JP2005142136A - 複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスインバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスインバータでは、大型冷陰極放電管の両端が、正の高電圧と負の高電圧となる為、冷陰極放電管の輝度等の制御が不可能であった。
【解決手段】 圧電トランスの１次側に流れる電流と電圧を制御して、前記圧電トランス１次側に流れる電力をほぼ一定に保つよう構成することにより、２次側負荷に供給される電力を制御することを可能ならしめた。
【選択図】 図１

Description

発明の詳細な説明

本発明は液晶バックライト等に用いられる、圧電トランスを昇圧手段とした圧電インバータの、主に点灯開始電圧が実行値で３０００Ｖ〜６０００Ｖ程度の大型冷陰極放電管をドライブする点灯駆動装置に関する。

従来の圧電インバータにおいては、出力が３Ｗ程度の、液晶のバックライトサイズでは１５インチないし１７インチ程度を最大とするワット数の、圧電インバータが開発されて実用されてきた。

発明が解決しようとする課題

従来の圧電インバータにあっては、直径が２ｍｍ前後で長さが２５０ｍｍ程度の冷陰極放電管を、３Ｗ程度の出力仕様で、主に１５インチから１７インチ程度のノートパソコン向けに開発されて実用されてきたが、これに加えて最近液晶テレビ市場などの大型液晶ディスプレイ市場が前年度比で２倍以上に伸びて、３０型及び４０型の大型液晶テレビの市場が飛躍的に拡大してきている。

本発明は、圧電トランスの２次モード（λモード）及びそれ以上の高い周波数モードに着目して、これまでの４〜５倍から１０倍前後の高電力を発生できて、かつドライブ周波数をこれ迄の８０ＫＨｚから１２０ＫＨｚと、比較的高いドライブ周波数の半値となる４０〜５０ＫＨｚ前後の低いドライブ周波数を実現することで、リーク電流を抑え、かつ出力ワット数を例えば６倍〜１０倍の１８Ｗ以上で３０Ｗ前後の高ワット数を出力する事ができる効率の良い、これまでの圧電インバータ性能の限界を超える、新規な圧電トランスインバータを提供することを目的としている。

課題を解決する為の手段

上記の目的を達成する為に、本発明の圧電トランスを用いた圧電インバータは、別途の発明に依ってなる、複数入力及び複数出力方式の圧電セラミックスから成る圧電トランスを用いて、前記の課題を解決しようとするものである。前記した複数入力及び複数出力方式の圧電トランスの、前記複数の出力部を液晶テレビのフラットパネルディスプレイ等の内部に用いられている複数の大型冷陰極放電灯の入−出力端に、詳しくは前記圧電トランスの出力部のＧ面電極及び前記Ｇ面電極と１８０度出力位相の異なるＨ面電極の各出力部にそれぞれ高圧線等を介して接続される事により、プラス方向の高電圧とマイナス方向の高電圧が、同時に同期して出力される効果で、通常の１／２程度の電圧値でのドライブが可能となるので、３０インチ程度ないし４０インチ程度の液晶装置に用いられる大型例陰極放電灯のドライブが通常の１／２電圧値で実現可能となる。

発明の実施の形態を、実施例に基づき図面を参照して説明する。これ迄の圧電インバータに用いられてきた圧電トランスは、３Ｗないし５Ｗ程度までの電力で前記の圧電トランスをドライブしてきた。それ以上の電力でドライブすると、厚み方向分極と長さ方向分極の境界部、あるいは振動振幅の最小部で、その応力が最大となる節部、もしくは振動速度が最大となる出力電極部近傍で、前記電力の増加と共に、これ迄の２倍近い１０Ｗ程度の電力では、急激な発熱を伴い破壊に至った。この破壊の原因は、前記の大電力の引加と共に生じる高い発熱により、圧電トランスが軟化する事でλモードの撓み振動に、圧電トランスの特性には寄与しない捩れ方向の振動モードや、蛇行方向の振動モードが重畳して発生することが原因であることが、レーザードップラー等の最新の高周波振動測定器等の解析で明かとなった。

圧電トランスに用いる焼成直後の圧電セラミックスの自発分極の向きは、アトランダムな配列を成しているので等方性体と考えてよく、分極のため直流電界を印加すると、電界をかけた方向にわずかではあるが伸び、分極とは直角の方向には縮むのでほぼ正方晶系となり、分極処理後の磁器に共振周波数の近傍の交流電界を印加すると、元の寸法と残留歪みが付加された大きさの間の寸法を行き来することで、圧電セラミックス磁器に機械的共振が起こり、圧電トランスとして応用することができる。圧電トランスインバータは、この原理を応用して用いる事により構成されるものである。

図１において、図３に示した複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスを用いた圧電インバータの、ドライブ回路の基本的な動作を説明する。ボルテージ・コントロール・オシレータ（ＶＣＯ）１から、ドライブ周波数の例えば５０ＫＨｚの２倍の周波数となる１００ＫＨｚの信号が発生されて、分周器２において１／２分周されて、１８０度位相の異なる５０ＫＨｚの２相信号に変換され、トランジスタＱ１の３及びトランジスタＱ２の４を交互にオン・オフさせ、それぞれＬ１の５とＬ２の６及びコンデンサＣ１の７により共振波形を発生させ、圧電トランス２１の１次側電極８及び９及び１０及び１１に引加される。圧電トランス２１の２次側電極１２及び１３には、複数の大型冷陰極放電管１４及び１５が高圧線１６及び１７及び１８を介して直列接続され、圧電トランス２１によって昇圧された電圧が負荷に供給される。図１に於いては、負荷となる冷陰極放電管が２本の場合を説明したが、４本ないし６本程度の冷陰極放電管を直列接続してドライブする事も同様にして可能であるのは言うまでもない。

次にパルス幅変調（ＰＷＭ）及び電圧一定となるシステムについて説明すると、圧電トランス２１の１次側電極８及び９並びに１０及び１１に生じた電圧共振波形の振幅を一定に保つ為に、前記圧電トランス２１の１次側の片方の入力端子、例えば入力端子８の電圧を、分圧抵抗Ｒ１の１９及びＲ２の２０で分圧してピークホールド回路３５で平滑された信号と、基準電圧Ｖ１の２２と比較した信号と、前記ボルテージ・コントロール・オシレータ（ＶＣＯ）１の信号とをさらに比較して、共振コイルＬ１の５と共振コイルＬ２の６に供給される電圧をトランジスタＱ３の２４を介してパルス・ウェーブ・モジュレイション（ＰＷＭ）をかける。

基準電圧Ｖ１の２２と、圧電トランス２１の１次側の片方の入力端子、例えば入力端子８の電位を分割抵抗Ｒ１の１９、及びＲ２の２０によって分圧してピークホールド回路３５で平滑された前記分圧電圧を、コンパレータ２３で比較して発生する信号は、図２の各部の出力波形並びにタイミング関係図で示すＦである。前記のボルテージ・コントロール・オシレータ（ＶＣＯ）１の発振波形である図２のＡの波形を基準として、前記のタイミング関係図のＦに示す電圧とをコンパレータ３６で比較する。前記Ｆの値が高ければ、トランジスタＱ３の２４を駆動するパルス信号Ｅのパルス幅のオン時間が大きくなり、逆に前記Ｆの値がＦ’のように低ければ、前記トランジスタＱ３を駆動するパルス信号Ｅのパルス幅が小さくなる。これらの一連の回路動作によって、前記圧電トランスの１次側の電圧振幅が一定に保たれる。

また次に、周波数制御について説明すると、トランジスタＱ１の３のエミッター及びトランジスターＱ２の４に示す各エミッターの交点と、アース間に接続された抵抗Ｒ３の２５に流れる電流は、前記圧電トランスの１次側に流れる電流の大きさとほぼ同じ値である。また前記の圧電トランスの１次側と、Ｑ１の３及びＱ２の４と、Ｌ１の５及びＬ２の６及びＣ１の７で構成されるところの、前記圧電トランスの１次側共振回路に流れる電流は、前記トランジスタＱ１の３のエミッター及びトランジスタＱ２の４のエミッターとアース間に接続された抵抗Ｒ３の２５に流れ込む。前記の圧電トランス２１の１次側回路のＱ１の３及びＱ２の４及びＬ１の５及びＬ２の６及びＣ１の７の電力損失が小さければ、前記圧電トランスの１次側に流れる電流は、前記の各トランジスタＱ１の３及びＱ２の４の各エミッターの交点と、グランド間に挿入された前記抵抗Ｒ３の２５に流れる電流と、ほぼ等しくなるので、前記抵抗Ｒ３の２５に発生した電圧を、コンパレータ２６で基準電圧Ｖ１の２２と比較して、この比較した信号をボルテージ・コントロール・オシレータ（ＶＣＯ）１に入力して周波数を可変する。

周波数の制御は、信号レベルが基準電圧よりも高くなるとコンパレータの出力電圧は低くなる。低くなる事によってボルテージ・コントロール・オシレータ（ＶＣＯ）の発振周波数は高い周波数を発振するように動作する。同様にして信号レベルが基準電圧よりも低くなるとコンパレータの出力電圧は高くなる。高くなることによってボルテージ・コントロール・オシレータ（ＶＣＯ）の発振周波数は、低い発振周波数を発振するように動作する。圧電トランスの１次側のインピーダンスは、共振周波数において最も小さくなり、共振周波数より高い周波数では高くなる。このことによって抵抗Ｒ３の２５にながれる電流は一定に保たれる。以上に説明したように前記したパルス幅変調（ＰＷＭ）制御と、前記した周波数制御を組み合わせることによって、１次側の電力を制御することで、圧電トランスの２次側の出力電力を、常に一定に保つことをはじめて可能にしたものである。

圧電セラミックスから成る圧電トランスを用いた圧電トランスインバータにおいて、前記圧電トランスの変換効率が、共振周波数近傍ではほぼ一定となるという特性を利用し、前記圧電トランスの１次側電圧と、及び電流を制御するこにより、前記の圧電トランスの２次側負荷に供給される電力を一定に制御したことを特徴とする、複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスインバータをはじめて実現したものである。

また、圧電セラミックスから成る圧電トランスを用いた圧電トランスインバータにおいて、前記圧電トランスの１次側電圧と、制御回路の基準電圧を比較することで、前記圧電トランスの１次側電圧がほぼ一定振幅となるよう、パルス幅変調回路を構成したことを特徴とする複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスインバータをはじめて実現したものである。

さらにまた本発明は、前述したように構成された、圧電セラミックスから成る複数入力及び複数出力方式の、圧電トランスを用いた圧電トランスインバータにおいて、前記圧電トランスの複数の出力端に、直列接続された複数個の、大型冷陰極放電管をドライブしことを特徴とする、圧電トランスインバータをはじめて実現したものである。

かつ本発明は圧電セラミックスから成る圧電トランスが、複数の入力部と複数の出力部から構成されてなり、前記複数の出力部の電気位相が１８０度出力位相の異なる前記の各出力部に、それぞれ高圧線を介して複数の大型冷陰極放電管が接続されて成り、正の高電圧と負の高電圧が同時に同期して引加されることにより、通常電圧の１／２の低電圧値でドライブされる事を特徴とした、複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスインバータをはじめて実現したものである。

図３に、別途発明によって成る、圧電セラミックスから成る複数の入力部と複数の出力部から構成された圧電トランスを示した。図３に示すように例えば長さ６３ｍｍ、幅１０ｍｍ、厚さ１．２ｍｍ程度の圧電セラミックスの両端面に、Ｅ面電極２７及びＧ面電極２８を付与した前記の圧電トランスを、長さ方向にほぼ２：２：１：２：２の割合となるように圧電トランスの領域が分割される。第１の領域と第５の領域は出力部である。矢印で示すように左側と右側では、分極の向きが１８０度異なる位相関係に分極してある。第２の領域と第４の領域は入力部で、矢印で示すように分極の向きが１８０度異なる位相関係に分極してある。第３の領域は剛体部で未分極部となっている。前記圧電トランスをドライブするには、入力端子２９及び３０を接続してひとまとめとし、また他の入力端子３１及び３２を接続して別のひとまとめとして、前記のひとまとめとした両入力端子にドライブ信号を印加すると、Ｅ面電極２７及びＧ面電極２８には１８０度位相の異なる、高電圧の信号が同時出力される。

以上の構成によって成る圧電セラミックスから成る圧電トランスは、超音波振動励振の中央部が、未分極で振動せず強固な剛体部として機能することで、ハイパワードライブ時に発生する捩り方向振動モードや、蛇行方向振動モードを共に抑制する効果を発して、前記構成がロス系を小さくする方向に働き、この振動モードに起因する効果で圧電インバータ効率が１５Ｗ程度のドライブ時にも、１８Ｗないし３０Ｗ程度の大電力ドライブ時においても共に９０％ないし９５％という高効率を初めて実現した。また圧電トランスの温度上昇も、室温プラス１０度〜２０度程度の温度上昇で飽和に達した。

発明の効果

本発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されるような効果を奏する。従来の圧電インバータは電磁波を発生せず、小型・軽量で低価格であり省スペース性に富むという特徴を有したため、小型・携帯機器や冷・暖房機器及びイオナイザー等の健康機器、あるいは１５インチないし１７インチ程度を最大とする、パーソナルコンピュータ向けのインバータとして多用されてきた。本発明も同様の効果を奏するが従来品は、主に３Ｗないし大きくても５Ｗ迄の出力用インバータとして用いられてきた。

本発明では、３０型及び４０型の大型液晶テレビの市場が飛躍的に拡大してきている、この前記大型液晶テレビ用の、主に点灯開始及び維持電圧が、実行値で３０００Ｖから６０００Ｖ程度の、冷陰極放電管を高効率に点灯駆動するために、複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスの各出力部に、高圧線を介して複数個の大型冷陰極放電管を接続して、正の高電圧と負の高電圧を同時に同期して引加することを初めて可能としたことで、点灯に必要な通常電圧の１／２程度の低い電圧値でドライブされるという特徴を有し、これ迄の点灯装置では放電管長が８００ｍｍを越えると片光り、またはピンク放電するなど点灯不能であったが、本発明の正の高電圧と負の高電圧を同時に同期して引加することを初めて可能としたことで、全長が８００ｍｍを越えて１２００ｍｍ程度の長管でもドライブ可能という特徴を有し、かつ高電圧にともなう煩雑なる管理と放電管の事故を皆無とした。

これ迄の圧電インバータでは、主に冷陰極放電管の入力側へ、高電圧を印加することにより点灯及び維持してきた。これまで前記冷陰極放電管の出力側は低レベルの電圧で、ダイオードや抵抗等を介して前記の放電管に流れる電流を、制御回路にフィードバックさせることにより、輝度の制御を行ってきた。

本発明による複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスインバータでは、前記冷陰極放電管の両端が、正の高電圧と負の高電圧の、共に高電圧駆動となるため、２次側から冷陰極放電管の輝度情報を得ることが不可能となっていたが、圧電トランスの１次側に流れる電流と電圧を制御して、前記１次側流れる電力をほぼ一定に保つよう構成することにより、２次側の負荷に供給される電力を、低電圧の１次側で常に一定値に制御することを、はじめて可能としたものである。

さらにまた、これ迄は圧電トランスを１台搭載した単品のインバータ完成品で、１本の大型冷陰極放電管をドライブしてきたが、本発明によって成る圧電トランスインバータでは、複数本ないし４本あるいは６本程度の冷陰極放電管のドライブを可能ならしめ、前記圧電トランスインバータの実質価格を従来の１／２ないし１／４ないし１／６程度の低価格とすることをはじめて可能にした等の特徴を有し、大型液晶テレビ等の量産時の経済的効果には、計り知れないものがある等、多くの効果を奏するものである。

複数駆動及び複数出力法式の圧電トランスインバータ回路図である。 各部の出力波形並びにタイミング関係図である。 複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスの斜視図である。

符号の説明

１ ボルテージ・コントロール・オシレータ（ＶＣＯ）
２、分周器
３、４、２４ トランジスタ
５、６ コイル
７ コンデンサ
８、９、１０、１１ 一次側電極
１２、１３ ２次側電極
１４、１５ 大型冷陰極放電管
１６、１７、１８ 高圧線
１９、２０ 分圧抵抗
２１ 圧電トランス
２２ 基準電圧Ｖ１
２３、２６、３６ コンパレータ
２５ 抵抗
２７ Ｅ面電極
２８ Ｇ面電極
２９、３０、３１、３２ 入力端子
３３、３４ 出力端子
３５ ピークホールド回路

Claims (4)

1. 圧電セラミックスから成る圧電トランスを用いた圧電トランスインバータにおいて、前記圧電トランスの変換効率が共振周波数近傍では、ほぼ一定となるという特性を利用して前記圧電トランスの１次側電圧と、及び電流を制御するこにより、前記圧電トランスの２次側負荷に供給される電力を一定に制御したことを特徴とする、複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスインバータ。
2. 圧電セラミックスから成る圧電トランスを用いた圧電トランスインバータにおいて、前記圧電トランスの１次側電圧と、制御回路の基準電圧を比較することで、前記圧電トランスの１次側電圧がほぼ一定振幅となるよう、パルス幅変調回路を構成したことを特徴とする請求項第１項記載の複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスインバータ。
3. 直列接続された複数個の、大型冷陰極放電管をドライブしたことを特徴する、請求項第１項記載の圧電トランスインバータ。
4. 圧電セラミックスから成る圧電トランスが、複数の入力部と複数の出力部から構成されてなり、前記複数の出力部の電気位相が１８０度出力位相の異なる前記の各出力部に、それぞれ高圧線を介して複数の大型冷陰極放電管が接続されて成り、正の高電圧と負の高電圧が同時に同期して引加されることにより、通常電圧の１／２電圧値でドライブされる事を特徴とする、請求項第１項及び第２項記載の複数駆動及び複数出力方式の圧電トランスインバータ。

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