣ／Ａコード信号の位相と、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データとの位相は一致しない。理由は通信回線における通信時間のばらつきや遅延があるためである。

そのために、ＧＰＳ測位システムのＧＰＳ端末は正確な時刻信号を出力するタイムサーバに自己の時刻信号を送り、このタイムサーバから時刻信号を受け取ることにより、タイムサーバまでの通信時間を知るようにしている。
この通信時間を知ることにより、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データの位相差を限りなく小さくして、外部からの航法データをスキャンさせてその位相差を完全に合わせることを行っている（例えば、特許文献２参照）。
米国特許５６６３７３４米国特許６３２９９４６

従来のＧＰＳ測位システムは以上のように構成されているが、ＧＰＳ受信信号に含まれるＰＮ信号の位相は航法データの内容により航法データの区間、極性が反転する。
そのため、このような処理ではＰＮ信号の極性が航法データにより変化しているため、ＰＮ信号の極性により同期加算する時に、図15(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上に十分ではないという欠点があった。つまり航法データの極性反転の境目を検出していなかった。そのため、感度（Ｓ／Ｎ）の向上が不十分であるという問題点がある。
また図15(D) と図15(E) の処理過程で相関計算値の絶対値を取って同期加算することは、白色雑音そのものの軽減にはつながらないため感度（Ｓ／Ｎ）の向上が不十分であるという問題点がある。

また、従来のＧＰＳ測位システム（特許文献２）においては、同期加算する時に、ＰＮ信号の極性により図15(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上に十分ではないという問題点を解消している。具体的には、受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一化するために、基地局から航法データの情報をもらって、この受信信号（ＰＮ信号）に乗算して極性を同一化している。その後同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効果が得られている。

しかし、以下の問題点を有する。この場合、基地局から受信機端末での通信時間が０でないということである。通信回線がインターネットやパケット通信などにおいては、通信時間も相当のばらつきが存在して、位相誤差がきわめて大きくなるため、スキャン時間も大きくなり、したがって通信回線における遅延のばらつきが位置計測の応答時間に大きくかかわることになる。すなわち高感度測位を実現するためには、通信回線における通信時間の規格に厳しい要求をしなければ、実用的な応答時間で受信機計測をすることが出来ないという重大な欠点を持っている。

そこで本発明は、衛星からの信号を建物の中等において受信しても、つまり、減衰した衛星受信信号であっても超高感度でかつ応答性が良く受信位置を知り得る衛星測位方法及び衛星測位システムを提供するものである。

本発明に係る衛星測位方法は、衛星からの信号を受信機端末が受信し、受信した所定時間の衛星受信信号により該受信機端末が該衛星との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、上記所定時間の衛星受信信号から、航法データ１ビットぶんに相当する長さの第１入力信号をデータ取得開始を微小時間ずつ遅らせて所定数得て、各第１入力信号を同期加算して第２入力信号とし、該第２入力信号に上記受信機端末が予め用意する擬似パターンを作用させたものをさらに上記第２入力信号に作用させる極性修正演算工程を行い、さらに、該極性修正演算工程にて得られた信号について上記所定時間ぶんの衛星受信信号にわたって同期加算を行い、得られた同期加算信号と該受信機端末が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行い、該相関計算による結果から遅延値を検出し、該遅延値から上記擬似距離を求める。

或いは、衛星からの信号を受信機端末が受信し、受信した所定時間の衛星受信信号により該受信機端末が該衛星との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、上記所定時間の衛星受信信号から長さ２０msecぶんの第１入力信号をデータ取得開始を１msecずつ遅らせて所定数得る初期信号工程を、上記所定時間の衛星受信信号にわたって複数回行い、各第１入力信号を同期加算して第２入力信号とし、該第２入力信号に上記受信機端末が予め用意する擬似パターンを乗算又は除算及び平均計算させたものを、さらに上記第２入力信号に乗算させる極性修正演算工程を行い、さらに、該極性修正演算工程にて得られた信号を単位として上記所定時間ぶんの衛星受信信号にわたって同期加算を行い、得られた同期加算信号と該受信機端末が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行い、該相関計算による結果から遅延値を検出し、該遅延値から上記擬似距離を求める。
また、上記極性修正演算工程における上記擬似パターンは、上記衛星からの信号の単位フレームに相当する所定ビット数のデータ列であり、しかも１ビットずつ順に変位させた該所定ビット数と同数の群からなる。

また、本発明に係る衛星測位システムは、衛星からの信号を受信機端末が受信し、受信した所定時間の衛星受信信号により該受信機端末が該衛星との間の擬似距離を求める衛星測位システムであって、上記受信機端末は、上記所定時間の衛星受信信号から航法データ１ビットぶんに相当する長さの第１入力信号をデータ取得開始を微小時間ずつ遅らせて所定数得る第１演算ブロック部と、各第１入力信号を同期加算して第２入力信号とする第２演算ブロック部と、該第２入力信号に上記受信機端末が予め用意する擬似パターンを作用させたものをさらに上記第２入力信号に作用させる極性修正演算ブロック部と、該極性修正演算ブロックにて得られた信号について上記所定時間ぶんの衛星受信信号にわたって同期加算を行う同期加算ブロック部と、得られた同期加算信号と該受信機端末が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行う相関計算ブロック部と、該相関計算による結果から遅延値を検出し該遅延値から上記擬似距離を求める擬似距離検出ブロック部と、を備えるものである。
また、上記極性修正演算ブロック部は、該第２入力信号に上記受信機端末が予め用意する上記擬似パターンを乗算又は除算させる乗除演算部と、該乗除演算部における結果を平均計算する平均演算部と、該平均演算部における結果を上記第２入力信号に乗算させる極性修正演算部と、を有するものである。

本発明によれば、航法データの極性が変化している所定時間（例えば１sec ）の衛星受信信号のすべてにおいて、つまり、航法データの極性反転の境目にある信号においても、有効に信号を同期加算させることができ、ノイズに埋もれたＰＮ信号を著しくＳ／Ｎの向上させて検出できる。また、サンプリング数が多くなり、感度を著しく向上させることができる。
従来のように、外部基地局からのデータを必要とせず、自己が受信した信号にて処理が行え、ＰＮ信号を著しくＳ／Ｎの向上させて検出できる。つまり、ノイズの中からＰＮ信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、ＧＰＳ信号（ＧＰＳ電波）が著しく減衰した場所においても、衛星Ｓとの擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。

図１は、ＧＰＳ衛星受信信号におけるＰＮ信号（Ｃ／Ａコードとも呼ぶ、以下ＰＮ信号と呼ぶ）構造を説明する説明図であり、図２は、衛星測位システムの概要を説明するブロック図である。
なお、本発明では、搬送波（キャリア）が重畳された受信ＰＮ信号、又は、搬送波が重畳されていない受信ＰＮ信号のどちらであってもよい。

本発明は、衛星Ｓからの信号を受信機端末11が受信し、受信した所定時間Ｔ（0.5 sec 以上３sec 以下）の衛星受信信号により受信機端末11が衛星Ｓとの間の擬似距離を求める衛星測位システム及び方法である。
図２において、Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄は地球の廻りを回る対象測位衛星であり、１は基地局である。基地局１は見晴らしの良い環境に設置された受信アンテナ２を備え、ＧＰＳ基準信号サーバ受信機３にてＧＰＳ信号を受信する。

ＧＰＳ基準信号サーバ受信機３は受信した衛星受信信号（ＧＰＳ信号）からドップラ情報４を抽出する。また基地局位置、各衛星位置、各衛星と受信アンテナ２位置との擬似距離を抽出する。これらの情報は送信部５で、通信手段Ｌを介して受信機端末11に送信される。この送信は一般に放送で行なわれる。なお、通信手段Ｌは携帯電話回線、地上放送、衛星放送でも良い。またはインターネット回線を用いてもよく、考えられる（電磁的方法による）手段はすべて対象としている。

11はＧＰＳ受信機端末である。基地局１からドップラ情報４及び基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離６の情報はＧＰＳ受信機端末11の受信部12で受信される。
放送電波の周波数がＧＰＳ電波（信号）の近傍の周波数帯であるならば、この受信部12はＧＰＳ受信部13と共用させても良い。本発明は、通信手段Ｌ（回線、放送、携帯電話、インターネットなど）により、多くの端末11に対して同時に受信させることを想定している。なお、図２は１台のＧＰＳ受信機端末11を示している。

14はＧＰＳ受信機端末11のアンテナ部である。ＧＰＳ受信機端末11（アンテナ部14）の場所は、衛星Ｓが直接見えるところのみならず、（通常の野外での受信以外に）木の陰や、建物の中などＧＰＳ電波の強さがかなり弱い場所なども想定している。
受信部13はＧＰＳ受信信号───ＰＮ信号───のアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部分である。デジタル化されたＰＮ信号はメモリ（ＲＡＭ）15───ＧＰＳ信号蓄積部───に記憶される。
なお、以上の構成は従来よりあるＧＰＳ技術で汎用的に広く使われているものであり、詳細な説明は省略する。

受信機端末11は、（後述する）擬似パターンＡを予め記憶させた擬似パターン部22と、信号処理部21と、をさらに備え、信号処理部21は、ドップラ補正部16、ＰＮ極性修正装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19′、位置計算装置20、を有する。

さらに具体的に説明すると、受信機端末11は、図10に示すように、所定時間Ｔの衛星受信信号から航法データ１ビットぶんに相当する長さの第１入力信号をデータ取得開始（データ取得開始位置）を微小時間ｉずつ遅らせて所定数得る第１演算ブロック部23と、各第１入力信号を同期加算して第２入力信号とする第２演算ブロック部24と、第２入力信号に受信機端末11が予め用意する擬似パターンＡを作用させたものをさらに第２入力信号に作用させる極性修正演算ブロック部25と、を有する。
なお、第１演算ブロック部23と第２演算ブロック部24と極性修正演算ブロック部25とを、上記極性修正装置17（図２）としている。

さらに、受信機端末11は、図10に示すように、極性修正演算ブロック部25にて得られた信号について所定時間Ｔぶんの衛星受信信号にわたって同期加算を行う同期加算ブロック部９と、得られた同期加算信号と受信機端末11が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行う相関計算ブロック部10と、相関計算による結果から遅延値を検出し遅延値から擬似距離を求める擬似距離検出ブロック部19と、を有する。
なお、同期加算ブロック部９と相関計算ブロック部10とが、上記同期加算・相関計算装置18（図２）とし、擬似距離検出ブロック部19が擬似距離検出装置19′及び位置計算装置20となる。

そして、１sec 区間のＧＰＳ信号を蓄積し処理する場合の実施例について説明する。なお、後述するが本発明では任意の時間にも適用できる。
連続する衛星Ｓからの信号のうち、20msec区間は、航法データの１ビット区間と同じ時間となる。従って、１sec は、航法データの５ビット区間と同じ時間となる。
図２において、21は受信機端末11が有する信号処理部である。この中のドップラ補正部16、極性修正装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19′は機能ブロックを示し、受信機端末11（信号処理部21）では受信し蓄積された１sec 間（所定時間Ｔ）のＰＮ信号（衛星受信信号）の航法データの極性を同一化させ、極性を同一化させた１sec 間（所定時間Ｔ）の衛星受信信号を同期加算し、同期加算した信号を演算して遅延値を検出して擬似距離を求める。

ＰＮコード極性修正装置17は、受信機端末11が有する擬似パターン部22にて予め用意（記憶）する衛星受信信号の極性修正（変更）用の擬似パターンＡを、メモリ15にて蓄積し、第 1演算ブロック部23と第２演算ブロック部24とで処理した衛星受信信号───ＰＮ信号───に作用させ、信号の航法データの極性を修正させる装置である。
また、擬似パターンＡは、後述する極性修正演算工程において用いられるものであり、衛星Ｓからの信号の単位フレーム（１フレーム）に相当する所定ビット数のデータ列であり、しかも１ビットずつ順に変位（シフト）させた所定ビット数と同数の群からなるものである。

そして、航法データが変更されたＰＮ信号に対して、それぞれ同期加算・相関計算装置18で同期加算、相関計算が行われ、その後、擬似距離検出装置19′はその中から相関計算ピーク値が最大値になる値（遅延量τ）を検出することにより、受信機端末11と衛星Ｓとの擬似距離を検出する。

１sec 内の極性が同一化されたＰＮ信号により、同期加算と相関計算によるノイズ低減は最大に改善される。そして、擬似距離検出装置19′が、ノイズ低減が最大に改善された状態の擬似距離を検出するものである。
ここで得られた擬似距離と、受信部12からの基地局位置、各衛星位置、基地局と各衛星との擬似距離の情報により位置計算装置20で受信機端末11の自己位置を知ることができる。

図３はＧＰＳ受信機端末11を詳細化したハードウェアブロック図を示す。図２の各ブロックの符号は図３のブロックの符号と対応する。図２のドップラ補正部16、極性修正装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19′、位置計算装置20は機能ブロックである。
この機能ブロックを構成する手段はハードウェアによる構成、ソフトウェアによる構成、またはこれら混合した構成などが考えられる。この機能ブロックを構成する手段であるソフトウェア処理を実行するためのハードウェア構成を信号処理部21に示している。

図３において、14は受信アンテナ部、13はＧＰＳ受信部であり、高周波増幅部32、周波数をダウンコンバートする周波数変換部33、周波数シンセサイザ部34、Ｉ信号変換（搬送波除去）部35、Ｑ信号変換（搬送波除去）部36、90度移相器37、Ａ／Ｄコンバータ部38，39を有し、また、15は情報を一時記憶するためのメモリ（ＲＡＭ）、また、21は信号処理部であり、ＤＳＰ部41、ＣＰＵ部42、擬似パターンＡを記憶乃至発生させる擬似パターン部（ＲＯＭ）22、ＤＳＰ部41のＤＳＰ用ＲＯＭ44、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46でありＣＰＵ部42と接続された記憶部７を有する。
12は図２の基地局１からの情報を放送や通信手段Ｌを通じて得るための受信部である。また、信号処理部21のＲＡＭ45の中のメモリ配置を図４に示す。

次に、図３における動作の概要について説明する。
受信アンテナ部14からＰＮ信号でスペクトラム拡散変調された 1.5GH_Z帯のＧＰＳ信号を高周波増幅部32で受信する。周波数シンセサイザ部34と周波数変換部33でダウンコンバートされて、たとえば70MHz 帯の周波数領域に変換する。これに周波数シンセサイザ部34と90度移相器37で互いに90度位相の異なる70MHz の搬送波で掛け算する部分、すなわちＩ信号変換（搬送波除去）部35、Ｑ信号変換（搬送波除去）部36で、互いに（搬送波70MHz が除去された互いに）直交するＩとＱのＰＮ符号が取り出される。
この動作を図５に示す。図５はＩ信号変換（搬送波除去）部35、Ｑ信号変換（搬送波除去）部36の動作概要を示す図であり、図５においてＩ信号変換（搬送波除去）部35、Ｑ信号変換（搬送波除去）部36、移相器37、Ａ／Ｄコンバータ38、Ａ／Ｄコンバータ39、メモリ15は、図３の符号と対応する。
47，48は乗算器である。49，50は低域フィルター（帯域フィルター）である。

70MHz 帯に周波数変換部33でダウンコンバートされたＧＰＳ受信信号は、PN.cos((w+Δw)t ＋Φ) で表される。Δw はドップラ周波数である。Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分と周波数シンセサイザ部34の周波数変動分とが合成されたものである。ここでは周波数シンセサイザ部34の周波数変動分はないものとして説明する。この場合Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分のみである。

図３の周波数シンセサイザ部34からの信号および90度移相器37で90度位相の異なる信号は互いに直交する搬送波cos(wt) 、sin(wt) で表される。これらの直交する信号と周波数変換部33からの信号PN.cos((w+Δw)t ＋Φ) とを乗算器47，48で乗算して低域フィルター49，50を通すとPN.cos (Δwt＋Φ) 、−PN.sin (Δwt＋Φ) が得られる。これらの変換はＩ，Ｑ変換器として汎用的に使われているものである。
この実施例ではＩ，Ｑ変換器それぞれにおいて、信号PN.cos((w+Δw)t ＋Φ) に対して互いに直交する搬送波cos(wt) 、sin(wt) すなわち搬送波周波数w が同一であるため、搬送波が除去されている。

これら搬送波が除去された互いに直交する信号（アナログ信号）はそれぞれＡ／Ｄコンバータ38，39にて、アナログ信号からデジタル化された離散化信号に変換される。これら２つの信号を１sec 間（航法データ５ビット区間の長さに相当）、メモリ（ＲＡＭ）15に蓄積する。なお、以上述べた高周波増幅部32、周波数変換部33、シンセサイザ部34、Ｉ信号変換（搬送波除去）部35、Ｑ信号変換（搬送波除去）部36、移相器37、Ａ／Ｄコンバータ38、Ａ／Ｄコンバータ39のそれぞれは汎用的なものであり一般に広く使われている。

図３の（デジタル）信号処理部21は、受信部12を通じて得られたデータを取り入れるために、受信部12に接続されたＣＰＵ部42、それと接続されたメモリ（ＲＡＭ）45、メモリ（ＲＯＭ）46、メモリ（ＲＡＭ）45に接続されたＤＳＰ部41、これに接続されたメモリ（ＲＯＭ）44、そして、擬似パターン部22とを備えている。擬似パターン部22はあらかじめ擬似パターンＡを記憶させる記憶部分（ＲＯＭ）である。またＣＰＵ部42とＤＳＰ部41は互いに接続されている。ＣＰＵ部42、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46でマイクロプロセッサとして動作する。

ＲＯＭ46はデジタル信号処理の実行プログラムも記憶している部分であり、デジタル信号処理部21のハードウェア部、すなわちＤＳＰ部41、ＣＰＵ部42、ＲＡＭ45、ＲＯＭ46、ＲＯＭ44の構成は、従来からのＣＰＵ、ＤＳＰ、メモリ（ＲＡＭ、ＲＯＭ）を使った汎用的なデジタル信号処理構成として広く一般に使われ、知られているものである。

そして、デジタル信号処理部21により、図２のドップラ補正部16、極性修正装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19′、位置計算装置20の機能ブロックを実行させる。そして、この機能ブロックをソフトウェアによるデジタル信号処理にて実行する場合について説明する。

次に、デジタル信号処理部21の動作について説明する。
図２におけるデジタル信号処理部21の機能ブロックを、ソフトウェアにより実行するフローチャートを図７に示す。図７において機能ブロックであるドップラ補正部16、極性修正装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19′、位置計算装置20は、図２のデジタル信号処理部21における機能ブロックに対応している。図７のＦ₁からＦ₁₀までは、それぞれの機能ブロックが処理しているソフトウェアブロック（工程）である。

まずメモリ15より１sec の受信信号を取り入れる（工程Ｆ₁）。図３におけるＡ／Ｄコンバータ38，39からメモリ15に蓄積されたＩ，Ｑ信号のデジタルデータ0.5PN.cos(Δwt＋Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt＋Φ) はドップラ成分を含んでいる。次に、ドップラ周波数Δw は外部（基地局１）から取り入れられる（工程Ｆ₂）。
このドップラ周波数Δw は、図２の基地局１（サーバ）からＧＰＳ受信機端末11の受信部12により入手できる。このΔw はＣＰＵ部42で受け取りＲＡＭ45に記憶される。

次に、以下のようなアルゴリズムでドップラ補正が行われる（工程Ｆ₃）。ドップラ補正情報Δw でメモリ15に蓄積された離散化されたＩ，Ｑ信号のデジタルデータ0.5PN.cos(Δwt＋Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt＋Φ) に対してドップラ補正を行う動作を図６に示す。
図６はプログラムで行う機能ブロック図である。26，27，28，29は乗算器、30は加算器、31は減算器を示す。ｔは離散化された値でｔ＝０：Δｔ：Ｗ×Ｔであり、ｔは０からＷ×Ｔまでサンプル間隔Δｔで離散化された値であることを意味する。サンプリング周波数をｆKHz とする。ここではｆ＝Ｎとして説明する。Ｔ＝１msec；Ｗ＝1023とする。サンプリング間隔ΔｔはΔｔ＝１／ｆとなる。

図５のメモリ15に蓄積された離散化されたＩ信号、Ｑ信号の信号（データ）は、図６のように、入力信号0.5PN.cos(Δwt＋Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt＋Φ) で表される。
これらの信号に対して受信部12より得られたドップラ周波数Δw からcos(Δwt) 、sin(Δwt) を乗算器26，27，28，29で乗算して、加算器30、減算器31を通すと−0.25PN.sin (Φ) 、0.25PN.cos (Φ) が得られる。

乗算器26，27，28，29、加算器30、減算器31は、プログラム（演算手段）にて容易に実現可能である。すなわち以下の計算を行う。
Ｉ，Ｑ信号のデジタルデータPN.cos (Δwt＋Φ) 、−PN.sin (Δwt＋Φ) の入力信号をＳＩin= −0.5PN.sin(Δwt＋Φ) 、ＳＱin= 0.5PN.cos(Δwt＋Φ) とおいて、−ＳＩin×cos(Δwt) ＋ＳＱin×sin(Δwt) 、ＳＱin×cos ( Δwt) −ＳＩin×sin(Δwt) を計算する。そして、計算結果として−0.25PN.sin（Φ）、0.25PN.cos (Φ) が得られる。
このようにして得られた互いに直交するＩ，ＱのＰＮ信号をそれぞれ図４のメモリ部51，61に蓄積する（工程Ｆ₄）。この蓄積されたデータはドップラ成分Δw が含まれない。

図８はＩ，Ｑ信号のどちらか片方が蓄積されたデータの例を示す。図８は1000行Ｎ列の行列からなる。なお、Ｎは1023から2046が好ましく、図９では1023としている。
この図において横軸の１行Ｎ列はＣ／Ａコード１周期分（１msec）を1023KHz でサンプリングしたので1023個１行ぶんでＣ／Ａコード１周期分に相当する。すなわち１行分はＣ／Ａコード１フレームに相当する。そして、１sec 分のデータを収集したので1000行からなることを示す。

これら行列に対して以降、次のような表現で行列を定義して説明を行う。D(M1:M2,N1:N2)はM1行目からM2行目およびN1列目からN2列目の行列と定義する。NI:N2 はN1からN2までの自然数を示すものとして説明する。D(A,B:C)は A行目の B列から C列目を示す
従って、図９の行列はD(1:1000,1:N) で表現できる（図９はN=1023で示す）。
これら1000行Ｎ列の離散化されたＩ, ＱのＰＮ信号（データ）に対して、搬送波の極性を変更（修正）させて同期加算、相関計算結果を得る動作について以下説明する。
すなわちフローチャート図７の極性修正装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19′の動作に入る。

図２の極性修正装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19′の機能ブロック動作を説明する全体図が図10であり、各ブロックの詳細な図が図11と図12と図13である。
擬似パターン部22の擬似パターンＡは、図12のＡ₁からＡ₁₀₂₃までの1023種類で一組のパターン群である。この擬似パターンＡは、上記説明したように、衛星Ｓからの信号の単位フレーム（１フレーム）に相当する所定ビット数（1023ビット）のデータ列であり、しかも１ビットずつ順にデータを変位（シフト）させた所定ビット数（1023）と同数の群からなるものである。

具体的には、擬似パターンＡは、衛星からのＣＡコード（ＰＮコード）と同一のパターンからなり、０と１とを所定の（一定の）順番で連続させたデータ列を有し、０の個数と１の個数の和が1023ビットからなる。そして、この1023ビットの一つのデータ列が、1023個で一つの群を構成して得られたものが擬似パターンＡとなる。そして、この1023個のデータ列は、すべて相互異なっており、Ａ₁からＡ₁₀₂₃までは、順に１ビットずつ値がずらされている（シフトされている）。つまり、ＰＮコードの１フレームぶんが〔0100110001110 …11111 〕であるとすると、Ａ₁は〔10100110001110…1111〕であり、Ａ₂は〔110100110001110 …111 〕となり、Ａ₁₀₂₃は〔0100110001110 …11111 〕となる。即ち、Ａ₁からＡ₁₀₂₃はすべて1023ビットからなるものである。
また、これらの擬似パターンＡは、０のかわりに１、１のかわりに−１としても良い。

図10における動作について説明する。実際には図10のブロック（最初の入力）が、Ｉ信号、Ｑ信号についてそれぞれにあるが同様のブロックであり、動作は両方とも同じであるため、ここではどちらか一方の信号について説明する。
図６の出力である−0.25PN.sin（Φ）、0.25PN.cos（Φ）の各信号はメモリ部51，61（図４）に蓄積されている。以下0.25PN.cos（Φ）の信号について説明する（−0.25PN.sin（Φ）についても動作は同様である）。

乗除演算部25ａ及び極性修正演算部25ｃに入力させる信号は、図９と図10と図11に示す処理にて準備される。
つまり、１sec （所定時間Ｔ）の衛星受信信号から、長さ２０msecぶんに相当する第１入力信号を得る初期信号工程が行われる。この工程では、入力・保存・処理された一つの１sec ぶんの入力信号において、データ取得開始を、最大２０msecまで、１msecずつ遅らせて所定数（２０個）得る。さらに、各１msecずつ遅らせて得る第１入力信号は、１sec （所定時間Ｔ）の衛星受信信号にわたって複数回連続して行われ、取得される（１sec/２０msec＝５０個の組が得られる）こととなる。

なお、上記において、衛星受信信号の所定時間Ｔを１sec と説明したが、これは説明を容易とするためであり、実際はこの初期信号工程において、所定時間Ｔぶんの一つの入力信号についてデータ取得開始点を最大２０msecまで１msecずつ順に遅らせて、５０個の組の第１入力信号を得るため、データ取得開始を２０msec遅らせて（２０番目の）５０個の組の第１入力信号を得るためには、1.02sec の信号が必要である。つまり、所定時間Ｔは、航法データの１ビットに相当する長さの整数倍（50倍）に、２０msecを足した時間となるといえる。

そして、各第１入力信号（１から２０番目までの２０msecぶんの各第１入力信号）を、（１msecを単位として）２０回同期加算して第２入力信号とする。これにより、１から２０番目までの（各50個の）第２入力信号が得られる。
即ち、所定時間Ｔの衛星受信信号から、航法データ１ビットぶんに相当する長さの第１入力信号を、データ取得開始を微小時間ｉずつ遅らせて、所定数得て、各第１入力信号を同期加算して第２入力信号としている。なお、図９における微小時間ｉは１msecであり、第２入力信号は１msecの長さに相当する。

そして、次に、第２入力信号に受信機端末11が予め用意する擬似パターンＡを作用させたものを、さらに第２入力信号に作用させる極性修正演算工程を行う（図12）。
具体的には、図12に示すように、極性修正演算ブロック部25は、第２入力信号に受信機端末11が予め用意する擬似パターンＡを乗算又は除算させる乗除演算部25ａと、乗除演算部25ａにおける結果を平均計算する平均演算部25ｂと、平均演算部25ｂにおける結果を第２入力信号に乗算させる極性修正演算部25ｃと、を有する。

つまり、第２入力信号に受信機端末11が予め用意する擬似パターンＡを乗算又は除算、及び、平均計算させたものを、さらに第２入力信号に乗算させる極性修正演算工程を行う。その結果は、メモリ部52，62（図４）に記憶される（工程Ｆ₅）。
この処理をさらに具体的に説明すると、以下のようになる。

第２入力信号を「ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ」とし、その航法データを「ＤＡＴＡ」とし、そのＣＡコードを「ＣＡ」とし、その雑音を「ＮＯＩＳＥ」として、第１入力信号を表すと、式（１）のようになる。
ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ＝ＤＡＴＡ×ＣＡ＋ＮＯＩＳＥ ……（１）

そして、この第２入力信号に、擬似パターンＡ₁からＡ₁₀₂₃までを作用させる。つまり、乗除演算部25ａにて各第２入力信号を擬似パターンＡ₁からＡ₁₀₂₃で夫々割り算する。なお、図12では、乗除演算部25ａを割算器としている。
そして、｛ＣＡ/ Ａ｝＝１であるならば────つまり、第２入力信号のＣＡコードと擬似パターンＡとが（極性は正又は逆であるが）一致すると────、乗除演算部25ａにおける結果は、式（２）及び式（３）のように表せる。
ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ／Ａ＝ＤＡＴＡ×ＣＡ／Ａ＋ＮＯＩＳＥ／Ａ ……（２）ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ／Ａ＝ＤＡＴＡ＋ＮＯＩＳＥ′ ……（３）

そして、この得られた信号を、平均演算部25ｂにて平均ＤＤを取ると、式（４）のように表せる。なお、Ｎは実数とし、例えば２０とすることができるが、その他の実数であってもよい。これにより、その第２入力信号における航法データの極性（Ｄ′）が推定できる。
ＤＤ＝１／Ｎ×Σ｛ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ／Ａ｝
＝１／Ｎ×Σ｛ＤＡＴＡ＋ＮＯＩＳＥ′｝
＝Ｄ′＋ＮＯＩＳＥ″ ……（４）

そして、この結果を極性修正演算部25ｃにて、さらに第２入力信号に作用（乗算）させ、整理すると、式（５）のように表せる。
ＤＤ×ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ
＝（Ｄ′＋ＮＯＩＳＥ″）×（ＤＡＴＡ×ＣＡ＋ＮＯＩＳＥ）
＝［Ｄ′×ＤＡＴＡ］×ＣＡ＋ＮＯＩＳＥ ″×ＤＡＴＡ×ＣＡ
＋ＮＯＩＳＥ×（Ｄ′＋ＮＯＩＳＥ″）
＝ＣＡ＋（ＮＯＩＳＥ ″×ＤＡＴＡ×ＣＡ）
＋｛ＮＯＩＳＥ×（Ｄ′＋ＮＯＩＳＥ″）｝ ……（５）

つまり、式（５）において、［Ｄ′×ＤＡＴＡ］は、第２入力信号における航法データの極性（Ｄ′＝１又は−１）と、第２入力信号の航法データ（ＤＡＴＡ）とを乗算したものである。従って、第２入力信号における航法データの推定（算出）した極性がＤ′＝＋１であると、その航法データ（ＤＡＴＡ）も＋１であるため、相互乗算した結果は＋１となる。一方、第２入力信号における航法データの推定（算出）した極性がＤ′＝−１であると、その航法データ（ＤＡＴＡ）も−１であるため、その乗算した結果は＋１となる。つまり、航法データの極性が、すべての第２入力信号について同一化される。

以上のように、この工程では、第１入力信号を２０回同期加算したものをあらたな入力信号（第２入力信号）とし、これを極性（位相）が同一（同位相）又は逆（逆位相）でかつ一致する擬似パターンＡで割算しているといえる。また、極性が同一又は逆で一致する条件を満足させるために、擬似パターンを１ビットずつシフトさせた1023とおりを用意し、1023とおりの場合における並列演算処理が行われている。

そして、図13に示すように、極性修正演算工程にて得られた信号について（極性修正演算工程にて得られた信号を単位として）所定時間Ｔぶん（１sec ）の衛星受信信号にわたって、同期加算ブロック部９にて、50回同期加算を行う。その結果は、メモリ部53，63（図４）に記憶される（工程Ｆ₆）。

なお、一般に同期加算はデジタル信号処理回路で周期信号における雑音軽減の方法として広く知られている。この計算について述べると、一般に周期信号に対して１周期の信号をｓ個のサンプリングパルスでサンプリングしてｍ周期分データを取ると、D(1:ｍ，1:ｓ) のデータを取得できる（ｓは標本個数、ｍは加算回数）。このときＭ行目の同期加算平均結果は式（６）のようになる。
１／ｍ×｛ΣＤ（Ｍ，Ｎ）｝（ただし、Ｍ＝１〜ｍ） ……（６）

信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、ｍ回の加算により雑音の成分は１／√ｍに減少することが知られている。本発明の実施例ではｍ＝1000（＝20×50）である。そのため本発明の同期加算による雑音軽減は１／√1000である。

そして、同期加算ブロック部９にて得られメモリ部53，63（図４）に記憶された同期加算信号と、受信機端末11が予め用意するレプリカＰＮ符号（レプリカＣ／Ａコード信号）とで、相関計算ブロック部10にて、相関計算を行う。レプリカＰＮ符号や相関計算は広く知られた内容であるが、以下簡単に説明する。

一般にＧＰＳ衛星Ｓは地球上を複数個回っており、各衛星Ｓからは、1575.42 MHz の搬送波を、それぞれ個別の衛星Ｓに対応したＰＮ信号でスペクトラム拡散変調がなされ地球上に送信している。たとえば1575.42 MHz を、衛星Ｓ₁はＰＮ信号ａで、衛星Ｓ₂はＰＮ信号ｂで、スペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星Ｓ₁の信号を受信機端末11にて取り出す（復調させる）ためには受信機端末11側であらかじめＰＮ信号ａと同一のＰＮ信号ａ′を記憶させておき、このＰＮ信号ａ′により衛星Ｓ₁はＰＮ信号ａを受信機端末11にて復調させる。

そして、衛星Ｓ₂を受信するためには、あらかじめ受信機端末11側にＰＮ信号ｂと同じＰＮ信号ｂ′を記憶しておかなければならない。したがって受信機端末11側には、あらかじめ各衛星Ｓから発射される各衛星Ｓに対応するすべてのＰＮ信号をもっていなければ、各衛星Ｓの信号を受信できない。そして本発明において、このあらかじめ用意されているＰＮ信号をレプリカＰＮ符号としている。
そして、各ＧＰＳ衛星Ｓに対応する（衛星受信信号を復調させる）各レプリカＰＮ符号は、あらかじめＧＰＳ受信機端末11が備える信号処理部21のＲＯＭ46───記憶部７───に記憶させている。

また、一般にデータＸをＸ(n) （ただし n＝0:N ）、データＹをｈ(n) （ただし n＝0:N ）、ｋを整数として０≦ｋ≦Ｎとしたとき、式（７）のように表現する。
ｙ（ｋ）＝ΣＸ(n) ｈ(n＋ｋ) （ただし、ｎ＝０〜Ｎ−１） ……（７）

そして、ｙ(1),ｙ(2),ｙ(3) …ｙ(N) を計算する。ここでｙ (ｋ) の計算においてデータの加算回数はＮ個である。従って、このとき信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、Ｎ回の加算により雑音の成分は１／√Ｎに減少することが知られている。このためこの計算による雑音低減は１／√Ｎである。そして、この計算を相関計算という。（等価な相関計算は高速演算としてＦＦＴを用いて一般によく知られて用いられる方法があるが、ここでは原理説明のために一般的な計算法を示した。）

また、ｙ(1),ｙ(2),ｙ(3) …ｙ(N) のそれぞれの絶対値で、ｙ(nn)の絶対値が最大の値であれば、ｙ(nn)の絶対値を相関のピーク値とする（ただし０≦nn≦Ｎ）。このときのnnを遅延量τと呼ぶ。また、遅延量τとピーク値ｙ(nn)を求めることを、相関のピークを求めるという。
また、ここでデータＸが信号をｍ回同期加算して得られたx(n)とすれば、この相関計算により雑音軽減量は式（８）となる。
１／√（ｍ・Ｎ） ……（８）

そして、本発明ではＰＮ信号をＸ(n) 、レプリカＰＮ符号をh(n)、ｍを同期加算回数、ＮをＰＮ信号１周期分のサンプル数とし、実施例としてｍ＝1000、Ｎ＝1023を想定している。
従って、１sec のＧＰＳデータ取得のみで、雑音軽減量は上記式（８）の結果の効果を出すことが可能である。すなわち雑音にうもれた超微弱信号であっても遅延量τを求めることができる。
なお、Ｉ信号の相関計算について行なったが、Ｑ信号についても同様の計算を行う。

そして、Ｉ信号の相関計算結果はメモリ部54（図４）に記憶させ、Ｑ信号の相関計算結果はメモリ部64（図４）に記憶させる。
次にＩ信号、Ｑ信号の合成を行い、これをメモリ部70に記憶させる（図４）。

図10における擬似距離検出ブロック部19の動作について説明する。擬似距離検出ブロック部19は相関計算ブロック部10にて得られた結果でありメモリ部70に記憶されているデータにおいて絶対値が最大となるデータを検索し、絶対値が最大となる相関ピーク値の絶対値と、遅延量τが検出結果である。

この遅延量τが求まれば、この遅延量τから擬似距離（衛星ＳとＧＰＳ受信機端末11との間の距離）を求めることができる。なお、相関計算ブロック部10にて行う相関計算、Ｉ信号・Ｑ信号の合成、遅延量τから擬似距離を求める手段は、一般に広く知られており説明を省略する。
その後、図２の位置計算装置20のブロックにて、基地局１からの基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離の情報を受信機端末11の受信部12で取得して自己位置が決定される。なお、位置計算装置20もここで求めた擬似距離と、基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離から自己位置を決定する方法は一般に広く知られており容易に実現できる。

ＧＰＳ測位システムにおいて、ビルの中等においては、従来では自己位置を決定することはほとんど不可能であったが、本発明により、ＧＰＳ受信機端末11で受信できる感度を、従来不可能と呼ばれていたビルの中など超微弱信号であっても、劇的に感度を向上でき、位置計測を可能とする。
また、基本的に１sec のＧＰＳデータ取得のみで、超高感度を実現している。

つまり、本発明は、所定時間（Ｔ＝１sec ）の衛星受信信号から、航法データ１ビットぶんに相当する長さ（20msec）の第１入力信号を、データ取得開始を微小時間（ｉ＝１msec）ずつ遅らせて、所定数（１〜２０番目まで）得て、各第１入力信号を２０回同期加算して第２入力信号（１msec）とする。
そして、第２入力信号に受信機端末11が予め用意する擬似パターンＡを作用させたものをさらに第２入力信号に作用させる極性修正演算工程を行い、さらに、極性修正演算工程にて得られた信号について所定時間（Ｔ＝１sec ）ぶんの衛星受信信号にわたって５０回同期加算を行う。得られた同期加算信号と受信機端末11が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行い、相関計算による結果から遅延値を検出し、遅延値から擬似距離を求める。

なお、衛星受信機端末11が受信して処理する衛星受信信号の所定時間Ｔは、上記説明した１sec 以外でもよく、0.5 sec （秒）以上３sec （秒）以下とすればよい。特に好ましくは２sec （秒）以下がよい。
下限未満であると、感度の向上が望めず、また、上限を超えると、処理時間が長くなってしまい、実用性に乏しくなる。

次に、本発明の他の実施の形態を説明する。図２におけるドップラ補正部16，極性修正装置17, 同期加算・相関計算装置18, 擬似距離検出装置（ブロック部19）19′の部分の機能ブロックは、ソフトウェアによるアルゴリズムで説明したが、ドップラ補正部16について、及び、図６の演算ブロック部、演算部についてをハードウェアで構成しても良い。
また、ソフトウェア、ハードウェアの混合で構成しても良い。

これにより、本発明は、従来ある問題点を解消するものであり、受信機端末11内部にあらかじめ用意した符号で受信信号（ＰＮ信号) の航法データの極性をすべて同一にして、同期加算及び相関計算を、または同期加算を行うことにより、同期加算などにおいて信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上が劣化することを完全に排除している。
すなわち、受信機端末11内部にあらかじめ用意した擬似パターンで、受信信号（ＰＮ信号）の航法データの極性を同一にして、同期加算、相関計算を行うことにより、劇的な感度（Ｓ／Ｎ）の向上を図り、家屋内、建物の陰、ビルの中などでも、安定した測位のできる高感度衛星測位手段（方法）を得るものである。

また、本発明は、衛星受信信号（ＰＮ信号）により処理を行うため、従来技術のように外部基地局から航法データを取り入れる方法とは異なるため、外部基地局から開放できるものである。すなわち衛星受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一化するために外部基地局の情報を不必要とし、また、受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一化してその後、同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効果を持ったものとできる。

つまり、外部基地局から通信手段Ｌにより航法データを受信しなくても、例えばビル中に存在する受信機端末11で受信した受信信号のみから、（外部基地局からの衛星Ｓの航法データを使わないで）受信機端末11自身で、ＰＮ信号の航法データの極性を同一化して、同期加算する。従って、通信手段Ｌによる外部からの航法データに依存することなく、ＰＮ信号信号のすべての極性を同一化し、同期加算、相関計算により、ノイズに埋もれたＰＮ信号信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得る。
そして、本発明は短時間の連続信号を受信するのみで、Ａ／Ｄコンバータ38，39におけるサンプリング数を増大することで相関計算において感度（Ｓ／Ｎ比）を著しく向上させ、また、建物の中などでも衛星Ｓとの擬似距離を正確かつ迅速に検出させる。
なお、上記ＰＮ信号はＧＰＳ信号ＰＮや、Gallileo受信ＰＮ信号等にも適用できる。

以上のように本発明によれば、航法データの極性が変化している所定時間Ｔの衛星受信信号のすべてにおいて、つまり、航法データの極性反転の境目にある信号においても、有効に信号を同期加算させることができ、ノイズに埋もれたＰＮ信号を、著しくＳ／Ｎの向上させて検出できる。また、サンプリング数が多くなり、感度を著しく向上させることができる。
従来のように、外部基地局からのデータを必要とせず、自己が受信した信号にて処理が行え、ノイズに埋もれたＰＮ信号を、著しくＳ／Ｎの向上させて検出できる。つまり、ノイズの中からＰＮ信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、ＧＰＳ信号（ＧＰＳ電波）が著しく減衰した場所においても、衛星Ｓとの擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。

ＧＰＳ受信信号におけるＰＮ信号構造を説明する説明図である。本発明の実施の一形態の概要を示すブロック図である。ＧＰＳ受信機端末の構成を示すブロック図である。メモリ部のメモリ内容を示す説明図である。Ｉ・Ｑ信号変換搬送波除去部、Ａ／Ｄコンバータ及びその出力を記憶するメモリ部の動作説明図である。搬送波除去後のＩ，Ｑ信号からドップラ補正を行いＰＮ信号を得る動作説明図である。ＧＰＳ信号を受信してから擬似距離を得るまでのフローチャートである。信号をサンプリングして得られた結果を記憶したメモリ部の記憶状態図である。微小時間ずつ遅らせて第１入力信号を得る動作を説明をする説明図である。入力信号から相関計算結果を得る動作を説明する説明図である。第 1演算ブロック部と第２演算ブロック部とを示す説明図である。極性修正演算ブロック部を説明する説明図である。同期加算ブロック部と相関計算ブロック部とを示す説明図である。従来のＧＰＳ測位システムを示すブロック図である。従来のＧＰＳ測位システムを説明する説明図である。

符号の説明

９同期加算ブロック部
10 相関計算ブロック部
11 受信機端末
19 擬似距離検出ブロック部
23 第１演算ブロック部
24 第２演算ブロック部
25 極性修正演算ブロック部
25ａ乗除演算部
25ｂ平均演算部
25ｃ極性修正演算部
Ａ擬似パターン
Ｓ衛星
Ｔ所定時間
ｉ微小時間

Claims

衛星（Ｓ）からの信号を受信機端末（11）が受信し、受信した所定時間（Ｔ）の衛星受信信号により該受信機端末（11）が該衛星（Ｓ）との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、上記所定時間（Ｔ）の衛星受信信号から、航法データ１ビットぶんに相当する長さの第１入力信号をデータ取得開始を微小時間（ｉ）ずつ遅らせて所定数得て、各第１入力信号を同期加算して第２入力信号とし、該第２入力信号に上記受信機端末（11）が予め用意する擬似パターン（Ａ）を作用させたものをさらに上記第２入力信号に作用させる極性修正演算工程を行い、さらに、該極性修正演算工程にて得られた信号について上記所定時間（Ｔ）ぶんの衛星受信信号にわたって同期加算を行い、得られた同期加算信号と該受信機端末（11）が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行い、該相関計算による結果から遅延値を検出し、該遅延値から上記擬似距離を求めることを特徴とする衛星測位方法。
衛星（Ｓ）からの信号を受信機端末（11）が受信し、受信した所定時間（Ｔ）の衛星受信信号により該受信機端末（11）が該衛星（Ｓ）との間の擬似距離を求める衛星測位方法であって、上記所定時間（Ｔ）の衛星受信信号から長さ２０msecぶんの第１入力信号をデータ取得開始を１msecずつ遅らせて所定数得る初期信号工程を、上記所定時間（Ｔ）の衛星受信信号にわたって複数回行い、各第１入力信号を同期加算して第２入力信号とし、該第２入力信号に上記受信機端末（11）が予め用意する擬似パターン（Ａ）を乗算又は除算及び平均計算させたものを、さらに上記第２入力信号に乗算させる極性修正演算工程を行い、さらに、該極性修正演算工程にて得られた信号を単位として上記所定時間（Ｔ）ぶんの衛星受信信号にわたって同期加算を行い、得られた同期加算信号と該受信機端末（11）が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行い、該相関計算による結果から遅延値を検出し、該遅延値から上記擬似距離を求めることを特徴とする衛星測位方法。
上記極性修正演算工程における上記擬似パターン（Ａ）は、上記衛星（Ｓ）からの信号の単位フレームに相当する所定ビット数のデータ列であり、しかも１ビットずつ順に変位させた該所定ビット数と同数の群からなる請求項１又は２記載の衛星測位方法。
衛星（Ｓ）からの信号を受信機端末（11）が受信し、受信した所定時間（Ｔ）の衛星受信信号により該受信機端末（11）が該衛星（Ｓ）との間の擬似距離を求める衛星測位システムであって、上記受信機端末（11）は、上記所定時間（Ｔ）の衛星受信信号から航法データ１ビットぶんに相当する長さの第１入力信号をデータ取得開始を微小時間（ｉ）ずつ遅らせて所定数得る第１演算ブロック部（23）と、各第１入力信号を同期加算して第２入力信号とする第２演算ブロック部（24）と、該第２入力信号に上記受信機端末（11）が予め用意する擬似パターン（Ａ）を作用させたものをさらに上記第２入力信号に作用させる極性修正演算ブロック部（25）と、該極性修正演算ブロック（25）にて得られた信号について上記所定時間（Ｔ）ぶんの衛星受信信号にわたって同期加算を行う同期加算ブロック部（９）と、得られた同期加算信号と該受信機端末（11）が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行う相関計算ブロック部（10）と、該相関計算による結果から遅延値を検出し該遅延値から上記擬似距離を求める擬似距離検出ブロック部（19）と、を備えることを特徴とする衛星測位システム。
上記極性修正演算ブロック部（25）は、該第２入力信号に上記受信機端末（11）が予め用意する上記擬似パターン（Ａ）を乗算又は除算させる乗除演算部（25ａ）と、該乗除演算部（25ａ）における結果を平均計算する平均演算部（25ｂ）と、該平均演算部（25ｂ）における結果を上記第２入力信号に乗算させる極性修正演算部（25ｃ）と、を有する請求項４記載の衛星測位システム。