JP2005130671A - インバータ試験装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 被試験インバータが電圧形インバータである場合に、試験に必要な被試験インバータの出力電圧の位相や周波数を正確に検出することができるインバータ試験装置を提供する。
【解決手段】 積分器201は入力された周波数指令信号を積分し位相値を得る。サイン関数発生器202a、202b、202cは得られた位相値を所定の値だけシフトして関数値を発生する。複数の乗算器203はサイン関数発生器202a、202b、202cの出力と入力された電圧指令信号とを乗算する。PWM制御部A204はゲート信号を発生し、被試験インバータを制御する。一方、サイン関数発生器202a、202bは外部にも信号を出力し、擬似負荷用インバータの制御に用いる。
【選択図】 図1
【解決手段】 積分器201は入力された周波数指令信号を積分し位相値を得る。サイン関数発生器202a、202b、202cは得られた位相値を所定の値だけシフトして関数値を発生する。複数の乗算器203はサイン関数発生器202a、202b、202cの出力と入力された電圧指令信号とを乗算する。PWM制御部A204はゲート信号を発生し、被試験インバータを制御する。一方、サイン関数発生器202a、202bは外部にも信号を出力し、擬似負荷用インバータの制御に用いる。
【選択図】 図1
Description
本発明は、主にモータを疑似負荷用インバータによってシミュレートした疑似負荷によって、被試験インバータの試験を行うインバータ試験装置に係り、特に電圧形インバータの試験時に必要な被試験インバータの出力電圧の位相および周波数の検出の改善を図ったインバータ試験装置に関する。
従来、モータを負荷とするインバータの試験において、負荷状態の自由度に制約があり、構成が複雑になりがちなL(インダクタ)、R(抵抗)並びにスイッチ群の組み合わせからなる擬似負荷に代わり、インバータをもう一系統設けて、それを疑似負荷として出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態を作り出し、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータの試験を行うことができるシステムが開発されている。図6は、従来のインバータ試験装置の構成を示すブロック図である。
(例えば、特許文献1、特許文献2参照)。
特開2003−153546号公報
特開2003−153547号公報
(例えば、特許文献1、特許文献2参照)。
電圧形インバータを試験する際に、被試験インバータの出力電圧の基本波位相(角度)を正確に検出することが必要であるが、被試験インバータの出力電圧はPWM波形であるため、フィルタ等を用いて基本波成分のみを取り出してそのゼロクロス時間、周波数から位相変化を検出する必要がある。具体的には、図6に示す被試験インバータ1の出力電圧Vu、Vwをモータ模擬運転制御部11の入力端Ivp1、Ivp2から入力して、内部のフィルタを用いて基本波成分のみを取り出して位相の検出を行っている。ここで、位相とは、出力電圧をA×sin(θ)とした時のθ(= ωot+φ)の値を言う。
しかしながら、この手法を用いて周波数は正確に検出することができるが、位相はフィルタの持つ位相特性のために正確に検出することが困難であるという問題があった。特に、PWM周波数とインバータ出力の基本波周波数との比が10〜20倍以下の場合、フィルタの遮断帯域に近い周波数領域では位相の変化が顕著に現れるので、この問題が顕著になる。
しかしながら、この手法を用いて周波数は正確に検出することができるが、位相はフィルタの持つ位相特性のために正確に検出することが困難であるという問題があった。特に、PWM周波数とインバータ出力の基本波周波数との比が10〜20倍以下の場合、フィルタの遮断帯域に近い周波数領域では位相の変化が顕著に現れるので、この問題が顕著になる。
本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、被試験インバータが電圧形インバータである場合に、試験に必要な被試験インバータの出力電圧の位相や周波数を正確に検出することができるインバータ試験装置を提供することにある。
上記目的を達成するために、この発明では、以下の手段を提案している。
請求項1に係る発明は、インバータ試験装置であって、被試験用の第1のインバータを制御する第1の制御手段と、前記被試験用の第1のインバータに対して、モータの運転を模擬する疑似負荷となる第2のインバータと、前記第1のインバータの実負荷であるモータについて設定された運転条件およびモータ特性に基づいて、前記第2のインバータを制御する制御信号を生成することにより、モータの運転を模擬する第2の制御手段とを備えるインバータ制御装置において、前記第2の制御手段が、前記第1の制御手段において前記第1のインバータの制御に用いている信号に基づいて、前記第2のインバータの制御に用いる、前記第1のインバータの出力電圧の位相の値を算出することを特徴とする。
この発明によれば、インバータ試験装置内の第2の制御手段が、第1の制御手段における演算処理にて得られるデータに基づいて、第2のインバータの制御に必要な、第1のインバータの出力電圧の位相の値を得るので、フィルタの位相特性やノイズによって影響を受けることなく正確に得られ、高精度で安定した制御を行うことができる。
請求項1に係る発明は、インバータ試験装置であって、被試験用の第1のインバータを制御する第1の制御手段と、前記被試験用の第1のインバータに対して、モータの運転を模擬する疑似負荷となる第2のインバータと、前記第1のインバータの実負荷であるモータについて設定された運転条件およびモータ特性に基づいて、前記第2のインバータを制御する制御信号を生成することにより、モータの運転を模擬する第2の制御手段とを備えるインバータ制御装置において、前記第2の制御手段が、前記第1の制御手段において前記第1のインバータの制御に用いている信号に基づいて、前記第2のインバータの制御に用いる、前記第1のインバータの出力電圧の位相の値を算出することを特徴とする。
この発明によれば、インバータ試験装置内の第2の制御手段が、第1の制御手段における演算処理にて得られるデータに基づいて、第2のインバータの制御に必要な、第1のインバータの出力電圧の位相の値を得るので、フィルタの位相特性やノイズによって影響を受けることなく正確に得られ、高精度で安定した制御を行うことができる。
請求項2に係る発明は、請求項1に記載のインバータ試験装置であって、前記第1のインバータの出力周波数を設定する信号を積分して位相を算出する積分手段と、前記積分手段から得られる位相から三相交流の各相の位相を決定する演算処理を施す相電圧位相基準信号発生手段と、前記相電圧位相基準信号発生手段からの出力信号と前記第1のインバータの出力電圧の振幅を定義する信号によって前記第1のインバータのスイッチング素子を制御する信号を発生するゲート制御手段とを備える第1の制御手段において、前記相電圧基準信号発生手段が、前記ゲート制御手段と前記第2の制御手段に信号を出力することを特徴とする。
この発明によれば、相電圧位相基準信号発生手段が、第1のインバータの出力電圧の位相の情報を第2の制御手段にも分配する回路構成としたため、第2の制御手段が、第2のインバータの制御において必要な、第1のインバータの出力電圧の位相を得ることが可能になる。
この発明によれば、相電圧位相基準信号発生手段が、第1のインバータの出力電圧の位相の情報を第2の制御手段にも分配する回路構成としたため、第2の制御手段が、第2のインバータの制御において必要な、第1のインバータの出力電圧の位相を得ることが可能になる。
請求項3に係る発明は、請求項2に記載のインバータ試験装置であって、前記相電圧位相基準信号発生手段が、三角関数発生器であることを特徴とする。
この発明によれば、相電圧位相基準信号発生手段が、三角関数演算を行うことによって、第1のインバータの出力電圧の位相の情報を、次の処理工程(乗算手段および第2の制御手段)に伝達することが可能になる。
この発明によれば、相電圧位相基準信号発生手段が、三角関数演算を行うことによって、第1のインバータの出力電圧の位相の情報を、次の処理工程(乗算手段および第2の制御手段)に伝達することが可能になる。
請求項4に係る発明は、請求項2に記載のインバータ試験装置であって、前記相電圧基準信号発生手段が、前記積分手段から得られる位相から基本波周波数が一致する矩形波信号を発生させ、前記第2の制御手段に信号を出力することを特徴とする。
この発明によれば、相電圧位相基準信号発生手段が、第1のインバータの出力電圧の位相の情報に基づいて、基本周波数が一致する矩形波信号を第2の制御手段に出力する回路構成としたため、第2の制御手段が、第1のインバータの出力電圧の位相に同期させて、第2のインバータの制御を行うことが可能になる。
この発明によれば、相電圧位相基準信号発生手段が、第1のインバータの出力電圧の位相の情報に基づいて、基本周波数が一致する矩形波信号を第2の制御手段に出力する回路構成としたため、第2の制御手段が、第1のインバータの出力電圧の位相に同期させて、第2のインバータの制御を行うことが可能になる。
請求項5に係る発明は、請求項1〜請求項3のいずれかの項に記載のインバータ試験装置であって、前記第2の制御手段が、前記第1のインバータの上下スイッチング素子の短絡防止時間のために生ずる前記第1のインバータの出力電圧位相のずれを補正する位相補正手段を備えたことを特徴とする。
この発明によれば、電圧指令信号によって制御される第1のインバータにおける短絡防止時間のために発生し得る、電圧指令信号と出力電圧との位相のずれを補正し、モータのシミュレーションの精度を向上させることが可能になる。
この発明によれば、電圧指令信号によって制御される第1のインバータにおける短絡防止時間のために発生し得る、電圧指令信号と出力電圧との位相のずれを補正し、モータのシミュレーションの精度を向上させることが可能になる。
本発明によれば、電圧形の被試験インバータの試験に必要な、被試験インバータの出力電圧の位相や周波数を正確に検出することができる効果がある。
以下、本発明の第1の実施形態を図面を参照して説明する。
図2は本発明の第1の実施形態によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。この図において、インバータ試験装置は、被試験インバータ1(以下、インバータ1と言う)と、疑似負荷用インバータ2(以下、インバータ2と言う)を応用しモータを模擬する擬似負荷21と、直流電源5と、チョッパ回路6とから構成される。インバータ1は、出力端子からPWM変調された矩形波電圧PWM1 を出力する。また、インバータ1内のスイッチング素子のIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)Tr1〜Tr6の切換を行う被試験インバータ制御部20(第1の制御手段)がインバータ1内に含まれている。直流電源5は、試験電圧調整用のチョッパ回路6に直流電圧E1を供給し、チョッパ回路6は入力された直流電圧を調整してインバータ1に出力する。また、直流電源5は、インバータ2にも直流電圧E1を供給する。
図2は本発明の第1の実施形態によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。この図において、インバータ試験装置は、被試験インバータ1(以下、インバータ1と言う)と、疑似負荷用インバータ2(以下、インバータ2と言う)を応用しモータを模擬する擬似負荷21と、直流電源5と、チョッパ回路6とから構成される。インバータ1は、出力端子からPWM変調された矩形波電圧PWM1 を出力する。また、インバータ1内のスイッチング素子のIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)Tr1〜Tr6の切換を行う被試験インバータ制御部20(第1の制御手段)がインバータ1内に含まれている。直流電源5は、試験電圧調整用のチョッパ回路6に直流電圧E1を供給し、チョッパ回路6は入力された直流電圧を調整してインバータ1に出力する。また、直流電源5は、インバータ2にも直流電圧E1を供給する。
図1は、被試験インバータ制御部20の構成を示すブロック図である。被試験インバータ制御部20は、積分器201(積分手段)と、サイン関数発生器202a、202b、202c(相電圧位相基準信号発生手段)と、乗算器203(乗算手段)と、インバータ1を制御するPWM制御部A204(ゲート制御手段)とから構成されている。被試験インバータ制御部20は、電圧振幅指令信号と周波数指令信号に応じて被試験インバータ1の出力電圧を所定の値に制御する。
積分器201は入力端Icfrから周波数指令信号を入力され、該信号を積分し、インバータ1の出力電圧の位相を算出し、サイン関数発生器202a、202b、202cへ出力する。サイン関数発生器202a、202b、202cは積分器201から出力される位相に対して、それぞれ位相を0°、120°、240°シフトして正弦関数演算を行い、それぞれ、複数の乗算器203へ出力する。乗算器203は、サイン関数発生器202a、202b、202cから出力された信号と、入力端Icvoから入力された電圧指令信号とを乗算し、PWM制御部A204に出力する。PWM制御部A204は乗算器203の出力に基づいてインバータ1内のIGBT Tr1〜Tr6のゲートを駆動するゲート信号Aを生成し、出力端Oci1〜Oci3からインバータ1へ出力する。
通常使用される被試験インバータ制御部20は上述した構成をとるが、本発明においてはサイン関数発生器202a、サイン関数発生器202bと乗算器203との結線部から信号を取り出し、出力端Oph1およびOph2から、後述するモータ模擬運転制御部11の入力端Ivp1およびIvp2にも該信号Sph1およびSph2を出力する構成とする。
尚、被試験インバータ制御部20は、顧客側の管轄の設備である場合があり、この場合は、顧客側に該信号をインバータ試験装置用に取り出すことを要請することになる。
また、モータの回転動作の模擬について、回転方向を固定するか、別途回転方向を設定する場合は、信号Sph1およびSph2のうちのどちらか一方のみを出力すればよい。
尚、被試験インバータ制御部20は、顧客側の管轄の設備である場合があり、この場合は、顧客側に該信号をインバータ試験装置用に取り出すことを要請することになる。
また、モータの回転動作の模擬について、回転方向を固定するか、別途回転方向を設定する場合は、信号Sph1およびSph2のうちのどちらか一方のみを出力すればよい。
擬似負荷21は、インバータ2と、フィルタ7と、トランス8と、フィルタ9と、変流器10と、モータ模擬運転制御部11(第2の制御手段)とから構成され、インバータ1に接続されて、実際のモータを模擬する。トランス8は、その巻数比によってインバータ1に対してモータ模擬を行うために必要な電圧を得ると同時に、インバータ1とインバータ2の出力電圧の中性電位差による電流を防止する。尚、トランス8は、直流電圧E1と直流電圧E2が互いに絶縁され、制御に必要な電圧関係があれば不要となる。
次に、擬似負荷21が実際のモータを模擬する原理を説明する。
インバータ1から出力された矩形波電圧PWM1が、インダクタンスLからなるフィルタ7により正弦波に変換されてトランス8の1次側に加えられる。一方、インバータ2が、交流出力端子からPWM変調された矩形波電圧PWM2を出力し、この矩形波電圧PWM2は、インダクタンスl、コンデンサc、抵抗rからなるフィルタ9を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス8の2次側に加えられる。これによりインバータ1とインバータ2がトランス8を介して接続されることとなり、インバータ2の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、インバータ1から見たインピーダンスが変化し、インバータ1の出力電圧に対して所望の力率(位相差)と振幅の電流を流し、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態とすることができる。これにより、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータ1の試験を行うことができる。
インバータ1から出力された矩形波電圧PWM1が、インダクタンスLからなるフィルタ7により正弦波に変換されてトランス8の1次側に加えられる。一方、インバータ2が、交流出力端子からPWM変調された矩形波電圧PWM2を出力し、この矩形波電圧PWM2は、インダクタンスl、コンデンサc、抵抗rからなるフィルタ9を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス8の2次側に加えられる。これによりインバータ1とインバータ2がトランス8を介して接続されることとなり、インバータ2の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、インバータ1から見たインピーダンスが変化し、インバータ1の出力電圧に対して所望の力率(位相差)と振幅の電流を流し、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態とすることができる。これにより、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータ1の試験を行うことができる。
図3は、モータ模擬運転制御部11の構成を示すブロック図である。モータ模擬運転制御部11は、電圧位相検出回路41と、三相−二相変換器42と、電流振幅位相決定器43と、比例積分演算器(PI:Proportional Integral)44と、複数の加算器45と、二相−三相変換器46と、インバータ2を制御するPWM制御部B47とから構成されている。
電圧位相検出回路41は、入力端Ivp1およびIvp2から入力された電圧より、インバータ1の出力電圧位相を算出し、DSP(Digital Signal Processor)によって実現される三相−二相変換器42および二相−三相変換器46に出力する。三相−二相変換器42は、入力端Iip1およびIip2から入力された三相電流iu ,iwを、電圧位相検出回路41から算出された位相に基づいて三相−二相変換(d−q変換)し、二相電流id ,iq を得て加算器44の負入力端に出力する。電流振幅−位相決定器43は入力端Icldから負荷指令信号が入力され、該負荷指令信号に基づいて決定される電流振幅−位相を持つ二相電流id * ,iq * を得て加算器44の正入力端に出力する。加算器44はこれらの信号の加算結果を比例積分演算器45に出力する。比例積分演算器45は、該信号について比例積分演算を行い、二相電圧Vd * ,Vq * を得て二相−三相変換器46に出力する。二相−三相変換器46は、これら二相電圧Vd * ,Vq * が入力され、電圧位相検出回路41によって算出された位相に基づいて二相−三相変換を行い、相電圧指令信号Vou* ,Vov* ,Vow* を得てPWM制御部B47に出力する。PWM制御部B47は、この相電圧指令信号に基づいてインバータ2のゲート信号Bを生成し、出力端Ogtから出力してインバータ2の制御を行う。
通常使用されるモータ模擬運転制御部11は、図6に示すように、インバータ1の出力電圧Vu、Vwをモータ模擬運転制御部11の入力端Ivp1、Ivp2から入力してインバータ1の出力電圧の位相の検出を行う構成としている。一方、本発明においては、図2に示すように、被試験インバータ制御部20の出力端Oph1およびOph2とモータ模擬運転制御部11の入力端Ivp1、Ivp2とを接続して、信号Sph1、Sph2を入力端Ivp1、Ivp2から入力してインバータ1の出力電圧の位相の検出を行う構成としている。
次に、この実施形態の動作を図2を参照して説明する。
インバータ試験装置の各部の電源が投入され、試験がスタートする。直流電源5はチョッパ回路6に直流電圧E1を供給する。チョッパ回路6はインバータ1の運転状況を制御すべく、直流電圧E1を調整して、インバータ1へ直流入力電圧E2を供給する。
インバータ試験装置の各部の電源が投入され、試験がスタートする。直流電源5はチョッパ回路6に直流電圧E1を供給する。チョッパ回路6はインバータ1の運転状況を制御すべく、直流電圧E1を調整して、インバータ1へ直流入力電圧E2を供給する。
次に、この実施形態における被試験インバータ制御部20の動作を図1と図2を参照して説明する。
積分器201は、オペレータが入力した周波数指令信号を積分し位相θ1を算出する。算出された位相θ1は、サイン関数発生器202a、202b、202cに入力されて正弦波演算され、その結果出力が個別の乗算器203に入力され、オペレータが入力した電圧指令信号と乗算され、PWM制御部A204に入力される。PWM制御部A204はインバータ1に、インバータ1内のIGBT Tr1〜Tr6のゲート信号Aを出力し、インバータ1の出力電圧を制御する。これにより、インバータ1はフィルタ7を介して矩形波電圧PWM1をトランス8に供給する。
また、サイン関数発生器202aおよび202bは信号Sph1およびSph2をモータ模擬運転制御部11に出力する。
積分器201は、オペレータが入力した周波数指令信号を積分し位相θ1を算出する。算出された位相θ1は、サイン関数発生器202a、202b、202cに入力されて正弦波演算され、その結果出力が個別の乗算器203に入力され、オペレータが入力した電圧指令信号と乗算され、PWM制御部A204に入力される。PWM制御部A204はインバータ1に、インバータ1内のIGBT Tr1〜Tr6のゲート信号Aを出力し、インバータ1の出力電圧を制御する。これにより、インバータ1はフィルタ7を介して矩形波電圧PWM1をトランス8に供給する。
また、サイン関数発生器202aおよび202bは信号Sph1およびSph2をモータ模擬運転制御部11に出力する。
一方、擬似負荷21内では、インバータ2が直流電源5から直流電圧E1を供給される。モータ模擬運転制御部11は、負荷指令信号、電流iu ,iwおよび信号Sph1およびSph2を受けて、インバータ2を制御するゲート信号を算出し、インバータ2を制御する。
次に、この実施形態におけるモータ模擬運転制御部11の動作を図2と図3を参照して説明する。
電圧位相検出回路41は、被試験インバータ制御部20から出力された信号Sph1およびSph2からインバータ1の出力電圧の位相θ2を算出する。三相−二相変換器42は電流iu 、iw をθ2に基づいて三相−二相変換して二相電流id ,iq を得る。電流振幅位相決定器43は、負荷指令信号に基づいて決定される電流の振幅・位相を持つ二相電流id * 、iq * を発生し、加算器44によって二相電流id ,iq と突き合わされ、比例積分演算器45で変換されて、二相電圧Vd * ,Vq * が得られる。二相−三相変換器46は、二相電圧Vd * ,Vq * をθ2に基づいて二相−三相変換することにより、相電圧指令信号Vou* ,Vov* ,Vow* を得て、相電圧指令信号に基づいてPWM制御部B47によりインバータ2のゲート信号Bを生成する。
電圧位相検出回路41は、被試験インバータ制御部20から出力された信号Sph1およびSph2からインバータ1の出力電圧の位相θ2を算出する。三相−二相変換器42は電流iu 、iw をθ2に基づいて三相−二相変換して二相電流id ,iq を得る。電流振幅位相決定器43は、負荷指令信号に基づいて決定される電流の振幅・位相を持つ二相電流id * 、iq * を発生し、加算器44によって二相電流id ,iq と突き合わされ、比例積分演算器45で変換されて、二相電圧Vd * ,Vq * が得られる。二相−三相変換器46は、二相電圧Vd * ,Vq * をθ2に基づいて二相−三相変換することにより、相電圧指令信号Vou* ,Vov* ,Vow* を得て、相電圧指令信号に基づいてPWM制御部B47によりインバータ2のゲート信号Bを生成する。
インバータ2は、上記の過程によりモータを模擬するように制御され、矩形波電圧PWM2を出力し、フィルタ9を介してトランス8に供給する。以上の動作により、実際のモータを模擬する動作を行う。
以上のように、上記実施形態によれば、インバータ試験装置が、被試験インバータの制御回路内部で決定された三相交流の位相情報を、擬似負荷用インバータの制御回路に入力して位相を算出する回路を備えたので、位相情報が演算処理のみによって、フィルタの位相特性やノイズによって影響を受けることなく正確に得ることができる。
次に、この発明の第2の実施形態について説明する。
第2の実施形態によるインバータ試験装置のブロック構成は図2と類似しているが、モータ模擬運転制御部11bならびに周辺の構成および動作が第1の実施形態におけるモータ模擬運転制御部11aならびに周辺と異なっている。図4は、第2の実施形態によるインバータ試験装置の構成を示すブロック図である。図5は、同実施形態のモータ模擬運転制御部11bの構成を示すブロック図である。
以下、図に従ってこの実施形態の構成を説明する。
第2の実施形態によるインバータ試験装置のブロック構成は図2と類似しているが、モータ模擬運転制御部11bならびに周辺の構成および動作が第1の実施形態におけるモータ模擬運転制御部11aならびに周辺と異なっている。図4は、第2の実施形態によるインバータ試験装置の構成を示すブロック図である。図5は、同実施形態のモータ模擬運転制御部11bの構成を示すブロック図である。
以下、図に従ってこの実施形態の構成を説明する。
モータ模擬運転制御部11bは、第1の実施形態によるモータ模擬運転制御部11aと比較して、位相補正器441とそれに接続される入力端IE2、Ivo、Ifc、ITDが追加されている。これにより、図4ならびに図5は、上述した構成要素が追加されていることが図2ならびに図3と異なっている。位相補正器441は、電圧位相検出回路41と、三相−二相変換器42および二相−三相変換器46との間に介挿される。また、位相補正器441は電流振幅−位相決定器43の力率の情報の出力端と接続される。
次に、第2の実施形態のモータ模擬運転制御部11bの動作を図4と図5を参照して説明する。
電圧位相検出回路41は、被試験インバータ制御部20から出力された信号Sph1およびSph2からインバータ1の出力電圧の位相θ2を算出し、位相補正器441に出力する。位相補正器441は、インバータ1の直流電圧E2、出力電圧の電圧振幅(または変調率)Vo、PWM制御部A204のキャリア周波数fc、ならびに短絡防止時間TDが、それぞれ入力端IE2、Ivo、Ifc、ITD、から入力され、また、電流振幅−位相決定器43から力率の情報Phiが入力される。位相補正器441は、これらのデータから位相の補正データを算出し、電圧位相検出回路41から出力された位相θ2にこの補正データを加算して得られた位相θ2’を三相−二相変換器42および二相−三相変換器46に出力する。
電圧位相検出回路41は、被試験インバータ制御部20から出力された信号Sph1およびSph2からインバータ1の出力電圧の位相θ2を算出し、位相補正器441に出力する。位相補正器441は、インバータ1の直流電圧E2、出力電圧の電圧振幅(または変調率)Vo、PWM制御部A204のキャリア周波数fc、ならびに短絡防止時間TDが、それぞれ入力端IE2、Ivo、Ifc、ITD、から入力され、また、電流振幅−位相決定器43から力率の情報Phiが入力される。位相補正器441は、これらのデータから位相の補正データを算出し、電圧位相検出回路41から出力された位相θ2にこの補正データを加算して得られた位相θ2’を三相−二相変換器42および二相−三相変換器46に出力する。
以下、第1の実施形態と同様に、三相−二相変換器42は電流iu 、iw をθ2’に基づいて三相−二相変換して二相電流id ,iq を得る。電流振幅位相決定器43は、負荷指令信号に基づいて決定される電流の振幅・位相を持つ二相電流id * 、iq * を発生し、加算器44によって二相電流id ,iq と突き合わされ、比例積分演算器45で変換されて、二相電圧Vd * ,Vq * が得られる。二相−三相変換器46は、二相電圧Vd * ,Vq * をθ2’に基づいて二相−三相変換することにより、相電圧指令信号Vou* ,Vov* ,Vow* を得て、相電圧指令信号に基づいてPWM制御部B47によりインバータ2のゲート信号Bを生成する。
上記実施形態によれば、インバータ試験装置が、電圧指令信号によって制御される第1のインバータにおける、電圧指令信号と出力電圧との位相のずれを補正し、モータのシミュレーションの精度を向上させることが可能になる。
第1の実施形態において、インバータ1を制御する周波数指令信号からインバータ2の制御に用いる位相を算出し、インバータの出力電圧から位相を取り出して制御に使用する方法によって、位相を正確に捕捉することができる。しかし、通常、インバータ内の上下のスイッチング素子の短絡防止のために、上下のスイッチング素子をオフする時間を設けているために、この時間の出力電圧は負荷電流の向きによって決まりインバータ1の出力電圧指令信号と実際の出力電圧との間にタイミング差(位相のずれ)が発生する。第2の実施形態により、上記の問題を回避することができる。
また、インバータ1の制御法によって、被試験インバータ制御部20で算出された位相θ1が、モータ模擬運転制御部11b内で使用する位相θ2としてそのまま使用できるなら、使用してもよい。
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲での設計変更も含まれる。
1 被試験インバータ
2 疑似負荷用インバータ
5 直流電源
6 チョッパ回路
7、9 フィルタ
8 トランス
10 変流器
11a、11b モータ模擬運転制御部(第2の制御手段)
20 被試験インバータ制御部(第1の制御手段)
21 擬似負荷
41 電圧位相検出回路
42 三相−二相変換器
43 電流振幅位相決定器
44 加算器
45 比例積分演算器(PI:Proportional Integral)
46 二相−三相変換器
47 インバータ2のPWM制御部B
201 積分器(積分手段)
202a、202b、202c サイン関数発生器(相電圧位相基準信号発生手段)
203 乗算器(乗算手段)
204 インバータ1のPWM制御部A(ゲート制御手段)
441 位相補正器(位相補正手段)
2 疑似負荷用インバータ
5 直流電源
6 チョッパ回路
7、9 フィルタ
8 トランス
10 変流器
11a、11b モータ模擬運転制御部(第2の制御手段)
20 被試験インバータ制御部(第1の制御手段)
21 擬似負荷
41 電圧位相検出回路
42 三相−二相変換器
43 電流振幅位相決定器
44 加算器
45 比例積分演算器(PI:Proportional Integral)
46 二相−三相変換器
47 インバータ2のPWM制御部B
201 積分器(積分手段)
202a、202b、202c サイン関数発生器(相電圧位相基準信号発生手段)
203 乗算器(乗算手段)
204 インバータ1のPWM制御部A(ゲート制御手段)
441 位相補正器(位相補正手段)
Claims (5)
- 被試験用の第1のインバータを制御する第1の制御手段と、
前記被試験用の第1のインバータに対して、モータの運転を模擬する疑似負荷となる第2のインバータと、
前記第1のインバータの実負荷であるモータについて設定された運転条件およびモータ特性に基づいて、前記第2のインバータを制御する制御信号を生成することにより、モータの運転を模擬する第2の制御手段と、
を備えるインバータ制御装置において、
前記第2の制御手段が、前記第1の制御手段において前記第1のインバータの制御に用いている信号に基づいて、前記第2のインバータの制御に用いる、前記第1のインバータの出力電圧の位相の値を算出することを特徴とするインバータ試験装置。 - 前記第1のインバータの出力周波数を設定する信号を積分して位相を算出する積分手段と、
前記積分手段から得られる位相から三相交流の各相の位相を決定する演算処理を施す相電圧位相基準信号発生手段と、
前記相電圧位相基準信号発生手段からの出力信号と前記第1のインバータの出力電圧の振幅を定義する信号によって前記第1のインバータのスイッチング素子を制御する信号を発生するゲート制御手段と、
を備える第1の制御手段において、
前記相電圧基準信号発生手段が、前記ゲート制御手段と前記第2の制御手段に信号を出力することを特徴とする請求項1に記載のインバータ試験装置。 - 前記相電圧位相基準信号発生手段が、三角関数発生器であることを特徴とする請求項2に記載のインバータ試験装置。
- 前記相電圧基準信号発生手段が、前記積分手段から得られる位相から基本波周波数が一致する矩形波信号を発生させ、前記第2の制御手段に信号を出力することを特徴とする請求項2に記載のインバータ試験装置。
- 前記第2の制御手段が、前記第1のインバータの上下スイッチング素子の短絡防止時間のために生ずる前記第1のインバータの出力電圧位相のずれを補正する位相補正手段を備えたことを特徴とする請求項1〜請求項3のいずれかの項に記載のインバータ試験装置。
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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CN105844993A (zh) * | 2016-05-18 | 2016-08-10 | 中国商用飞机有限责任公司北京民用飞机技术研究中心 | 一种能量回馈型飞机电气负载模拟方法和装置 |
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-
2003
- 2003-10-27 JP JP2003366223A patent/JP2005130671A/ja active Pending
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