JP2005160263A - Ａｃ可変速駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】比較的大容量の３相交流電動機を駆動し、且つ、双方向ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータとの間の配線長が長くなった場合でもノイズの発生を抑制することができるＡＣ可変速駆動装置を提供する。
【解決手段】 三相交流電源１５と双方向ＰＷＭコンバータ１２の間のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電力供給線にそれぞれ接続されると共に、Ｙ結線されてその中性点が接地された３個の高周波用コンデンサからなり、ＡＣモータ１６からの漏洩電流が三相交流電源１５に戻らないように低インピーダンス回路を構成する高周波フィルタ１１と、双方向ＰＷＭコンバータ１２と電圧形ＰＷＭインバータ１４の間に配置され、入力側の配線を電力供給線の正極側と負極側に接続し出力側の配線を接地した、双方向ＰＷＭコンバータ１２のコモンモードノイズを抑制するスナバ回路２１とを有する。
【選択図】図１

Description

この発明は、ＡＣ（ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ）可変速駆動装置に関し、特に、直流電源が双方向ＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コンバータで供給される電圧形ＰＷＭインバータのＡＣ可変速駆動装置に関する。

従来、電圧形ＰＷＭインバータのＡＣ可変速駆動装置が産業機械の駆動に多く使われている。

そのパワースイッチング素子として、近年、ＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の高速電力用半導体が使用されており、それに伴って、電圧形ＰＷＭインバータのキャリア周波数の高周波数化及びスイッチングスピードの高速化が進み、ノイズの発生が一段と大きくなってきた。

また、省エネルギの観点から、電圧形ＰＷＭインバータに供給する直流電源は、ダイオードコンバータから双方向ＰＷＭコンバータに変わりつつあるが、一般に、双方向ＰＷＭコンバータは、その制御方法故にダイオードコンバータに比較してコモンモードノイズが大きい。

このようなコモンモードノイズを抑制するため、従来、電圧形ＰＷＭインバータや双方向ＰＷＭコンバータのパワースイッチング時のｄＶ／ｄｔ（ここで、Ｖは電圧、ｔは時間を示す）を下げたり、キャリア周波数を下げたり、パワーケーブルを銅シールド線に変更したり、また、電源ラインに高周波リアクタとコンデンサからなる大きなパワーライン用高周波フィルタを使用して、対応していた。

これらの対応において、パワースイッチング時のｄＶ／ｄｔを下げることは、スイッチング損失を増加させてしまうことになり、キャリア周波数を下げることは、ＰＷＭ制御している電流に歪みを発生させ電流応答性も犠牲にしてしまうことになる。また、パワーケーブルを銅シールド線に変更することは、特殊ケーブルによるコスト高になるだけでなく、銅シールド線の浮遊容量を通して高周波漏洩電流を増大させてしまうことになり、パワーライン用高周波フィルタを設けることは、サイズの大型化とコスト高をもたらすことになる。

このようなコモンモードノイズを抑制するＡＣ可変速駆動装置として、例えば特許文献１に記載のものが知られている。

図８は、従来のＡＣ可変速駆動装置の回路構成を示す説明図である。図８に示すように、ＡＣ可変速駆動装置１０は、高周波フィルタ１１、双方向ＰＷＭコンバータ１２、平滑コンデンサ１３、電圧形ＰＷＭインバータ１４を備えている。

高周波フィルタ１１は、双方向ＰＷＭコンバータ１２と三相交流電源１５を接続する電力供給線に接続され、図示しない高周波用コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３により構成されている。各高周波用コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３は、無極性のフィルムコンデンサを用いることが望ましく、それぞれ電力供給線のＲ相、Ｓ相、Ｔ相に接続され、その中性点ＥはグランドＧに接地されている。

双方向ＰＷＭコンバータ１２は、三相交流電源１５から入力した三相交流電圧を直流電圧に変換し、平滑コンデンサ１３を介して電圧形ＰＷＭインバータ１４に供給する。電圧形ＰＷＭインバータ１４は、入力した直流電圧を三相交流電圧に変換してＡＣモータ（三相交流電動機）１６に供給する。

双方向ＰＷＭコンバータ１２と電圧形ＰＷＭインバータ１４両方に用いられたＩＧＢＴのスイッチングによるノイズは、重畳され一段と大きいが、高周波フィルタ１１を設ければ、各相間に発生するノーマルモードノイズのみならず、各相とグランドＧの間に発生するコモンモードノイズに対しても抑制効果がある。何故ならば、ＡＣモータからグランドＧへの漏洩電流は、三相交流電源１５に戻らず、高周波フィルタ１１で構成する低インピーダンス回路を通って循環することになり、ＡＣ可変速駆動装置１０の内部を循環路として外部への漏出が制限されるからである。
特開２００３−１６９４９５号公報

しかしながら、従来のＡＣ可変速駆動装置は、双方向ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータの間の電源部（以下、直流電源部という）に発生するコモンモード電圧の急激な変化を緩和することが困難である。何故ならば、直流電源部に配置された平滑コンデンサ１３は、直流電源部における電力線の正極と負極の間に生じる電圧変化を緩和することができるが、正極とグランドＧ間および負極とグランドＧ間の電圧変化、即ち、コモンモード電圧の変化を緩和することが困難だからである。

また、大容量の３相交流電動機を駆動する場合、直流電源部の閉回路に共振現象が発生する虞がある。何故ならば、大容量の３相交流電動機を駆動するためには双方向ＰＷＭコンバータ１２の出力を大きく、且つ、直流電源部の配線を太くする必要があるが、出力を大きくするとＩＧＢＴのスイッチング動作による電圧変化が一層増加するので、その電圧変化を緩和するため直流電源部の平滑コンデンサ１３の容量が大きくなってしまう。さらに、双方向ＰＷＭコンバータ１２と電圧形ＰＷＭインバータ１４との間の配線長が長い場合、配線のインダクタンスが増加する。このコンデンサとインダクタンスにより直流電源部の閉回路中に共振回路が形成されるため、直流電源部に共振現象による過大電流が流れてしまうことになる。

この発明の目的は、スイッチング損失を増加させず、ＰＷＭ制御している電流に歪みを発生させて電流応答性を犠牲にしてしまうことなく、特殊ケーブルによるコスト高を生じさせず、銅シールド線の浮遊容量を通して高周波漏洩電流を増大させることなく、更に、サイズの大型化とコスト高をもたらさずに、比較的大容量の３相交流電動機を駆動し、且つ、双方向ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータとの間の配線長が長くなった場合でもノイズの発生を抑制することができるＡＣ可変速駆動装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、この発明に係るＡＣ可変速駆動装置は、三相交流電源から入力した三相交流電圧を直流電圧に変換する、電源回生が可能な双方向ＰＷＭコンバータと、平滑コンデンサを介して供給された前記直流電圧を、三相交流電圧に変換して三相交流電動機に供給する電圧形ＰＷＭインバータと、前記三相交流電源と前記双方向ＰＷＭコンバータの間のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電力供給線にそれぞれ接続されると共に、Ｙ結線されてその中性点が接地された３個の高周波用コンデンサからなり、前記三相交流電動機からの漏洩電流が前記三相交流電源に戻らないように低インピーダンス回路を構成する高周波フィルタと、前記双方向ＰＷＭコンバータと前記電圧形ＰＷＭインバータの間に配置され、入力側の配線を電力供給線の正極側と負極側に接続し出力側の配線を接地した、前記双方向ＰＷＭコンバータのコモンモードノイズを抑制するスナバ回路とを有する。

また、前記スナバ回路は、コンデンサと抵抗を直列に接続した２つの直列接続体からなり、前記各直列接続体の一端を前記正極側の電力供給線と前記負極側の電力供給線に接続し、他端を共通として出力側としている。

また、筒形またはリング形に形成され、前記Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の各電力供給線を共通して包囲するように配置された第１のコモンチョークを有し、また、筒形またはリング形に形成され、前記電圧形ＰＷＭインバータと最終段の前記平滑コンデンサの間の前記正極側及び前記負極側の電力供給線を共通に包囲するように配置された第２のコモンチョークを有する。また、前記第１のコモンチョーク及び前記第２のコモンチョークが、アモルファス磁性体からなる。

上記スナバ回路を有することにより、ＡＣ可変速駆動装置の双方向ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータが発生する急激なコモンモード電圧変化を穏やかにしコモンモード電圧を下げると共に、主として直流電源部の浮遊容量を介して流れる漏洩電流を低減する。

また、第１のコモンチョークを有することにより、供給ＡＣ電源側の漏洩電流経路のインピーダンスを増加させ、ＡＣ電源側に流れ込む漏洩電流を低減する。第２のコモンチョークを有することにより、双方向ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータとの間の平滑コンデンサの容量が大きくなり、さらに、その間の配線長が長くなってインダクタンスが増加することで発振現象が生じる虞があるが、直流抵抗分を増加させ振動的な電流波形を抑制する。

以上説明したように、本発明によれば、三相交流電動機を駆動するＡＣ可変速駆動装置の直流電源部にスナバ回路及び第２のコモンチョークを備え、さらにＡＣ電源側に第１のコモンチョークを備えることにより、スイッチング損失を増加させず、ＰＷＭ制御している電流に歪みを発生させて電流応答性を犠牲にしてしまうことなく、特殊ケーブルによるコスト高を生じさせず、銅シールド線の浮遊容量を通して高周波漏洩電流を増大させることなく、更に、サイズの大型化とコスト高をもたらさずに、比較的大容量の３相交流電動機を駆動し、且つ、双方向ＰＷＭコンバータと電圧形ＰＷＭインバータとの間の配線長が長くなった場合でもノイズの発生を抑制することができる。

以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。

図１は、この発明の一実施の形態に係るＡＣ可変速駆動装置の回路構成を示す説明図である。先ず、この発明に係るＡＣ可変速駆動装置の構成について、図１を参照して説明する。なお、図８に示したものと同一の構成要素については、図１においても同一の符号を付している。

ＡＣ可変速駆動装置２０は、高周波フィルタ１１、双方向ＰＷＭコンバータ１２、平滑コンデンサ１３、電圧形ＰＷＭインバータ１４、スナバ回路２１、第１のコモンチョーク２２、及び第２のコモンチョーク２３を有している。

高周波フィルタ１１は、三相交流電源１５と双方向ＰＷＭコンバータ１２の間のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電力供給線にそれぞれ接続されると共に、Ｙ結線されてその中性点が接地された３個の高周波用コンデンサからなり、ＡＣモータ１６からの漏洩電流が三相交流電源１５に戻らないように低インピーダンス回路を構成している。

双方向ＰＷＭコンバータ１２は、三相交流電源１５から入力した三相交流電圧を直流電圧に変換し、平滑コンデンサ１３を介して電圧形ＰＷＭインバータ１４に供給する。電圧形ＰＷＭインバータ１４は、入力した直流電圧を三相交流電圧に変換してＡＣモータ１６に供給する。

図２は、図１のスナバ回路の回路図である。図２に示すように、スナバ回路２１は、例えば、スナバ用コンデンサ３０_A とスナバ用抵抗３１_A 、スナバ用コンデンサ３０_B とスナバ用抵抗３１_B を、それぞれ直列に接続した２個の直列接続体からなる。このスナバ回路２１は、双方向ＰＷＭコンバータ１２と電圧形ＰＷＭインバータ１４との間に配置されて、双方向ＰＷＭコンバータ１２のコモンモードノイズを抑制する。

図２では、入力側である各スナバ用コンデンサ３０_A ，３０_B の配線を電力供給線の正極側と負極側に接続すると共に、出力側である各スナバ用抵抗３１_A ，３１_B の配線を接地しているが、各スナバ用抵抗３１_A ，３１_B を入力側として電力供給線の正極側と負極側に接続し、各スナバ用コンデンサ３０_A ，３０_B を出力側として接地してもよい。

第１のコモンチョーク２２は、例えば、アモルファス磁性体により筒形またはリング形に形成され、三相交流電源１５と高周波フィルタ１１の間、いわゆる供給ＡＣ電源側のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各電力線を共通して包囲するように配置されている。

第２のコモンチョーク２３は、例えば、アモルファス磁性体により筒形またはリング形に形成され、平滑コンデンサ１３と電圧形ＰＷＭインバータ１４の間の正極側及び負極側の各電力線を共通して包囲するように配置されている。そして、仮にＡＣモータ１６の容量が大きいため平滑コンデンサ１３を複数配置する場合は、最終段の平滑コンデンサ１３と電圧形ＰＷＭインバータ１４の間の各電力線を共通して包囲するように配置される。

次に、ＡＣ可変速駆動装置２０の動作について説明する。このＡＣ可変速駆動装置２０により、三相交流電動機であるＡＣモータ１６が駆動され、電圧形ＰＷＭインバータ１４の出力周波数と出力電圧（即ち、Ｖ／Ｈｚ）の可変によって、ＡＣモータ１６の回転速度を可変させることができる。なお、速度ループ制御を行うときは、ＡＣモータ１６に連結した速度センサ１７によって検出した速度情報をフィードバックする。

ＡＣモータ１６の加速時は、三相交流電源１５→双方向ＰＷＭコンバータ１２→電圧形ＰＷＭインバータ１４→ＡＣモータ１６の順に、交流→直流→交流に変換されながら力行電力が供給される。一方、ＡＣモータ１６の減速時は、ＡＣモータ１６は発電機となり、ＡＣモータ１６→電圧形ＰＷＭインバータ１４→双方向ＰＷＭコンバータ１２→三相交流電源１５の順に、交流→直流→交流に変換されながら回生電力が戻される。

双方向ＰＷＭコンバータ１２と電圧形ＰＷＭインバータ１４両方のＩＧＢＴのスイッチングによるノイズは、重畳され一段と大きいが、高周波フィルタ１１を設ければ、各相間に発生するノーマルモードノイズのみならず、各相とグランドＧの間に発生するコモンモードノイズに対しても抑制効果がある。即ち、高周波フィルタ１１の使用によりＡＣ可変速駆動装置２０内に低インピーダンス回路を形成し、漏洩電流をグランドＧにバイパスさせる。

このとき、ＡＣ可変速駆動装置２０を大容量化した場合、漏洩電流の一部が他の設備の回路に流れ込む虞があるので、双方向ＰＷＭコンバータ１２と電圧形ＰＷＭインバータ１４との間（以下、直流電源部という）にスナバ回路２１を設置する。これにより、直流電源部に発生する急激なコモンモード電圧変化を緩やかにすることができ、コモンモード電圧値の絶対値を下げると共に漏洩電流を低減することができる。

さらに、供給ＡＣ電源側に第１のコモンチョーク２２を設置する。これにより、供給ＡＣ電源側の漏洩電流経路のインピーダンスを増加させ、供給ＡＣ電源側に流れ込む漏洩電流を低減することができる。即ち、第１のコモンチョーク２２で、漏洩電流が流れにくい高インピーダンスの回路を構成し、高周波フィルタ１１で、漏洩電流が流れやすい低インピーダンス回路を構成することにより、それぞれ単独で使用した場合に比べ、より大きな漏洩電流抑制効果が得られるからである。

さらに、第２のコモンチョーク２３を設置する。大容量のＡＣ可変速駆動装置２０においては、直流電源部の平滑コンデンサ１３の容量が大きくなると共に、直流電源部の直流抵抗分が小さくなり、その上、直流電源部の配線長が長くなると、配線のインダクタンス成分が増加する。このような場合、直流電源部の閉回路にはインダクタンスとコンデンサによる共振現象が発生する可能性があり、共振現象が発生すると、ＡＣ可変速駆動装置２０が破壊してしまいＡＣモータ１６を制御できなくなる虞がある。しかしながら、通常、直流抵抗分によって振動的な電流波形は、ある時間経過後減衰するので、第２のコモンチョーク２３を追加することにより、直流電源部の直流抵抗分を増加し振動的な電流波形を抑制することができる。

なお、三相交流電源１５は、Ｙ結線の場合はＮ相がΔ結線の場合はＳ相が、それぞれグランドＧに接地されており、双方向ＰＷＭコンバータ１２や電圧形ＰＷＭインバータ１４の制御盤シャーシ、及びＡＣモータ１６のフレームもグランドＧに接地されている。

次に、スナバ回路２１、第１のコモンチョーク２２、第２のコモンチョーク２３を設けたことによる効果について、それぞれを設けた場合に得られた実測値に基づき説明する。説明に際し、比較のために、スナバ回路、第１及び第２のコモンチョークを設けない場合（図８参照）に得られた実測値についても示す。

図３は、スナバ回路、第１及び第２のコモンチョークを設けないときのコモンモード電圧と漏洩電流をグラフで示し、（ａ）は直流電源部の電力線の正極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｂ）は電力線の負極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｃ）はＡＣ供給電源側の漏洩電流の説明図である。

図４は、スナバ回路を設けたときのコモンモード電圧と漏洩電流をグラフで示し、（ａ）は直流電源部の電力線の正極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｂ）は電力線の負極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｃ）はＡＣ供給電源側の漏洩電流の説明図である。

図５は、第１のコモンチョークを設けたときのコモンモード電圧と漏洩電流をグラフで示し、（ａ）は直流電源部の電力線の正極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｂ）は電力線の負極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｃ）はＡＣ供給電源側の漏洩電流の説明図である。

図３〜図５の各図中、横軸は、経過時間（１００マイクロ秒／１目盛）を示し、縦軸は、（ａ）及び（ｂ）においてコモンモード電圧（５００ボルト／１目盛）、（ｃ）において漏洩電流（２アンペア／１目盛）をそれぞれ示す。

図６は、第１のコモンチョークを設けたときの直流電源部における共振現象による電流波形をグラフで示す説明図である。図７は、第１のコモンチョーク及び第２のコモンチョークを設けたときの直流電源部における共振現象による電流波形をグラフで示す説明図である。図６及び図７の各図中、縦軸は、図１における点Ｐの電流値（１００アンペア／１目盛）を示し、横軸は、経過時間（５００マイクロ秒／１目盛）を示す。

図３（ａ），（ｂ）に示すように、スナバ回路２１を設けないときの正極−グランドＧ間及び負極−グランドＧ間の各コモンモード電圧は、約８１８ボルトであり、ＡＣ供給電源側の漏洩電流は、約３．８アンペアである。

一方、図４（ａ），（ｂ）に示すように、スナバ回路２１を設けたときの正極−グランドＧ間及び負極−グランドＧ間の各コモンモード電圧は、約５９０ボルトであり、ＡＣ供給電源側漏洩電流は、約２アンペアである。また、図５（ａ），（ｂ）に示すように、スナバ回路２１に、第１のコモンチョーク２２を追加したときの正極−グランドＧ間及び負極−グランドＧ間の各コモンモード電圧は、約５４５ボルトであり、ＡＣ供給電源側の漏洩電流は、約０．７アンペアである。

図６に示すように、直流電源部に第２のコモンチョーク２３を設けないときの共振現象による電流波形におけるピーク電流は、約３７６アンペアである。これに対し、図７に示すように、直流電源部に第２のコモンチョーク２３を設けたときの電流波形におけるピーク電流は、約３５アンペアである。

上述した実測値の比較においても、ＡＣ可変速駆動装置２０により、コモンモードノイズの抑制が効果的に行われることが分かる。即ち、スナバ回路２１を設けた場合（図４参照）、スナバ回路２１を設けない場合（図３参照）に比べて、コモンモード電圧及びＡＣ供給電源側に漏洩する電流が格段に小さくなっている。さらに、第１のコモンチョーク２２を設けた場合（図５参照）、第１のコモンチョーク２２を設けない場合（図４参照）に比べて、ＡＣ供給電源側に漏洩する電流が格段に小さくなっている。

また、高周波フィルタ１１および第１のコモンチョーク２２に加えて第２のコモンチョーク２３を設けた場合（図７参照）、第２のコモンチョーク２３を設けない場合（図６参照）に比べて、直流電源部のＰ点を流れる電流が格段に小さくなっている。ここでは、スナバ回路を設けないＡＣ可変速駆動装置としたが、スナバ回路を設けても図６及び図７に示す場合と同一である。

このように、スナバ回路（バススナバ）２１を設けて直流電源部のコモンモードノイズを抑制し、第１のコモンチョーク（３相入力コモンチョーク）２２を設けて漏洩電流の増加を抑制する。更に、直流電源部の供給経路が長い場合は、第２のコモンチョーク（ＤＣバスコモンチョーク）２３を設けて共振回路の発生を抑制する。

これにより、従来のＡＣ可変速駆動装置における、電圧型ＰＷＭインバータ１４や双方向ＰＷＭコンバータ１２のパワースイッチング時のｄＶ／ｄｔを下げることにより、スイッチング損失を増加させてしまうこと、キャリア周波数を下げることにより、ＰＷＭ制御している電流に歪みを発生させ電流応答性も犠牲にしてしまうこと、パワーケーブルを銅シールド線に変更することにより、特殊ケーブルによるコスト高になるだけでなく、銅シールド線の浮遊容量を通して高周波漏洩電流を増大させてしまうこと、更に、電源ラインに高周波リアクタとコンデンサからなるパワーライン用高周波フィルタを設けることにより、サイズの大型化とコスト高をもたらすこと、等を生じさせることなく、抑制効果が高くしかも安価にノイズ抑制を実現することができるＡＣ可変速駆動装置を提供することができる。

この発明の一実施の形態に係るＡＣ可変速駆動装置の回路構成を示す説明図である。 図１のスナバ回路の回路図である。 スナバ回路、第１及び第２のコモンチョークを設けないときのコモンモード電圧と漏洩電流をグラフで示し、（ａ）は直流電源部の電力線の正極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｂ）は電力線の負極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｃ）はＡＣ供給電源側の漏洩電流の説明図である。 スナバ回路を設けたときのコモンモード電圧と漏洩電流をグラフで示し、（ａ）は直流電源部の電力線の正極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｂ）は電力線の負極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｃ）はＡＣ供給電源側の漏洩電流の説明図である。 第１のコモンチョークを設けたときのコモンモード電圧と漏洩電流をグラフで示し、（ａ）は直流電源部の電力線の正極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｂ）は電力線の負極とグランドＧ間のコモンモード電圧の説明図、（ｃ）はＡＣ供給電源側の漏洩電流の説明図である。 第１のコモンチョークを設けたときの直流電源部における共振現象による電流波形をグラフで示す説明図である。 第１のコモンチョーク及び第２のコモンチョークを設けたときの直流電源部における共振現象による電流波形をグラフで示す説明図である。 従来のＡＣ可変速駆動装置の回路構成を示す説明図である。

符号の説明

２０ ＡＣ可変速駆動装置
１１ 高周波フィルタ
１２ 双方向ＰＷＭコンバータ
１３ 平滑コンデンサ
１４ 電圧形ＰＷＭインバータ
１５ 三相交流電源
１６ ＡＣモータ
１７ 速度センサ
２１ スナバ回路
２２ 第１のコモンチョーク
２３ 第２のコモンチョーク
３０_A、３０_B スナバ用コンデンサ
３１_A、３１_B スナバ用抵抗

Claims (5)

1. 三相交流電源から入力した三相交流電圧を直流電圧に変換する、電源回生が可能な双方向ＰＷＭコンバータと、
   平滑コンデンサを介して供給された前記直流電圧を、三相交流電圧に変換して三相交流電動機に供給する電圧形ＰＷＭインバータと、
   前記三相交流電源と前記双方向ＰＷＭコンバータの間のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電力供給線にそれぞれ接続されると共に、Ｙ結線されてその中性点が接地された３個の高周波用コンデンサからなり、前記三相交流電動機からの漏洩電流が前記三相交流電源に戻らないように低インピーダンス回路を構成する高周波フィルタと、
   前記双方向ＰＷＭコンバータと前記電圧形ＰＷＭインバータの間に配置され、入力側の配線を電力供給線の正極側と負極側に接続し出力側の配線を接地した、前記双方向ＰＷＭコンバータのコモンモードノイズを抑制するスナバ回路と
   を有するＡＣ可変速駆動装置。
2. 前記スナバ回路は、それぞれコンデンサと抵抗を直列に接続した２個の直列接続体からなる請求項１に記載のＡＣ可変速駆動装置。
3. 筒形またはリング形に形成され、前記Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の各電力供給線を共通して包囲するように配置された第１のコモンチョークを有する請求項１または２に記載のＡＣ可変速駆動装置。
4. 筒形またはリング形に形成され、前記電圧形ＰＷＭインバータと最終段の前記平滑コンデンサの間の前記正極側及び前記負極側の電力供給線を共通に包囲するように配置された第２のコモンチョークを有する請求項１〜３のいずれかに記載のＡＣ可変速駆動装置。
5. 前記第１のコモンチョーク及び前記第２のコモンチョークが、アモルファス磁性体からなる請求項３または４に記載のＡＣ可変速駆動装置。

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