KR20090062473A - 위성 항법 시스템 수신기 - Google Patents

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KR20090062473A KR1020070129747A KR20070129747A KR20090062473A KR 20090062473 A KR20090062473 A KR 20090062473A KR 1020070129747 A KR1020070129747 A KR 1020070129747A KR 20070129747 A KR20070129747 A KR 20070129747A KR 20090062473 A KR20090062473 A KR 20090062473A
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Abstract

본 발명은 위성 항법 시스템(Global Navigation Satellite System : 이하, GNSS) 수신기에 관한 것으로, 이 GNSS 수신기는 수신되는 위성 항법 시스템 신호에 대해 소정의 처리를 수행하여, 상관 대상 신호를 생성하는 처리부; 상기 상관 대상 신호의 I 성분 및 Q 성분 각각에 대해, GNSS 시스템에서 사용되는 코드에 대한 상관도 값(이하, P 상관도 값), 상기 코드의 1/2 칩 앞섬 코드, 1/4 칩 앞섬 코드, 1/4칩 뒷섬 코드, 1/2칩 뒷섬 코드에 대한 상관도 값(이하, 각각 Ee 상관도 값, El 상관도 값, Le 상관도 값, Ll 상관도 값이라 칭함)을 산출하는 상관부; 및 상기 산출된 상관도 값들을 기초로, 코드 트래킹을 수행하는 코드 트래킹부를 포함한다. 본 발명에 따르면, 높은 신호 증폭률로 정확한 신호 검출, 획득 시간 지연(acquisition time delay)의 감소, 트래킹의 연속성 보장을 제공할 수 있다.
GNSS, GPS, 상관기

Description

위성 항법 시스템 수신기 {receiver for global navigation satellite system}
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 GNSS 수신기의 일부를 나타내는 블록도이다.
도 2는 1/4칩 간격의 상관기들을 사용하는 본 발명의 동작 원리를 설명하기 위한 개념도이다.
도 3은 본 발명의 다른 일실시예에 따른 GNSS 수신기의 일부를 나타내는 블록도이다.
도 4는 시뮬레이션을 통하여 얻은 기존의 상관기 구조 및 본 발명의 상관기 구조에 따른 신호 검출 확률을 도시한 그래프이다.
본 발명은 위성 항법 시스템(Global Navigation Satellite System : 이하, GNSS)에서, 각 위성체로부터 신호를 수신/처리하는 GNSS 수신기에 관한 것으로, 보다 상세하게는 획득 시간을 줄이고, 정확한 신호 검출이 가능한 GNSS 수신기에 관한 것이다.
위성 항법 시스템(Global Navigation Satellite System : 이하, GNSS)은 인공위성 네트워크를 이용해 지상에 있는 목표물의 위치를 정확히 추적해 내는 시스템으로서, GLONASS, 갈릴레오 프로젝트, GPS(Global Positioning System)가 GNSS에 속한다. 갈릴레오 프로젝트의 등장으로 향후의 GNSS 수신기는 갈릴레오 프로젝트의 시스템과 GPS를 모두 지원하는 듀얼 모드로 구현(즉, GNSS 복합 수신기로 구현)될 것으로 예측되고 있다. 그 이유는 갈릴레오 프로젝트로 인해, 사용 가능한 위성체(satellite vehicle)의 수가 최소 7개 만큼 증가할 수 있으며, 전리층에 의한 지연 등으로 인한 오차를 제거할 수 있어 거리 오차를 줄일 수 있기 때문이다.
위성 항법 시스템은 위성체들과 상기 위성체들로부터 송신되는 신호를 수신/처리하는 수신기로 이루어진다. 본 명세서에서는 이러한 수신기를 GNSS 수신기라 편의상 칭한다.
GNSS 수신기는 각 위성체로부터 송신되는 GNSS 신호를 무선 환경을 거쳐 수신하게 된다. 무선 환경은 방해물, 반사체 등의 존재로 인해 유선 환경보다 열악한 통신 채널의 특성을 갖게 된다.
예컨대, 도심이나 숲 지역에서는 차량용 항법 시스템 신호가 높은 건물 또는 숲에 의한 쉐도잉(Shadowing) 현상을 겪기도 하며, 기타 많은 노이즈가 추가되기 때문에, 신호의 파형이 왜곡되어 GNSS 수신기에 도달하게 된다. 그 결과, GNSS 수신기 내부의 PRN(Pseudo Random Noise) 코드 생성기(generator)에서 생성되는 리플리카(replica) 코드와 GNSS 신호에 실린 C/A(coarse acquisition) 코드(PRN 코드로 구성됨)와의 동기(즉, 타이밍 또는 위상)를 맞추는 데에 어려움이 있으며, 도심이 나 숲에서는 건물이나 나무 등의 장애물로 인해 수신 감도(sensitivity)가 현격하게 저하되어 트래킹(tracking)의 연속성을 보장할 수 없게 된다.
종래의 GNSS 수신기에 의하면, 1/2 칩 스페이싱을 가진 상관기들만을 사용하여 동기를 맞출 때까지, 반복적으로 동기화 과정을 수행하기 때문에, 긴 획득 시간 지연(acquisition time delay)을 야기하게 되며, 결과적으로는 수신기의 성능 저하를 가져온다. 즉, 해상도(precision) 면에서 부족한 특성을 가진다.
따라서, 우수한 해상도 및 수신 감도를 구비하여 위치 인식률을 향상시킬 수 있는 GNSS 수신기가 요구된다. 또한, GPS 뿐만 아니라 BOC 코드를 추가로 사용하는 갈릴레오 프로젝트의 시스템을 지원하는 GNSS 복합 수신기가 요구된다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 획득 시간을 줄이고, 정확한 신호 검출이 가능한 GNSS 수신기를 제공하는 데 있다.
상기의 기술적 과제를 이루기 위해 본 발명의 제1 측면은 수신되는 위성 항법 시스템 신호에 대해 소정의 처리를 수행하여, 상관 대상 신호를 생성하는 처리부; 상기 상관 대상 신호의 I 성분 및 Q 성분 각각에 대해, GNSS 시스템에서 사용되는 코드에 대한 상관도 값(이하, P 상관도 값), 상기 코드의 1/2 칩 앞섬 코드, 1/4 칩 앞섬 코드, 1/4칩 뒷섬 코드, 1/2칩 뒷섬 코드에 대한 상관도 값(이하, 각각 Ee 상관도 값, El 상관도 값, Le 상관도 값, Ll 상관도 값이라 칭함)을 산출하는 상관부; 및 상기 산출된 상관도 값들을 기초로, 코드 트래킹을 수행하는 코드 트래킹부를 포함하는 GNSS 수신기를 제공한다.
상기의 기술적 과제를 이루기 위해 본 발명의 제2 측면은 상기 수신되는 신호에 대해 소정의 처리를 수행하여, 상관 대상 신호를 생성하는 전처리부; 상기 상관 대상 신호와 상기 코드에 대한 상관도 값(이하, P 상관도 값)을 산출하는 N1개의 제1 상관기; 상기 상관 대상 신호와 상기 코드의 1/2 칩 앞섬 코드와의 상관도를 산출하는 N2개의 제2 상관기; 상기 상관 대상 신호와 상기 코드의 1/4 칩 앞섬 코드와의 상관도를 산출하는 N3개의 제3 상관기; 상기 상관 대상 신호와 상기 코드의 1/4 칩 뒷섬 코드와의 상관도를 산출하는 N4개의 제4 상관기; 상기 상관 대상 신호와 상기 코드의 1/2 칩 뒷섬 코드와의 상관도를 산출하는 N5개의 제5 상관기; 및 상기 산출된 상관도들 중 적어도 일부를 이용하여, 코드 트래킹, 반송파 트래킹, 비트 경계 검출, 및 수신 감도 산출 중 적어도 하나를 수행하는 처리부를 포함하는 위성 항법 시스템 수신기를 제공한다.
이하, 상기 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명의 실시예들이 첨부된 도면을 참조하여 설명된다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 GNSS 수신기의 일부를 나타내는 블록도이다. 도 1은, 편의상, GNSS 수신기에서 코드 트래킹 및 반송파 트래킹에 필요한 모듈을 위주로 도시한 것으로서, 유입 신호(incoming signal) 앞 단에 안테나, 기타 IF(inter frequency) 처리 모듈, A/D(analog-to-digital) 변환기 등이 더 포함되 며, 출력 신호 뒷 단에 역확산된(dispreading) 신호를 처리하기 위한 모듈 등이 더 포함될 수 있음은 이 분야에 종사하는 자라면 충분히 이해할 수 있다.
도 1에서, NCO(numerically controlled oscillator) 반송파 생성기에서 생성되는 I성분의 반송파 및 Q 성분(상기 I 성분의 90도 위상 천이된 버전)의 반송파가 유입 신호(incoming signal)에 곱해진다.
PRN 코드 생성기는 GNSS 수신 신호에 실린 C/A 코드에 대응하는 코드를 생성하되, 위상(또는 지연) 면에서 다섯 가지 버전의 코드 즉, Ee(Early_early) 코드, El(Early_late) 코드, P(Prompt) 코드, Le(Late_early) 코드, Ll(Late_late) 코드를 생성한다.
여기서, Ee 코드는 P 코드보다 1/2 칩 만큼 앞선 코드이며, El 코드는 P 코드보다 1/4 칩 만큼 앞선 코드이다. 또한, Le 코드는 P 코드보다 1/4 칩 뒤선 코드이며, Ll 코드는 P 코드보다 1/2칩 뒤선 코드이다.
즉, 도 1에 도시된 GNSS 수신기는 종래의 GNSS 수신기와는 달리, 1/4 칩 스페이싱의 상관기들을 구비한다.
I성분의 반송파와 곱하여진 유입 신호는 PRN 코드 생성기에서 생성된 각 코드들과 곱하여져 각 집적&덤프(integrate & dump) 모듈에 입력된다. 각 집적&덤프 모듈은 입력 신호들을 소정 기간 동안 누적 합산하여 출력한다. 여기서, 누적 합산된 값이 각 코드에 대한 상관도 값이 된다.
Q성분의 반송파와 곱하여진 유입 신호에 대해서도, 마찬가지의 상관도 산출 과정이 수행된다.
각 집적&덤프 모듈의 출력은 코드 트래킹에 이용된다. 코드 트래킹은 코드 루프 판별기 및 PRN 코드 생성기에 의해 수행되며, 그 기능의 예로는, GNSS 수신 신호에 실린 코드들 중 GNSS 수신기에서 사용할 코드를 검출하는 기능, 검출된 코드의 타이밍을 검출하고, 지속적으로 추적하는 기능 등을 들 수 있다. 즉, 코드 루프 판별기(code loop discriminator)는 각 집적&덤프 모듈의 출력(즉, 상관도 값)을 기초로, 상술한 기능을 수행하기 위한 제어 신호를 생성하여, PRN 코드 생성기를 제어한다. 일례로, 코드 루프 판별기는 Ee 코드의 상관도 값과 Ll 코드의 상관도 값의 차가 0이 되도록 PRN 코드 생성기를 제어한다.
또한, 각 집적&덤프 모듈의 출력 중, I, 및 Q 성분의 P코드에 대한 상관도 값은 반송파 트래킹에 이용된다. 반송파 트래킹은 반송파 루프 판별기, 반송파 루프 필터, NCO 반송파 생성기로 이루어지는 반송파 추적 루프에 의해 수행되며, 그 기능의 예로는, GNSS 수신 신호에 있는 반송파의 주파수 및 위상을 추적하는 기능을 들 수 있다. 즉, I, 및 Q 성분의 P코드에 대한 상관도 값을 기초로 지속적으로 검출되는 주파수 옵셋 및 위상 옵셋 - GNSS 수신 신호에 있는 반송파와 NCO 반송파 생성기에서 생성되는 반송파 간의 주파수 옵셋 및 위상 옵셋 -을 이용하여, NCO 반송파 생성기는 주파수 옵셋 및 위상 옵셋이 없는 반송파를 지속적으로 생성할 수 있게 된다.
코드 트래킹 및 반송파 트래킹에 대한 구체적인 동작은 상술한 내용으로부터 이 분야에 종사하는 자라면 충분히 이해할 수 있으므로, 구체적인 설명은 생략한다.
도 2는 1/4칩 간격의 상관기들을 사용하는 본 발명의 동작 원리를 설명하기 위한 개념도이다.
입력 신호 즉, 도 1의 해당 성분(I 또는 Q) 성분의 반송파와 곱하여진 유입 신호가 도 2의 좌측 및 우측에 도시된 대로 위치하고, PRN 코드 생성기에서 생성되는 Ee 코드, El 코드, P 코드, Le 코드, Ll 코드가 도 2의 좌측 및 우측에 도시한대로 위치할 때, 각 상관도 값을 그래프로 도시하면 좌측 하단의 그래프 및 우측 하단의 그래프로 주어진다.
좌측 하단의 그래프를 참조하면, Ll 코드와의 상관도 값이 최대가 됨을 알 수 있는데, 이는 P 코드의 위상과 입력 신호에 실린 C/A 코드의 위상이 일치하지 않는 대신, Ll 코드의 위상과 입력 신호에 실린 C/A 코드의 위상과 일치하는 데에서 기인된다.
우측 하단의 그래프를 참조하면, P 코드와의 상관도 값이 최대가 됨을 알 수 있으며, 이는 P 코드의 위상과 입력 신호에 실린 C/A 코드의 위상이 일치하는 데에서 기인된다. 한편, 입력 신호에 실린 C/A 코드의 위상이 P 코드의 위상과 일치하는 경우, Ee 코드의 상관도 값과 Ll 코드의 상관도 값이 같으며, El 코드의 상관도 값과 Le 코드의 상관도 값이 같음을 알 수 있다. 즉, 코드 트래킹 오차(P 코드의 위상과 입력 신호에 실린 C/A 코드의 위상 간의 차이)가 없을 때에는 Ee 코드의 상관도 값과 Ll 코드의 상관도 값이 같으며, El 코드의 상관도 값과 Le 코드의 상관도 값이 같으며, 도 2의 좌측과 같이 코드 트래킹 오차가 있는 경우에는 Ee 코드의 상관도 값과 Ll 코드의 상관도 값 간의 차이가 커지며, El 코드의 상관도 값과 Le 코드의 상관도 값 간의 차이도 마찬가지로 커지게 된다. 따라서, 이러한 차이는 코드 위상 오차를 대변할 수 있다.
도 3은 본 발명의 다른 일실시예에 따른 GNSS 수신기의 일부를 나타내는 블록도이다. 도 1은, 편의상, GNSS 수신기에서 코드 및 반송파 트래킹에 필요한 모듈을 위주로 도시한 것으로서, 출력 신호 SNAV(t) 뒷 단에 역확산된(dispreading) 신호를 처리하기 위한 모듈 등이 더 포함될 수 있음은 이 분야에 종사하는 자라면 충분히 이해할 수 있다.
도 3은 위성 항법 시스템에 속하는 위성체가 동일한 C/A 코드를 20번 반복하는 경우, 즉, 위성체가 20개의 확산 구간(time interval)을 포함하는 비트 각각에 대해, 매 확산 구간마다 동일한 C/A 코드로 확산하여 전송하였을 경우를 전제하여 도시한 실시예로서, 20개의 상관기가 사용됨을 알 수 있다. 각 상관기는 시리얼하게 계속 반복하여 더해주면서 수신 증폭률을 높인다.
도 3에서, GNSS 수신 신호 Sd(t)는 IF 필터를 통과한 후, 다운샘플링 A/D변환기를 거쳐 디지털 신호로 변환된다.
디지털 변환된 신호(이하, 유입 신호) S(t)에 NCO(numerically controlled oscillator) 반송파 생성기에서 생성되는 반송파와 곱하여져 신호 SFull(t)가 생성된다. 즉, 본 실시예는 낮은 복잡도의(simple) 구조를 갖기 위해서, 도 1에 된 바와는 달리, 유입 신호에 하나의 반송파(정확히는 I 성분의 반송파)만이 곱해지며, 그 결과, 상관기들도 I성분의 상관 대상 신호에 대해서만, 상관도 값을 산출하게 된다.
BOC 생성기는 코드 루프 판별기의 제어에 따라, GNSS 수신 신호에 실린 BOC 코드에 대응하는 BOC 코드를 생성한다. 본 실시예의 GNSS 수신기는 BOC 생성기를 구비함으로써, 갈릴레오 프로젝트의 시스템과 GPS를 모두 지원할 수 있게 된다.
신호 SFull(t)는 BOC 생성기에서 생성되는 BOC 코드와 곱해진다. 이 BOC 코드를 곱하여 얻어지는 신호를 편의상, 본 명세서에서는 상관 대상 신호라고 칭한다.
PRN 코드 생성기는 코드 루프 판별기의 제어에 따라, GNSS 수신 신호에 실린 C/A 코드에 대응하는 코드를 생성하되, 위상(또는 지연) 면에서 다섯 가지 버전의 코드 즉, Ee 코드, El 코드, P 코드, Le 코드, Ll 코드를 생성한다.
여기서, Ee 코드는 P 코드보다 1/2 칩 만큼 앞선 코드이며, El 코드는 P 코드보다 1/4 칩 만큼 앞선 코드이다. 또한, Le 코드는 P 코드보다 1/4 칩 뒤선 코드이며, Ll 코드는 P 코드보다 1/2칩 뒤선 코드이다.
도 3에 도시된 20개의 상관기는 상관 대상 신호와 해당 코드(Ee 코드, El 코드, P 코드, Le 코드, Ll 코드) 간의 상관도 값을 산출한다. 예컨대, Ee 상관기는 상관 대상 신호와 Ee 코드 간의 상관도 값을 산출한다.
바람직하게, 20개의 상관기들은 상기 상관 대상 신호 내의 서로 다른 확산 구간에 대한 상관도 값을 산출한다.
산출된 상관도 값들은 동일한 버전의 코드끼리 묶어져 합산되어, Ee 합산 값, El 합산 값, P 합산 값, Le 합산 값, 및 Ll 합산 값이 산출된다.
SNAV(t)는 Ee 합산 값, El 합산 값, P 합산 값, Le 합산 값, 및 Ll 합산 값을 모두 더한 결과인 신호이며, 반송파 루프 판별기, 비트경계 검출기, 수신감도 판별기(sensitivity discriminator) 및 도 3에 도시되지 않은 후속 처리 모듈 등에 제공된다.
수신감도 판별기는 합산 결과 신호를 기초로, GNSS 수신기가 처한 환경에 따라 결정되는 수신 감도를 판별한다.
바람직하게, 본 발명의 GNSS 수신기는 수신감도 판별기에서 판별된 수신 감 도에 따라, 사용되는 상관기들의 개수를 동적 변경하는 적응(adaptive) 구조를 갖는다. 예컨대, 수신 감도가 우수하여 제1 임계치보다 클 경우, 도 3에 도시된 20개의 상관기들 중, 최상단에 위치하는 5개의 상관기만이 비트 경계 검출, 코드 트래킹, 반송파 트래킹 등에 사용되며, 수신 감도가 제1 임계치보다 크지는 않지만, 제2 임계치보다 클 경우에는, 최상단에 위치하는 10개의 상관기만이 사용되며, 수신 감도가 제2 임계치보다는 크지 않지만, 제3 임계치보다 클 경우에는, 최상단에 위치하는 15개의 상관기만이 사용되며, 수신 감도가 제3 임계치보다 크지 않을 경우에는 모든 상관기가 사용된다. 예컨대, 도심이나 나무, 숲 등 주변 환경이 열악하여 위성체로부터 항법 데이터를 제대로 수신하기 힘든 상황에서는 20개의 상관기 모두가 사용되는 것이다.
도 3에서, 수신 감도에 따라 구동되는 상관기의 수를 조절하는 제어 로직은 편의상 도시하지 않았지만, 다양한 하드웨어/소프트웨어의 형태로 구현 가능함은 이 분야에 종사하는 자라면 충분히 이해할 수 있다.
비트 경계 검출기는 SNAV(t)를 기초로, 비트 경계에 해당하는 타이밍을 검출한다. 즉, 비트 경계 검출기는 20개의 C/A 코드 동기를 맞추는 데에 사용된다.
반송파 추적 루프는 반송파 루프 판별기, 반송파 루프 필터, NCO 반송파 생성기로 구성되며, SNAV(t)을 이용하여, 반송파에 대한 주파수 오프셋, 및 위상 오프셋을 제거한다.
코드 루프 판별기는 Ee 합산 값, 1/2로 스케일링된 El 합산 값, 1/4로 스케 일링된 P 합산 값, 1/2로 스케일링된 Le 합산 값, 및 Ll 합산값을 모두 더한 결과를 기초로, 코드 트래킹을 수행하여, PRN 코드 생성기 및 BOC 생성기를 제어한다.
각 합산값이 코드 루프 판별기에 입력되기 전에 스케일링되는 이유는 본 발명의 GNSS 수신기가 비대칭(asymmetry) 구조를 갖는데서 기인한다. 8개의 P 상관기, 4개의 El 상관기 등과 같이 상관기의 종류별로 개수가 다르기 때문에, 각 상관기의 노이즈 레벨이 상이하게 되어, 스케일링하지 않는 경우보다 오히려 수신 확률이 떨어질 수 있다. 따라서, 이러한 스케일링은 각 합산 값을 평균화시켜 노이즈 레벨을 일치시키는 효과를 갖는다.
참고로, 도 3에 도시된 24842 구조는 대칭 구조 또는 다른 조합의 비대칭 구조보다 우수한 신호 증폭률을 가지며, 도 4에서 후술하는 바와 같이, 신호 검출 확률 면에서 우수한 성능을 갖는다.
이하에서는, 본 발명에 따른 GNSS 수신기의 성능을 수신 증폭률 및 신호 검출 확률 면에서 기술하고자 한다.
GNSS 수신기에서 위성체 k로부터 수신되는 신호는 식 1과 같다.
Figure 112007089613660-PAT00001
(1)
이렇게 위성체 k로부터 수신되는 신호에는 L1 주파수 대역의 C/A(coarse acquisition) 코드, L1 주파수 대역의 P 코드, 및 L2 대역의 P 코드가 포함된다. 여기서
Figure 112007089613660-PAT00002
는 C/A 코드와 P코드 신호의 세기를 나타내고,
Figure 112007089613660-PAT00003
,
Figure 112007089613660-PAT00004
는 각각 위성체 k에 할당된 C/A코드, P코드를 나타낸다. 또한,
Figure 112007089613660-PAT00005
는 위성 항법 시스템 데이터,
Figure 112007089613660-PAT00006
과
Figure 112007089613660-PAT00007
는 L1과 L2의 반송파 주파수를 나타낸다.
식 1에 해당하는 신호를 필터링 및 하향 변환하였을 경우의 결과 신호는 식 2와 같다.
Figure 112007089613660-PAT00008
(2)
상기 필터링 및 하향 변환된 신호는 A/D 변환을 통하여 샘플링된다. A/D 변환된 결과 신호에 포함된 P코드 성분 신호는 사용할 수 없는 신호이므로, GNSS 수신기에서는 잡음
Figure 112007089613660-PAT00009
으로 처리하여, 식 2를 간략화 시키면, 식 3을 얻을 수 있다.
Figure 112007089613660-PAT00010
(3)
A/D 변환된 결과 신호를 복조하기 위해, 식 3의 양변에
Figure 112007089613660-PAT00011
을 곱하면, 식 4가 얻어진다.
Figure 112007089613660-PAT00012
(4)
식 4에 해당하는 신호가 LPF(low pass filter)를 통과하면, 식 5에 해당하는 신호가 얻어진다.
Figure 112007089613660-PAT00013
(5)
식 5에 해당하는 신호가 일반적인 상관기에 입력되면, 상관기의 출력 즉, 상 관도 값은 식 6으로 표현될 수 있다. 여기서, N은 C/A 코드의 길이(칩의 개수)를 나타낸다.
Figure 112007089613660-PAT00014
(6)
마찬가지 원리로, 도 3에 도시된 구조에 따르면 상관도 값은 식 7로 표현될 수 있다.
Figure 112007089613660-PAT00015
(7)
식 7에 도 3의 24842 구조(즉, M=20)를 반영하면, 식 8이 얻어진다.
Figure 112007089613660-PAT00016
(8)
여기서 M은 20으로 반복되는 상관기의 갯수를 나타내고, N=1023으로 C/A 코드의 길이(칩의 개수)를 나타낸다.
한편, 기본적인 상관기의 구조에 따르면, 정확한 코드 타이밍 상에서, Prompt 코드의 상관도 값, Early 코드의 상관도 값, 및 Late 코드의 상관도 값은 1:1/2:1/2의 비율을 가지므로, 이를 식 6에 반영하면, 식 9가 얻어진다.
Figure 112007089613660-PAT00017
(9)
식 9를 참조하면, 기본적인 상관기를 통하여,
Figure 112007089613660-PAT00018
만큼의 증폭 신호를 얻을 수 있음을 알 수 있다.
다음으로, 도 3에 도시된 24842 구조에 따르면, Ee 코드의 상관도 값 8개, El 코드의 상관도 값 4개, P 코드의 상관도 값 8개, Le 코드의 상관도 값 4개, Ll 코드의 상관도 값 2개가 얻어지며, 정확한 코드 타이밍 상에서, Ee, El, P, Le, Ll 코드의 상관도 값의 비율은 1/2:3/4:1:3/4:1/2이므로, 이를 식 8에 반영하면, 식 10이 얻어진다.
Figure 112007089613660-PAT00019
(10)
식 9 및 10을 참조하면, 기존의 GNSS 수신기로 얻어지는 증폭률은
Figure 112007089613660-PAT00020
인 반면에 본 발명에 따르면,
Figure 112007089613660-PAT00021
의 증폭률을 얻을 수 있음을 알 수 있다.
이러한 신호 증폭률은 수신단에서 제대로 신호를 검출(detection)할 수 있는 확률 즉, 신호 검출 확률 Pd를 구하는 데에 사용될 수 있다.
도 4는 시뮬레이션을 통하여 얻은 기존의 상관기 구조 및 본 발명의 상관기 구조의 신호 검출 확률을 도시한 그래프이다.
도 4에서, 기존의 상관기 구조는 con으로 표기하였고, 나머지 본 발명의 상관기 구조들은 Ee 상관기, El 상관기, P 상관기, Le 상관기, Ll 상관기의 개수에 따라 24842, 42824, 34643, 52625, 44444, 62426로 표기하였다.
도 4를 참조하면, 도 3에 도시된 24842 구조가 신호 검출 확률 면에서 가장 우수하며, 기존의 상관기 구조가 가장 열악한 성능을 가짐을 알 수 있다.
이러한 본원 발명인 방법 및 장치는 이해를 돕기 위하여 도면에 도시된 실시예를 참고로 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 분야에서 통상적 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위에 의해 정해져야 할 것이다.
본 발명에 따르면, 높은 신호 증폭률로 정확한 신호 검출, 획득 시간 지연(acquisition time delay)의 감소, 트래킹의 연속성 보장을 제공할 수 있으므로, 차량용 항법 시스템의 위치 인식률을 높이는 데에 활용될 수 있다.

Claims (12)

  1. 수신되는 위성 항법 시스템 신호에 대해 소정의 처리를 수행하여, 상관 대상 신호를 생성하는 처리부;
    상기 상관 대상 신호의 I 성분 및 Q 성분 각각에 대해, GNSS 시스템에서 사용되는 코드에 대한 상관도 값(이하, P 상관도 값), 상기 코드의 1/2 칩 앞섬 코드, 1/4 칩 앞섬 코드, 1/4칩 뒷섬 코드, 1/2칩 뒷섬 코드에 대한 상관도 값(이하, 각각 Ee 상관도 값, El 상관도 값, Le 상관도 값, Ll 상관도 값이라 칭함)을 산출하는 상관부; 및
    상기 산출된 상관도 값들을 기초로, 코드 트래킹을 수행하는 코드 트래킹부를 포함하는 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 P 상관도 값을 기초로, 반송파 트래킹을 수행하는 반송파 트래킹부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템(GNSS) 수신기.
  3. 위성체가 복수(N)의 확산 구간(time interval)을 포함하는 비트 각각에 대해, 매 확산 구간마다 동일한 코드로 확산하여 전송하였을 경우, 수신되는 신호를 처리하기 위한 위성 항법 시스템(GNSS) 수신기에 있어서,
    상기 수신되는 신호에 대해 소정의 처리를 수행하여, 상관 대상 신호를 생성 하는 전처리부;
    상기 상관 대상 신호와 상기 코드에 대한 상관도 값(이하, P 상관도 값)을 산출하는 N1개의 제1 상관기;
    상기 상관 대상 신호와 상기 코드의 1/2 칩 앞섬 코드와의 상관도를 산출하는 N2개의 제2 상관기;
    상기 상관 대상 신호와 상기 코드의 1/4 칩 앞섬 코드와의 상관도를 산출하는 N3개의 제3 상관기;
    상기 상관 대상 신호와 상기 코드의 1/4 칩 뒷섬 코드와의 상관도를 산출하는 N4개의 제4 상관기;
    상기 상관 대상 신호와 상기 코드의 1/2 칩 뒷섬 코드와의 상관도를 산출하는 N5개의 제5 상관기; 및
    상기 산출된 상관도들 중 적어도 일부를 이용하여, 코드 트래킹, 반송파 트래킹, 비트 경계 검출, 및 수신 감도 산출 중 적어도 하나를 수행하는 처리부를 포함하고,
    상기 N1+N2+N3+N4+N5 개의 상관기들은 상기 상관 대상 신호 내의 서로 다른 확산 구간에 대한 상관도 값을 산출하는 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 N1+N2+N3+N4+N5 개의 상관기들은 소정의 순서대로 직렬로 연결되어 있 는 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
  5. 제4항에 있어서, 상기 소정의 순서는
    제2 상관기, 제3 상관기, 제1 상관기, 제4 상관기, 제5 상관기, 제2 상관기, 제3 상관기, 제1 상관기, 제4 상관기, 제5 상관기, 제3 상관기, 제1 상관기, 제4 상관기, 제3 상관기, 제1 상관기, 제4 상관기, 제1 상관기, 제1 상관기, 제1 상관기, 제1 상관기의 순서인 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
  6. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, N1은
    N2, N3, N4, N5 중 적어도 하나와 다른 값을 갖는 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
  7. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    N1+N2+N3+N4+N5=N인 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
  8. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    N1=8, N2=2, N3=4, N4=4, N5=2인 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
  9. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 처리부는
    N1개의 제1 상관기에서 산출된 N1 개의 상관도 값들의 합, N2개의 제2 상관기에서 산출된 N2개의 상관도 값들의 합, N3개의 제3 상관기에서 산출된 N3 개의 상관도 값들의 합, N4개의 제4 상관기에서 산출된 N4개의 상관도 값들의 합, N5개의 제5 상관기에서 산출된 N5 개의 상관도 값들의 합 각각을 N1, N2, N3, N4, N5에 반비례하는 가중치로 가중합한 결과를 기초로, 코드 트래킹을 수행하는 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
  10. 제8항에 있어서, 상기 처리부는
    수신 감도에 따라, 상기 소정의 순서대로 5개, 10개, 15개, 20개의 상관기들을 동적으로 사용하는 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
  11. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전처리부는
    상기 수신되는 신호를 디지털 변환한 후, I성분의 반송파를 곱하여 상기 상관 대상 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
  12. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전처리부는
    상기 수신되는 신호를 디지털 변환한 후, I성분의 반송파를 곱한 후, BOC 코드를 곱하여 상기 상관 대상 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 위성 항법 시스템 수신기.
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