JP3809153B2 - 衛星測位システム及び衛星測位方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、衛星からの信号により衛星と受信機端末との間の擬似距離を求める衛星測位システム及び衛星測位方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
測位用衛星は地球上の周りを多数回っており、同一搬送周波数で信号が連続送信されている。各衛星にPNコード(GPSの場合はC/Aコードと呼ばれる)が割り当てられており衛星ごとに異なるもので、各衛星から擬似雑音信号として連続送信されている。衛星からは衛星の軌道などの情報をふくむ航法データが送信されており、この航法データでPNコードの極性を反転させて同一搬送波でPSK変調され連続送信されている。GPS信号の場合、PNコード(C/Aコード)は、図1に示すように1msec(1ミリ秒)が1PNフレームとされ、この1PNフレームが、周期的な連続信号として送信されている。
つまり、上記航法データは1ビット{20msec(50bps )}で、この航法データの極性に応じてC/Aコードの極性を反転させている。すなわち航法データが1ならばC/Aコードの極性はそのままであり、航法データが−1ならばC/Aコードも極性が反転する。
【0003】
そして、受信感度を向上させる衛星測位システムとして従来より知られるものに、アシスト型GPSがある(例えば、特許文献1参照)。このシステムは、図11に示すように、受信ユニット104 は、GPS受信アンテナ105 を備えたRFからIFへのコンバータ106 、このコンバータ106 からのアナログ信号をディジタル信号に変換するA/Dコンバータ107 、このA/Dコンバータ107 からの出力を記録するメモリ(ディジタルスナップショットメモリ)108 、このメモリ108 からの信号を処理する汎用プログラマブルディジタル信号処理回路(以下、DSP回路と略称する)109 を有する。
そして、この他にDSP回路109 に接続されたプログラムEPROM(ROM、メモリ)110 、周波数シンセサイザ111 、パワーレギュレータ回路112 、アドレス書き込み回路113 、マイクロプロセッサ114 、RAM(メモリ)115 、EEPROM(ROM、メモリ)116 、送受信アンテナ117 を備えマイクロプロセッサ114 に接続されたモデム118 を有する。
【0004】
次に動作について説明する。べースステーション101 は、受信ユニット104 に指令を出して、データコミュニケーションリンク119 により伝送されたメッセージを介して測定を実施する。ベースステーション101 は、このメッセージの中で対象の衛星に対する衛星情報のドップラデータを送信する。このドップラデータは、周波数情報のフォーマットを持ち、メッセージは対象衛星の特定を行う。このメッセージは受信ユニット104 の一部であるモデム118 により受信され、マイクロプロセッサ114 に結合されたメモリ108 に格納される。マイクロプロセッサ114 はDSP回路109 、アドレス書き込み回路113 とモデム118 との間のデータ情報伝達を取扱い受信ユニット104 内でのパワーマネージメント機能をコントロールする。
受信ユニット104 が(例えばベースステーション101 から)GPS処理、並びにドップラ情報に対して指示を受け取った場合、マイクロプロセッサ114 はその指示に従いパワーレギュレータ回路112 を起動する。このパワーレギュレータ回路112 はパワーライン120a〜120eを介して、RFからIFへのコンバータ106 、A/Dコンバータ107 、メモリ108 、DSP回路109 及び周波数シンセサイザ111 に機能を付与する。これによりGPS受信アンテナ105 を経て受信されたGPS衛星からの信号はIF周波数にダウンコンバ−トされた後にディジタル化を実施される。
【0005】
処理する信号は、通常 100msecから1sec (又は更に長い)の時間に相当する。このような連続データセットは、メモリ108 に格納される。
DSP回路109 ではソードレンジ計算が行われる。更にDSP回路109 は局所的に作成された基準と受信された信号との間の多数のコリレーションオペレーションを迅速に実施することにより、ソードレンジの極めて迅速な演算を可能にするファーストフーリエ変換(FFT)アルゴリズムの使用を可能にする。ファーストフーリエ変換アルゴリズムは、このようなあらゆる位置を同時に並列的に探索し、演算プロセスを加速する。
【0006】
DSP回路109 が、対象衛星の各々に対するソードレンジの演算を完結すると、この情報を相互接続バス122 を経て、マイクロプロセッサ114 に伝送する。次に、マイクロプロセッサ114 は、最終の位置算定の為にソードレンジデータをデータコミュニケーションリンク119 を経てベースステーション101 に伝送する目的でモデム118 を利用する。ソードデータに加え、メモリ108 の中での最初のデータ収集からデータのデータコミュニケーションリンク119 を経た送信の時点迄の経過時間を示すタイムラグが、同時にベースステーション101 に伝送されることができる。このタイムラグは位置計算を行うベースステーション101 の能力を高める。何故ならば、これによりGPS衛星位置はデータ収集の時点に行うことができるからである。モデム118 はデータコミュニケーションリンク119 を通じてメッセージの送受信の為に別個の送受信アンテナ117 を利用する。モデム118 はコミュニケーションレシーバーとコミュニケーショントランスミッタを含み、しかもこの両者は交互に送受信アンテナ117 に結合されると理解される。同様にべースステーション101 はデータリンクメッセージを送信及び受信する為に別個の送受信アンテナ103 を使用することが可能であり、従って、べースステーション101 でGPS受信アンテナ102 を経てGPS信号を連続的に受信することができる。
【0007】
DSP回路109 における位置計算にはメモリ108 に格納されたデータの量及びDSP回路109 又は幾つかのDSP回路の速度に応じて必要な時間は数秒以下となることが期待される。上述のように、メモリ108 は比較的長い時間に該当する記録を捕捉する。ファーストコンボリューション法を用いた大ブロックのデータの有効な処理は低受信レベルでの信号を処理する為の性能に寄与する(例えば建物、樹木等により著しく遮られた為に受信レベルが低下する時)。可視的なGPS衛星に対するすべてのソードレンジはこの同じ緩衝されたデータを用いて計算される。これは信号の振幅が迅速に変化する状況(都会の障害状態の様な)下の連続追跡GPS受信機に関する性能を改善されたことになる。
【0008】
上記DSP回路109 で行われる信号処理について、処理の目的は局所的に発生する波形に関して、受信された波形のタイミングを確定することであり、さらに高感度を得るために上記波形の極めて長い部分、通常 100msecから1sec にわたる部分が処理される。受信されるGPS信号(C/Aコード)は、1023ビット=1msecの反復ソードランダム(PNフレーム)から成り立っている。そこで、また前後のPNフレームを互いに加える。例えば1秒間に1000PNフレームが存在するので、第1のフレームを次の第2のフレームにコヒーレント的に加え、生じたものを第3のフレームに加える。以下、図12(A) 〜図12(E) に示すように順次加えて行く。この結果、1PNフレーム=1023ビットの持続時間を持つ信号が得られる。このシーケンスの位相をローカル基準シーケンスと比較すれば2つの間の相対タイミング、すなわちソードレンジ(擬似距離)を確定することができる。上記DSP回路109 で行われる信号処理について、図12により説明する。
【0009】
図12は実際のGPS信号とは異なっており説明のために擬似的な説明用の図として描かれている。航法データが0(−1)または1の区間(20msec)には実際には20フレーム(C/Aコード20周期分)が存在するが説明のために4フレームとしてかかれている。図12(A) においてDATA=0の区間とDATA=1の区間とでは各フレーム(FRAME :各1msec )の位相が互いに逆転している。この状態でGPS信号(C/Aコード信号)が受信アンテナに入力される。
【0010】
図12(B) はDATAが0になる立ち上がりの点(データの先頭部)からGPS信号(C/Aコード信号)を取り出した場合の説明の図である。注目すべきは、この図は説明をわかりやすくするためにかかれた特殊な条件のタイミングで捕らえた図である。すなわちDATAが0になる立ち上がりの点(データの先頭部)から捕らえられた場合の非常に特殊な条件が成立したときの図である。図12(B) の動作はある時点から受信信号(C/Aコード)をとりはじめ、この受信信号(C/Aコード)を4フレーム分ずつ加算して平均することを行っている。
しかし、注目すべきは、もし受信信号(C/Aコード)が最初のDATA=0のフレーム2(FRAME 2)の先頭部から取り始めたら加算して平均した結果は0となってしまう。 そして、実際には受信機で信号を取り始めるときはDATAの先頭部からうまく取り出すことはほとんどありえない。つまり、航法データの途中、およびフレームの途中からデータを取り始めるのが実際である。
【0011】
図12(B) である時点から捕らえられた連続受信信号に対して4周期分(C/Aコードを4個分)毎に同期加算して平均する。次に、図12(C) において受信機内部のレプリカPN符号(レプリカC/Aコード)と図12(B) の結果の相関計算結果を示す。相関計算のピーク値の極性は、図12(B) におけるそれぞれの同期加算して平均した結果の極性と受信機内部のレプリカPN符号の極性が一致すれば正、異なれば負となる。
図12(D) は図12(C) の相関結果の絶対値を取った図を示す。すなわち図12(D) において各相関計算の絶対値をそれぞれ取る。図12(E) はそれぞれ絶対値で得られた各相関計算を同期加算する。以上の同期加算、相関計算により周期信号であるPN(C/Aコード)信号を多数回加算することで感度(S/N)を向上させている。
【0012】
また従来の他の衛星測位システムについて以下のものがある。
GPS受信信号のC/AコードをA/Dコンバータでいったんメモリに一定時間蓄積する。このC/Aコード信号はGPSの航法データにより、極性が反転しているところが存在する。この特許ではノイズに埋もれたC/Aコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせるために外部からの航法データを入手して、C/Aコード信号の極性を完全に同一にして同期加算および相関計算を行うことにより高感度受信を行うものである。このシステムは、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機端末に取り入れて受信端末機で受信した信号に、この航法データの位相と受信機端末機の受信信号におけるC/Aコード信号と完全に位相を一致させて、この航法データで受信PN符号の極性を変化させてC/Aコード信号のすべての極性を同一化して、同期加算することによりノイズに埋もれたC/Aコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得ている。
【0013】
このシステムは、外部基地局のサーバと受信機端末で受信した受信信号におけるC/Aコード信号の位相と、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データとの位相は一致しない。理由は通信回線における通信時間のばらつきや遅延があるためである。
そのために、GPS測位システムのGPS端末は正確な時刻信号を出力するタイムサーバに自己の時刻信号を送り、このタイムサーバから時刻信号を受け取ることにより、タイムサーバまでの通信時間を知るようにしている。
この通信時間を知ることにより、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データの位相差を限りなく小さくして、外部からの航法データをスキャンさせてその位相差を完全に合わせることを行っている(例えば、特許文献2参照)。
【0014】
【特許文献1】
米国特許5663734
【特許文献2】
米国特許6329946
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
従来のGPS測位システムは以上のように構成されているが、GPS受信信号に含まれるC/Aコードの位相は航法データの内容により航法データの区間、極性が反転する。そのため、このような処理ではC/Aコードの極性が航法データにより変化しているため、C/Aコードの極性により同期加算する時に、図12(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度(S/N)向上に十分ではないという欠点があった。つまり航法データの極性反転の境目を検出していなかった。そのため、感度(S/N)の向上が不十分であるという問題点がある。
また図12(D) と図12(E) の処理過程で相関計算値の絶対値を取って同期加算することは、白色雑音そのものの軽減にはつながらないため感度(S/N)の向上が不十分であるという問題点がある。
【0016】
また、従来のGPS測位システム(特許文献2)においては、同期加算する時に、C/Aコードの極性により図12(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度(S/N)向上に十分ではないという問題点を解消している。具体的には、受信信号(C/Aコード)の極性を同一化するために、基地局から航法データの情報をもらって、この受信信号(C/Aコード)に乗算して極性を同一化している。その後同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効果が得られている。
しかし、以下の問題点を有する。この場合、基地局から受信機端末での通信時間が0でないということである。通信回線がインターネットやパケット通信などにおいては、通信時間も相当のばらつきが存在して、位相誤差がきわめて大きくなるため、スキャン時間も大きくなり、したがって通信回線における遅延のばらつきが位置計測の応答時間に大きくかかわることになる。すなわち高感度測位を実現するためには、通信回線における通信時間の規格に厳しい要求をしなければ、実用的な応答時間で受信機計測をすることが出来ないという重大な欠点を持っている。
【0017】
そこで本発明は、衛星からの信号を建物の中等において受信しても、つまり、減衰した衛星受信信号であっても超高感度でかつ応答性が良く受信位置を知り得る衛星測位システム及び衛星測位方法を提供するものである。
【0018】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するために、本発明に係る衛星測位システムは、衛星からの信号を受信機端末が受信し、受信した衛星受信信号により該受信機端末が該衛星との間の擬似距離を求める衛星測位システムに於て、上記受信機端末は、20msec の上記衛星受信信号のPN信号の極性を1 msec ずつずらして変化させるための複数種類の極性変更用の擬似パターンを予め記憶乃至発生させる擬似パターン部と、該衛星受信信号を復調させるレプリカPN符号を記憶する記憶部と、上記複数種類の擬似パターンを20msec の同じ衛星受信信号に作用させ該衛星受信信号におけるPN信号の極性を1 msec ずつずらして変化させて複数個の極性変更PN信号を得る第一演算部と、各極性変更PN信号についてそれぞれ同期加算する第二演算部と、同期加算した各同期加算PN信号と上記レプリカPN符号とで相関計算を行なう第三演算部と、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し該遅延値から上記擬似距離を求める擬似距離検出装置と、を備えたものである。
【0019】
また、上記受信機端末は、1フレームの上記PN信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理するよう構成したものである。
【0020】
また、本発明に係る衛星測位方法は、衛星からの信号を受信機端末が受信し、受信した衛星受信信号により該受信機端末が該衛星との間の擬似距離を求める衛星測位方法に於て、上記受信機端末は、20msec の同じ上記衛星受信信号に該受信機端末が予め用意する複数種類の極性変更用の擬似パターンを作用させて該衛星受信信号におけるPN信号の極性を1 msec ずつずらして変化させ複数個の極性変更PN信号を得て、各極性変更PN信号についてそれぞれ同期加算し、同期加算した各同期加算PN信号と該受信機端末が予め用意するレプリカPN符号とで相関計算を行ない、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し、該遅延値から上記擬似距離を求める。
【0021】
また、上記受信機端末は、1フレームの上記PN信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理する。
【0022】
【発明の実施の形態】
以下、図示の実施の形態に基づき、本発明を詳説する。
【0023】
図1は、GPS衛星受信信号におけるC/Aコード構造を説明する説明図であり、図2は、衛星測位システムの概要を説明するブロック図である。
本発明は、衛星Sからの信号を受信機端末11が受信し、受信した衛星受信信号により受信機端末11が衛星Sとの間の擬似距離を求める衛星測位システム及び方法である。
図2において、S1 ,S2 ,S3 ,S4 は地球の廻りを回る対象測位衛星であり、1は基地局である。基地局1は見晴らしの良い環境に設置された受信アンテナ2を備え、GPS基準信号サーバ受信機3にてGPS信号を受信する。GPS基準信号サーバ受信機3は受信した衛星受信信号(GPS信号)からドップラ情報4を抽出する。また基地局位置、各衛星位置、各衛星と受信アンテナ2位置との擬似距離を抽出する。これらの情報は送信部5で、通信手段Lを介して受信機端末11に送信される。この送信は一般に放送で行なわれる。なお、通信手段Lは携帯電話回線、地上放送、衛星放送でも良い。またはインターネット回線を用いてもよく、考えられる(電磁的方法による)手段はすべて対象としている。
【0024】
11はGPS受信機端末である。基地局1からドップラ情報4及び基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離6の情報はGPS受信機端末11の受信部12で受信される。放送電波の周波数がGPS電波(信号)の近傍の周波数帯であるならば、この受信部12はGPS受信部13と共用させても良い。本発明は、通信手段L(回線、放送、携帯電話、インターネットなど)により、多くの端末11に対して同時に受信させることを想定している。なお、図2は1台のGPS受信機端末11を示している。
【0025】
14はGPS受信機端末11のアンテナ部である。GPS受信機端末11(アンテナ部14)の場所は、衛星Sが直接見えるところのみならず、(通常の野外での受信以外に)木の陰や、建物の中などGPS電波の強さがかなり弱い場所なども想定している。受信部13はGPS受信信号───PN信号(C/Aコード)───のアナログ信号をデジタル信号に変換するA/D変換部分である。デジタル化されたPN信号(C/Aコード)はメモリ(RAM)15───GPS信号蓄積部───に記憶される。なお、以上の構成は従来よりあるGPS技術で汎用的に広く使われているものであり、詳細な説明は省略する。
【0026】
そして、本発明の衛星測位システムが有する受信機端末11は、擬似パターンAを衛星受信信号に作用させ衛星受信信号におけるPN信号の極性を変化させる第一演算部8と、極性を変化させたPN信号を同期加算する第二演算部9と、同期加算した同期加算PN信号とレプリカPN符号とで相関計算を行なう第三演算部10と、相関計算による結果から相関ピーク値と相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し遅延値から擬似距離を求める擬似距離検出装置19と、を備える。なお、以下、第一演算部8を極性変更装置17とし、第二演算部9と第三演算部10とを同期加算・相関計算装置18としている。
【0027】
そして、20msec区間のGPS信号を蓄積する場合の実施例について説明する。なお、後述するが本発明では任意の蓄積時間にも適用できる。
連続する衛星Sからの信号のうち、20msec区間は、航法データの1ビット区間と同じ時間となる。
図2において、21は受信機端末11が有する信号処理部である。この中のドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19は機能ブロックを示し、信号処理部21では蓄積された20msec間のPN信号(C/Aコード)の極性(+−)をすべて同一化した状態とし、同期加算、相関計算を行なって擬似距離を求める。
【0028】
PNコード極性変更装置17は、擬似パターン部22にて用意(記憶)する衛星受信信号の極性変更用の20種類の擬似パターンAを、メモリ15にて蓄積した20msecの衛星受信信号───PN信号(C/Aコード)───に作用させ、信号の極性を変化させ、蓄積した信号の極性を変更させる装置である。つまり、後にも説明するが、PNコード極性変更装置17によりメモリ15に蓄積されたPN信号(C/Aコード)の極性は、20種類の擬似パターンAにより、それぞれにおいて極性が変更される。そして、このそれぞれのPN信号(C/Aコード)に対して、それぞれ同期加算・相関計算装置18で同期加算、相関計算を行う。その後、擬似距離検出装置19はその中から相関計算ピーク値が最大値になる値(遅延値τ)を検出することにより、受信機端末11と衛星Sとの擬似距離を検出する。この検出された遅延値τは、PN信号(C/Aコード)の極性がすべて同一化された20msecのデータで同期加算、相関計算を行った結果に等しい。
【0029】
20msec内の極性を同一化させたPN信号(C/Aコード)により、同期加算と相関計算によるノイズ低減は最大に改善される。そして、擬似距離検出装置19が、20msec内のPN信号(C/Aコード)の極性を同一化してノイズ低減が最大に改善された状態の擬似距離を検出するものである。
ここで得られた擬似距離と、受信部12からの基地局位置、各衛星位置、基地局と各衛星との擬似距離の情報により位置計算装置20で受信機端末11の自己位置を知ることができる。
【0030】
図3はGPS受信機端末11を詳細化したハードウェアブロック図を示す。図2の各ブロックの符号は図3のブロックの符号と対応する。図2のドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19、位置計算装置20は機能ブロックである。この機能ブロックを構成する手段はハードウェアによる構成、ソフトウェアによる構成、またはこれら混合した構成などが考えられる。この機能ブロックを構成する手段であるソフトウェア処理を実行するためのハードウェア構成を信号処理部21に示している。
【0031】
図3において、14は受信アンテナ部、13はGPS受信部であり、高周波増幅部32、周波数をダウンコンバートする周波数変換部33、周波数シンセサイザ部34、I信号変換搬送波除去部35、Q信号変換搬送波除去部36、90度移相器37、A/Dコンバータ38,39を有し、また、15は情報を一時記憶するためのメモリ(RAM)、また、21は信号処理部であり、DSP部41、CPU部42、擬似パターンAを記憶乃至発生させる擬似パターン部(ROM)22、DSP部41のDSP用ROM44、RAM45、ROM46でありCPU部42と接続された記憶部7を有する。12は図2の基地局1からの情報を放送や通信手段Lを通じて得るための受信部である。また、信号処理部21のRAM45の中のメモリ配置を図4に示す。
【0032】
次に、図3における動作の概要について説明する。
受信アンテナ部14からPN信号でスペクトラム拡散変調された 1.5GHZ 帯のGPS信号を高周波増幅部32で受信する。周波数シンセサイザ部34と周波数変換部33でダウンコンバートされて、たとえば70MHz 帯の周波数領域に変換する。これに周波数シンセサイザ部34と90度移相器37で互いに90度位相の異なる70MHz の搬送波で掛け算する部分、すなわちI信号変換搬送波除去部35、Q信号変換搬送波除去部36で、互いに搬送波70MHz が除去された互いに直交するIとQのPN符号(C/Aコード符号)が取り出される。この動作を図5に示す。図5はI信号変換搬送波除去部35、Q信号変換搬送波除去部36の動作概要を示す図であり、図5においてI信号変換搬送波除去部35、Q信号変換搬送波除去部36、移相器37、A/Dコンバータ38、A/Dコンバータ39、メモリ15は、図3の符号と対応する。 47,48は乗算器である。49,50は低域フィルターである。
【0033】
70MHz 帯に周波数変換部33でダウンコンバートされたGPS受信信号は、PN.cos((w+Δw)t +Φ) で表される。Δw はドップラ周波数である。Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分と周波数シンセサイザ部34の周波数変動分とが合成されたものである。ここでは周波数シンセサイザ部34の周波数変動分はないものとして説明する。この場合Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分のみである。
図3の周波数シンセサイザ部34からの信号および90度移相器37で90度位相の異なる信号は互いに直交する搬送波cos(wt) 、sin(wt) で表される。これらの直交する信号と周波数変換部33からの信号PN.cos((w+Δw)t +Φ) とを乗算器47,48で乗算して低域フィルター49,50を通すとPN.cos (Δwt+Φ) 、−PN.sin (Δwt+Φ) が得られる。これらの変換はI,Q変換器として汎用的に使われているものである。この実施例ではI,Q変換器それぞれにおいて、信号PN.cos((w+Δw)t +Φ) に対して互いに直交する搬送波cos(wt) 、sin(wt) すなわち搬送波周波数w が同一であるため、搬送波が除去されている。
【0034】
これら搬送波が除去された互いに直交する信号(アナログ信号)はそれぞれA/Dコンバータ38,39にて、アナログ信号からデジタル化された離散化信号に変換される。これら2つの信号を20msec間(航法データ1ビット区間の長さ)、メモリ(RAM)15に蓄積する。なお、以上述べた高周波増幅部32、周波数変換部33、シンセサイザ部34、I信号変換搬送波除去部35、Q信号変換搬送波除去部36、移相器37、A/Dコンバータ38、A/Dコンバータ39のそれぞれは汎用的なものであり一般に広く使われている。
【0035】
図3の(デジタル)信号処理部21は、受信部12を通じて得られたデータを取り入れるために、受信部12に接続されたCPU部42、それと接続されたメモリ(RAM)45、メモリ(ROM)46、メモリ(RAM)45に接続されたDSP部41、これに接続されたメモリ(ROM)44、そして、擬似パターン部22とを備えている。擬似パターン部22はあらかじめ記憶された擬似パターンの記憶部分(ROM)である。またCPU部42とDSP部41は互いに接続されている。CPU部42、RAM45、ROM46でマイクロプロセッサとして動作する。
ROM46はデジタル信号処理の実行プログラムも記憶している部分であり、デジタル信号処理部21のハードウェア部、すなわちDSP部41、CPU部42、RAM45、ROM46、ROM44の構成は、従来からのCPU、DSP、メモリ(RAM、ROM)を使った汎用的なデジタル信号処理構成として広く一般に使われ、知られているものである。
【0036】
そして、デジタル信号処理部21により、図2のドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19、位置計算装置20の機能ブロックを実行させる。そして、この機能ブロックをソフトウェアによるデジタル信号処理にて実行する場合について説明する。
【0037】
図2の極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19の機能ブロック動作を説明する図が図8である。
擬似パターン部22の擬似パターンAは図8のA1 からA20までの20種類で一組のパターンである。この擬似パターンAは、〔0000…〕というような連続した0のデータ列と、〔1111…〕というような連続した1のデータ列と、の組みあわせからなる20ビットのもので、0の個数と1の個数の和が20ビットからなる。即ち、A1 からA20はすべて20ビットからなる擬似パターンAである。
擬似パターンAの実施例について図8のA1 からA20について以下説明する。A1 は0が1個、他の19ビットは連続した1のデータ列である〔0111…1〕。A2 は2ビット連続した0のデータ列と、他の18ビットは連続した1のデータ列である〔0011…1〕。つまり、kを1から20までのどれかの整数とすればAkはkビット連続した0のデータ列と、(20−k)ビットが連続した1のデータ列である。また、他の実施例として、これらの擬似パターンAは、0のかわりに1、1のかわりに−1としても良い。
【0038】
次に、デジタル信号処理部21の動作について説明する。
図2におけるデジタル信号処理部21の機能ブロックを、ソフトウェアにより実行するフローチャートを図7に示す。図7において機能ブロックであるドップラ補正部16、極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出装置19、位置計算装置20は、図2のデジタル信号処理部21における機能ブロックに対応している。図7のF1 からF10までは、それぞれの機能ブロックが処理しているソフトウェアブロック(工程)である。
まずメモリ15より20msecの受信信号を取り入れる(工程F1 )。図3におけるA/Dコンバータ38,39からメモリ15に蓄積されたI,Q信号のデジタルデータ0.5PN.cos(Δwt+Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt+Φ) はドップラ成分を含んでいる。次に、ドップラ周波数Δw は外部(基地局1)から取り入れられる(工程F2 )。
このドップラ周波数Δw は、図2の基地局1(サーバ)からGPS受信機端末11の受信部12により入手できる。このΔw はCPU部42で受け取りRAM45に記憶される。
【0039】
次に、以下のようなアルゴリズムでドップラ補正が行われる(工程F3 )。ドップラ補正情報Δw でメモリ15に蓄積された離散化されたI,Q信号のデジタルデータ0.5PN.cos(Δwt+Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt+Φ) に対してドップラ補正を行う動作を図6に示す。
図6はプログラムで行う機能ブロック図である。26,27,28,29は乗算器、30は加算器、31は減算器を示す。tは離散化された値でt=0:Δt:W×Tであり、tは0からW×Tまでサンプル間隔Δtで離散化された値であることを意味する。サンプリング周波数をfKHz とする。ここではf=Nとして説明する。T=1msec;W=20とする。サンプリング間隔ΔtはΔt=1/fとなる。
【0040】
図5のメモリ15に蓄積された離散化されたI信号、Q信号の信号(データ)は、図6のように、入力信号0.5PN.cos(Δwt+Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt+Φ) で表される。
これらの信号に対して受信部12より得られたドップラ周波数Δw からcos(Δwt) 、sin(Δwt) を乗算器26,27,28,29で乗算して、加算器30、減算器31を通すと−0.25PN.sin (Φ) 、0.25PN.cos (Φ) が得られる。
乗算器26,27,28,29、加算器30、減算器31は、プログラム(演算手段)にて容易に実現可能である。すなわち以下の計算を行う。
I,Q信号のデジタルデータPN.cos (Δwt+Φ) 、−PN.sin (Δwt+Φ) の入力信号をSIin= −0.5PN.sin(Δwt+Φ) 、SQin= 0.5PN.cos(Δwt+Φ) とおいて、−SIin×cos(Δwt) +SQin×sin(Δwt) 、SQin×cos ( Δwt) −SIin×sin(Δwt) を計算する。そして、計算結果として−0.25PN.sin(Φ)、0.25PN.cos (Φ) が得られる。
このようにして得られた互いに直交するI,QのPN信号をそれぞれ図4のメモリ部51,61に蓄積する(工程F4 )。この蓄積されたデータはドップラ成分Δw が含まれない。
【0041】
図9はI,Q信号のどちらか片方が蓄積されたデータの例を示す。図9は20行N列の行列からなる。この図において横軸の1行N列はC/Aコード1周期分(1msec)をNKHz でサンプリングしたのでN個1行分でC/Aコード1周期分に相当する。すなわち1行分はC/Aコード1周期分(1フレームに相当)である。そして、20msec分のデータを収集したので20行からなることを示す。
これら行列に対して以降次のような表現で行列を定義して説明を行う。D(M1:M2,N1:N2)はM1行目からM2行目およびN1列目からN2列目の行列と定義する。NI:N2 はN1からN2までの自然数を示すものとして説明する。D(A,B:C)は A行目の B列から C列目を示す
従って、図9の行列はD(1:20,1:N) で表現できる(図9はN=2046で示す)。
これら20行N列の離散化されたI, QのPN信号(データ)に対して、PN極性を同一化して同期加算、相関計算結果を得る動作について以下説明する。
すなわちフローチャート図7の極性変更装置17、同期加算・相関計算装置18、擬似距離検出手段19の動作に入る。
【0042】
この動作を図8により説明する。実際には図8のブロックが、I信号、Q信号についてそれぞれにあるが同様のブロックであり、動作は両方とも同じであるため、ここではどちらか一方の信号について説明する。
図8において、22は擬似パターン部である。A1 ,A2 ,…A20は20個からなる1組の擬似パターンであり、A1 からA20は、図示するように、左から0を1個ずつシフトしたデータから成る擬似パターンである。図6の出力である−0.25PN.sin(Φ)、0.25PN.cos(Φ)の各信号はメモリ部51,61(図4)に蓄積されている。以下0.25PN.cos(Φ)の信号について説明する(−0.25PN.sin(Φ)についても動作は同様である)。
【0043】
P1 からP20までは入力信号であるPN信号(ここでは0.25PN.cos(Φ))の各行にそれぞれA1 からA20の一組の擬似パターンを夫々乗算する乗算器である。ただし各擬似パターンA1 …A20のデータの0の値は、乗算において、−1と置き換えて乗算する。つまり、A1 からA20の擬似パターンを図9のD(1:20,1:N) の各行(全部で20行)に乗算する。以下乗算の説明をする。なお、値0は−1と置き換えている。そして、−1を乗算することは、符号が反転するのでPN信号(コード)の極性が反転することを意味する。1を乗算するときは極性は変化しないことを意味する。
【0044】
擬似パターンA1 からA20は、それぞれA1 (1:N),A2 (1:N),A3 (1:N),…AD 20(1:N) で表される。乗算器P1 では一つ目の擬似パターンA1 を図9のD(1:20,1:N) の各行に乗算する。すなわちD(1,1:N)にA1 (1) =0、D(2,1:N)にA1 (2) =1、D(3,1:N)にA1 (3) =1…D(20,1:N) にA1 (20)=1を乗算する。この結果D1(1:20,1:N)をメモリ部R1 (図10)に記憶する。
乗算器P2 では次の擬似パターンA2 をD(1:20,1:N) の各行に乗算する。すなわちD(1,1:N)にA2 (1) =0,D(2,1:N) にA2 (2) =0,D(3,1:N) にA2 (3) =1…D(20,1:N) にA2 (20)=1を乗算する。この結果D2(1:20,1:N)をメモリ部R2 (図10)に記憶する。
同様におなじ計算を以下繰り返し、乗算器P19では擬似パターンA19をD(1:20,1:N) の各行に乗算する。すなわちD(1,1:N)にA19(1) =0,D(2,1:N) にA19(2) =0,D(3,1:N) にA19(3) =0, …D(20,1:N) にA19(20)=1 を乗算する。この結果D19(1:20,1:N) をメモリ部R19に記憶する。
そして、乗算器P20では擬似パターンA20をD(1:20,1:N) の各行に乗算する。すなわちD(1,1:N)にA20(1) =0,D(2,1:N) にA20(2) =0,D(3,1:N) にA20(3) =0, …D(20,1:N) にA20(20)=0を乗算する。この結果D20(1:20,1:N) をメモリ部R20に記憶する。
以上、それぞれ乗算した結果は図10に示すように、各20行N列のデータD1(1:20,1:N),D2(1:20,1:N),D3(1:20,1:N), …D20(1:20,1:N) は、メモリ部R1 ,R2 …R19,R20として、図4のメモリ部52,62に記憶される (工程F5 )。
【0045】
次に、これら各20行N列のデータについてそれぞれ同期加算を行う。一般に同期加算はデジタル信号処理回路で周期信号における雑音軽減の方法として広く知られている。この計算について述べると、一般に周期信号に対して1周期の信号をs個のサンプリングパルスでサンプリングしてm周期分データを取ると、D(1:m,1:s) のデータを取得できる(sは標本個数、mは加算回数)。このときM行目の同期加算平均結果は数1に示す式となる。
【0046】
【数1】
【0047】
信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、m回の加算により雑音の成分は1/√mに減少することが知られている。本発明の実施例ではm=20である。そのため本発明の同期加算による雑音軽減は1/√20である。
【0048】
それぞれ同期加算した結果は、図10のメモリ部R1 ,R2 …R20にて記憶する。また、メモリ部R1 の同期加算結果はU1 (1,1:N) として、メモリ部R2 の同期加算結果はU2 (2,1:N) として、…メモリ部R20の同期加算結果はU20(20,1:N)として全体として図4のメモリ部53,63に記憶される(工程F6 )。
そして、これら各1行N列の20組データのそれぞれと図8の受信機端末11が予め有しているレプリカPN符号(C/Aコード信号)とで相関計算を行う。レプリカPN符号(C/Aコード信号)や相関計算は広く知られた内容であるが、以下簡単に説明する。
【0049】
一般にGPS衛星Sは地球上を複数個回っており、各衛星Sからは、1575.42 MHz の搬送波を、それぞれ個別の衛星Sに対応したC/Aコード信号でスペクトラム拡散変調がなされ地球上に送信している。たとえば1575.42 MHz を、衛星S1 はC/Aコードaで、衛星S2 はC/Aコードbで、スペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星S1 の信号を受信機端末11にて取り出す(復調させる)ためには受信機端末11側であらかじめC/Aコードaと同一のC/Aコードa′を記憶させておき、このC/Aコードa′により衛星S1 はC/Aコードaを受信機端末11にて復調させる。そして、衛星S2 を受信するためには、あらかじめ受信機端末11側にC/Aコードbと同じC/Aコードb′を記憶しておかなければならない。したがって受信機端末11側には、あらかじめ各衛星Sから発射される各衛星Sに対応するすべてのC/Aコードをもっていなければ、各衛星Sの信号を受信できない。そして本発明において、このあらかじめ用意されているC/AコードをレプリカPN符号としている。
そして、各GPS衛星Sに対応する(衛星受信信号を復調させる)各レプリカPN符号は、あらかじめGPS受信機端末11が備える信号処理部21のROM46───記憶部7───に記憶させている。
【0050】
また、一般にデータXをx(n)(ただし n=0:N )、データYをh(n)(ただし n=0:N )、kを整数として0≦k≦Nとしたとき、数2の式のように表現する。
【0051】
【数2】
【0052】
そして、y(1),y(2),y(3) …y(N) を計算する。ここでy (k) の計算においてデータの加算回数はN個である。従って、このとき信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、N回の加算により雑音の成分は1/√Nに減少することが知られている。このためこの計算による雑音低減は1/√Nである。そして、この計算を相関計算という。(等価な相関計算は高速演算としてFFTを用いて一般によく知られて用いられる方法があるが、ここでは原理説明のために一般的な計算法を示した。)
【0053】
また、y(1),y(2),y(3) …y(N) のそれぞれの絶対値で、y(nn)の絶対値が最大の値であれば、y(nn)の絶対値を相関のピーク値とする(ただし0≦nn≦N)。このときのnnを遅延量τと呼ぶ。また、遅延量τとピーク値y(nn)を求めることを、相関のピークを求めるという。
また、ここでデータXが信号をm回同期加算して得られたx(n)とすれば、この相関計算により雑音軽減量は数3の式となる。
【0054】
【数3】
【0055】
そして、本発明ではC/Aコードをx(n)、レプリカPN符号をh(n)、mを同期加算回数、NをC/Aコード信号1周期分のサンプル数とし、実施例としてm=20、N=204600を想定している。
従って、20msecのGPSデータ取得のみで、雑音軽減量は上記数3の式の結果の効果を出すことが可能である。すなわち雑音にうもれた超微弱信号であっても遅延量τを求めることができる。
【0056】
同期加算の結果、U1 (1,1:N),U2 (2,1:N),U3 (3,1:N) …U20(20,1:N)の20組のデータは、メモリ部53,63に記憶されているが、これら各1行N列の20組データのそれぞれと図8のレプリカPN符号とで、相関計算部Cにて、相関計算を行う。
つまり、相関計算部C1 にて、同期加算部Uの同期加算結果U1 (1,1:N) と、レプリカPN符号との相関計算を行う。そして、相関計算部C1 での相関計算の結果である1行N列のデータC1 (1,1:N) を記憶させる。同様にして相関計算部C2 の相関計算の結果C2 (2,1:N) を記憶させ、これを順次繰り返し、相関計算部C20の相関計算の結果C20(20,1:N)を記憶させる。
なお、I信号の相関計算について行なったが、Q信号についても同様の計算を行う。
【0057】
そして、I信号の相関計算結果はメモリ部54(図4)に記憶させ、記憶データをC−I(1:20,1:N)と表現する。
また、Q信号の相関計算結果はメモリ部64(図4)に記憶させ、記憶データはC−Q(1:20,1:N)と表現する。
次にI信号、Q信号の合成を行う。C−I(1:20,1:N)、C−Q(1:20,1:N)から合成したC−IQ(1:20,1:N)の行列を作る。
すなわち、C−I(1:20,1:N)、C−Q(1:20,1:N)のそれぞれのx行目、z列目の項のデータで〔{C−I(x,z) }2 +{C−Q(x,z) }2 〕0.5 を計算し、その結果をC−IQ(1:20,1:N)のx 行目、z 列目の項のデータとする。
x=1:20、 z=1:N について同様にそれぞれ計算を行った結果をC−IQ(1:20,1:N)として、これをメモリ部70に記憶させる(図4)。
【0058】
図8における擬似距離検出装置19の動作について説明する。擬似距離検出装置19は相関計算部C1 ,C2 …C20にて得られた結果でありメモリ部70に記憶されているC−IQ(1:20,1:N)を、20行N列のデータにおいて絶対値が最大となるデータを検索する。すなわちC−IQ(z,τ) の絶対値が最大ならば、C−IQ(z,1:N) の中で得られた相関ピーク値C−IQ(z, τ) の絶対値と、遅延量τが検出結果である。
この遅延量τが求まれば、この遅延量τから擬似距離(衛星SとGPS受信機端末11との間の距離)を求めることができる。なお、遅延量τから擬似距離を求める手段は、一般に広く知られており容易に実現できる。
その後、図2の位置計算装置20のブロックにて、基地局1からの基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離の情報を受信機端末11の受信部12で取得して自己位置が決定される。なお、位置計算装置20もここで求めた擬似距離と、基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離から自己位置を決定する方法は一般に広く知られており容易に実現できる。
【0059】
以上の動作は遅延量τを求めるのに、20行N列の離散化されたGPS受信信号(PNコード)に対して、PN極性を最大限同一化させた状態で同期加算および相関計算を行って遅延量τを得たことと等価である。そして、実施例としてm=20、N=204600としており、20msec(航法データ1ビットの時間相当)のGPS信号の取得のみで、PN極性を同一化した状態で遅延量τを求めたのと等価であるので、雑音軽減量は数4の式の結果に近い効果を出すことが可能である。すなわち雑音にうもれた超微弱信号であっても遅延量τを求めることができる。したがって超微弱信号であっても、位置計測が可能となる。
【0060】
【数4】
【0061】
GPS測位システムにおいて、ビルの中等においては、従来では自己位置を決定することはほとんど不可能であったが、本発明により、GPS受信機端末11で受信できる感度を、従来不可能と呼ばれていたビルの中など超微弱信号であっても、劇的に感度を向上でき、位置計測を可能とする。また、基本的に20msec(航法データ1ビットの時間相当)のGPSデータ取得のみで、超高感度を実現している。取得した20msec(航法データ1ビットの時間相当)のGPSデータにおいて、20個の擬似パターンAをあらかじめ用意し、これをGPS受信信号に作用させることにより、PN極性を同一化した状態で遅延量τを求めたのと等価にした。つまり、本発明はビルの中など、超微弱信号であっても、GPSによる位置計測を可能にできる。
【0062】
さらに、従来のようにC/Aコードの極性が航法データにより変化しているため、C/Aコードの極性により同期加算する時に信号成分が互いに相殺されて感度(S/N)向上が十分でないという欠点を排除できるという効果を奏する。
また本動作は実施例ではPN信号 D(1:20,1:N)のデータで説明したが、D/Aコンバータのサンプリング周波数を変えて、D(1:20,1: m) のmを変更しても良い。相関計算部ではmを増大することによりより良い感度(S/N)向上ができる。
【0063】
次に、本発明の他の実施の形態を説明する。図2におけるドップラ補正部16,極性変更装置17, 同期加算・相関計算装置18, 擬似距離検出装置19の部分の機能ブロックは、ソフトウェアによるアルゴリズムで説明したが、ドップラ補正部16について、及び、図6の機能ブロック、乗算器26,27,28,29、加算器30、減算器31について、図8の乗算器P1 〜P20、相関計算部C1 〜C20の機能ブロックをハードウェアで構成しても良い。
また、ソフトウェア、ハードウェアの混合で構成しても良い。
【0064】
また図8で、擬似パターンA1 ,A2 …A20をあらかじめROM46に用意したが、プログラムにより、等価な方法でパタ−ンを発生させてもよい。たとえば1行20列のすべて1または0などの20個のデータを左シフト、右シフトさせるなどで発生させて上記説明したものと等価なパターンを発生させても良い。
また擬似パターンA1 ,A2 …A20の20個のパターンを用意したが、図8のA20はすべて0のパターンであり、これは乗算器P20の計算で極性をすべて変更して同期加算、相関計算を行い、相関ピーク値の絶対値をとることになるので、図示省略するが、擬似パターンA20、乗算器P20を省略して19個の擬似パターンA1 ,A2 …A19としても良い。
さらに、図8で、擬似パターンAの0のかわりに1、1のかわりに0と変えても良い。この場合も、擬似パターンA20はすべて1のパターンであり、擬似パターンA20、乗算器P20を省略して19個の擬似パターンA1 ,A2 …A19としても良い。
【0065】
つまり、本発明の衛星測位システムによる測位方法は、受信機端末11が、衛星受信信号に受信機端末11が予め用意する擬似パターンAを作用させて該衛星受信信号におけるPN信号の極性を変化させ、極性を変化させたPN信号を同期加算し、同期加算した同期加算PN信号と受信機端末11が予め用意するレプリカPN符号とで相関計算を行ない、相関計算による結果から相関ピーク値と相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し、遅延値から擬似距離を求めている。
そして、受信機端末11は、衛星Sからの信号の航法データのうち、航法データの1ビット区間の衛星受信信号に対して、処理を行ない、また、1ビット区間の衛星受信信号の1フレームを単位として、1ビット区間のPN信号の極性を変化させている。
【0066】
これにより、本発明は、従来ある問題点を解消するものであり、受信機端末11内部にあらかじめ用意した符号で受信信号( C/Aコード) の極性をすべて同一にして、同期加算及び相関計算を、または同期加算を行うことにより、同期加算などにおいて信号成分が互いに相殺されて感度(S/N)向上が劣化することを完全に排除している。
すなわち、受信機端末11内部にあらかじめ用意した擬似パターンで、受信信号(C/Aコード)の極性を同一にして、同期加算、相関計算を行うことにより、劇的な感度(S/N)の向上を図り、家屋内、建物の陰、ビルの中などでも、安定した測位のできる高感度衛星測位手段(方法)を得るものである。
【0067】
また、本発明は、衛星受信信号(C/Aコード)の極性を同一化するために、従来技術のように外部基地局から航法データを取り入れる方法とは異なるため、外部基地局から開放できるものである。すなわち衛星受信信号(C/Aコード)の極性を同一化するために外部基地局の情報を不必要とし、また、受信信号(C/Aコード)の極性を同一化してその後、同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効果を持ったものとできる。
つまり、外部基地局から通信手段Lにより航法データを受信しなくても、例えばビル中に存在する受信機端末11で受信した受信信号のみから、(外部基地局からの衛星Sの航法データを使わないで)受信機端末11自身で、C/Aコードのすべての極性を同一化して、同期加算する。従って、通信手段Lによる外部からの航法データに依存することなく、C/Aコード信号のすべての極性を同一化し、同期加算、相関計算により、ノイズに埋もれたC/Aコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得る。
そして、本発明は20msecの短時間の連続信号を受信するのみで、A/Dコンバータ38,39におけるサンプリング数を増大することで相関計算において感度(S/N比)を著しく向上させ、また、建物の中などでも衛星Sとの擬似距離を正確かつ迅速に検出させる。
【0068】
なお、上記PN(C/Aコード)信号はGPS信号PN(C/Aコード,L2Cコード),Gallileo受信PN(L2コード)信号等にも適用できる。
【0069】
【発明の効果】
本発明は上述の構成により次のような効果を奏する。
【0070】
(請求項1又は請求項3によれば)受信機端末11内部の擬似パターンAにより、受信PN信号(C/Aコード)の極性を同一化させるため、同期加算および相関計算により感度(信号対雑音比)を著しく向上できる。
従来のように、航法データによるC/Aコード信号の位相反転の境目を検出するために外部基地局からのGPS航法データを必要としないため、また受信機端末11内部で受信する信号の航法データを必要としないため、ノイズに埋もれたPN信号(C/Aコード)を、著しくS/Nの向上させて検出できる。つまり、ノイズの中からPN信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、GPS信号(GPS電波)が著しく減衰した場所においても、衛星Sとの擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。
【0071】
また、必要な衛星受信信号が短くて済み、受信時間による待ち時間がなくなり、応答性が極めて良くなる。
また、ノイズを低減でき、感度の向上が図れる。
(請求項2又は請求項4によれば)ノイズがさらに低減でき、また、精度を高め、感度を良くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 GPS受信信号におけるC/Aコード構造を説明する説明図である。
【図2】 本発明の実施の一形態の概要を示すブロック図である。
【図3】 GPS受信機端末の構成を示すブロック図である。
【図4】 メモリ部のメモリ内容を示す説明図である。
【図5】 I・Q信号変換搬送波除去部、A/Dコンバータ及びその出力を記憶するメモリ部の動作説明図である。
【図6】 搬送波除去後のI,Q信号からドップラ補正を行いPN信号を得る動作説明図である。
【図7】 GPS信号を受信してから擬似距離を得るまでのフローチャートである。
【図8】 擬似パターンをPN信号に作用させて相関計算結果を得る動作を説明する説明図である。
【図9】 信号をサンプリングして得られた結果を記憶したメモリ部の記憶状態図である。
【図10】 入力PN信号に対して擬似パターンを乗算したときのRAMのメモリパターンを示す説明図である。
【図11】 従来のGPS測位システムを示すブロック図である。
【図12】 従来のGPS測位システムを説明する説明図である。
【符号の説明】
7 記憶部
8 第一演算部
9 第二演算部
10 第三演算部
11 受信機端末
19 擬似距離検出装置
22 擬似パターン部
A 擬似パターン
S 衛星
Claims (4)
- 衛星(S)からの信号を受信機端末(11)が受信し、受信した衛星受信信号により該受信機端末(11)が該衛星(S)との間の擬似距離を求める衛星測位システムに於て、上記受信機端末(11)は、20msec の上記衛星受信信号のPN信号の極性を1 msec ずつずらして変化させるための複数種類の極性変更用の擬似パターン(A)を予め記憶乃至発生させる擬似パターン部(22)と、該衛星受信信号を復調させるレプリカPN符号を記憶する記憶部(7)と、上記複数種類の擬似パターン(A)を20msec の同じ衛星受信信号に作用させ該衛星受信信号におけるPN信号の極性を1 msec ずつずらして変化させて複数個の極性変更PN信号を得る第一演算部(8)と、各極性変更PN信号についてそれぞれ同期加算する第二演算部(9)と、同期加算した各同期加算PN信号と上記レプリカPN符号とで相関計算を行なう第三演算部(10)と、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し該遅延値から上記擬似距離を求める擬似距離検出装置(19)と、を備えたことを特徴とする衛星測位システム。
- 上記受信機端末(11)は、1フレームの上記PN信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理するよう構成した請求項1記載の衛星測位システム。
- 衛星(S)からの信号を受信機端末(11)が受信し、受信した衛星受信信号により該受信機端末(11)が該衛星(S)との間の擬似距離を求める衛星測位方法に於て、上記受信機端末(11)は、20msec の同じ上記衛星受信信号に該受信機端末(11)が予め用意する複数種類の極性変更用の擬似パターン(A)を作用させて該衛星受信信号におけるPN信号の極性を1 msec ずつずらして変化させ複数個の極性変更PN信号を得て、各極性変更PN信号についてそれぞれ同期加算し、同期加算した各同期加算PN信号と該受信機端末(11)が予め用意するレプリカPN符号とで相関計算を行ない、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し、該遅延値から上記擬似距離を求めることを特徴とする衛星測位方法。
- 上記受信機端末(11)は、1フレームの上記PN信号を所定サンプル間隔にて離散化させた値として処理する請求項3記載の衛星測位方法。
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