JP2005130270A - 赤外線送信回路および電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】 発光ダイオードへの出力電流の供給を停止する保護回路の動作中の消費電力を低減する。
【解決手段】 電源回路ＰＳ１から供給される電流によりトランジスタＱ１〜Ｑ３からなるカレントミラー回路を介して発光ダイオードＬＥＤ１に出力電流Ｉｏを流すことで、発光ダイオードＬＥＤ１を発光させる。電源回路ＰＳ１からの電流でコンデンサＣ１を充電することで変化する電圧Ｖ１が基準電圧としての電圧Ｖ２を超えたとき、比較器Ａ１の出力がＤフリップフロップＦＦ１をリセットすることにより、ＤフリップフロップＦＦ１の出力が“０”に変化する。これにより、その出力と送信信号とが入力されるＮＡＮＤゲートＧ１の出力が、カレントミラー回路の動作を停止させるようにトランジスタＭ２をＯＮさせると共に、電源回路ＰＳ１と電源ラインとの間が遮断されるようにトランジスタＭ１をＯＦＦさせる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、発光素子の不要な点灯を防止するための保護回路を有する赤外線通信に用いられる送信回路に関するものである。

赤外線を利用したデジタル信号の無線通信は、リモートコントローラをはじめ、近年ではＩｒＤＡ規格に準拠した通信デバイスの携帯機器への搭載など、その利用範囲は拡大している。これらの通信には、データ送信には赤外発光ダイオードを用いるのが一般的である。

この赤外発光ダイオードは、連続発光時の駆動電流が５０ｍＡ程度であるが、光通信の用途では、より遠距離での通信を可能とするために、その数倍〜１０倍程度の電流をパルス駆動することで、送信光強度を確保している。このため、必要以上に発光ダイオードを点灯させることにより、発光ダイオードの劣化や破壊を招いてしまう。そこで、送信信号入力が一定時間以上続くことにより発光ダイオードが点灯状態となった場合には、発光ダイオードへの駆動電流の供給を停止することにより発光ダイオードの劣化や破壊を防止することが可能となり、このような技術は既に知られている。以下にこの技術について説明する。図１６は、その従来の赤外線送信回路の構成を示している。

図１６に示すように、従来の赤外線送信回路では、送信信号の入力により電源回路ＰＳ１１がオンすると、電源回路ＰＳ１１から定電流源ＣＳ１１に電流を供給する。これにより、定電流源Ｉ１１からトランジスタＱ１１のベースに定電流が流れると、トランジスタＱ１１がオンするので、送信信号がトランジスタＱ１１を介してトランジスタＱ１２，１３のベースに流れ込む。このため、トランジスタＱ１２，１３は、送信信号がハイレベルのときのみオンする。トランジスタＱ１１〜１３がカレントミラー回路を構成することから、トランジスタＱ１２にも流れる定電流源ＣＳ１１からの定電流と同じ値の出力電流Ｉｏが、電圧Ｖｃｃの電源から発光ダイオードＬＥＤ１１、トランジスタＱ１３の経路で流れる。

そして、図１７に示すように、送信信号の入力（ハイレベル）が一定時間ｔｘ経過すると、タイマーＴにより定電流源ＣＳ１１が停止する。これにより、トランジスタＱ１２がオフするので、トランジスタＱ１３も同様にオフする結果、発光ダイオードＬＥＤ１１への出力電流Ｉｏの供給が停止する。

このような時間管理による発光ダイオードの保護に関して記載した文献としては、次の特許文献１が挙げられる。
特開昭５８−５０７８５号公報（１９８３年３月２５日公開）

しかしながら、図１６に示す回路では、送信信号のハイレベルを電源回路ＰＳ１１の電源として用いているため、図１７に示すように、タイマーＴが一定時間ｔｘを計時したときに発光ダイオードＬＥＤ１１の出力電流Ｉｏが０になった後にも、送信信号が“０”になるまで電源回路ＳＰ１１には電源電流Ｉｃｃが流れているため、消費電流は０とならない。これは、携帯機器など、電池で動作する機器に搭載された場合に、使用可能時間を低下させる要因となってしまう。

例えば、前述のＩｒＤＡ規格では、本通信用素子はパーソナルコンピューターのシリアルポートに直接接続できる必要があるが、ハイレベルで送信の発光ダイオードが発光する論理であるのに対し、パーソナルコンピューターのシリアルポートは無制御時はハイレベル出力となっている。このため、このシリアルポートが、コンピューターの制御を受けていないときには、発光ダイオードを発光させる状態になる。しかしながら、上記の回路では、発光ダイオードＬＥＤ１１への駆動電流の供給が一定時間後に停止するが、電源回路ＳＰ１１には、この状態の間に絶えず電流が流れている。したがって、このＩｒＤＡの通信用素子を搭載したノートパソコンや携帯電話などの電池駆動機器では、動作可能時間を低下させてしまうことになる。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、発光ダイオードへの駆動電流の供給を停止する保護回路の作動中の消費電力を低減することを目的としている。

本発明の赤外線送信回路は、発光素子と、パルスにより形成される送信信号に基づいて前記発光素子を点灯させる一定の駆動電流を出力する駆動回路とを備え、該駆動回路が、送信信号が一定時間以上前記発光素子点灯させる状態となったときに保護動作として発光素子への駆動電流の供給を停止する保護回路を含んでいる赤外線送信回路において、上記の課題を解決するために、前記駆動回路が、前記駆動電流を生成するための基準電流を発生する基準電流源を備え、前記保護回路が、前記駆動電流の供給を停止すると共に前記基準電流源を停止することを特徴としている。

前記保護回路は、前記発光素子を点灯させるパルスの立ち上がりから該パルスの最大幅の時間経過後に保護動作を開始することが好ましい。

さらに、前記保護回路は、電流が流れることにより充電する容量素子と、前記送信信号がアクティブであるときに前記容量素子へ充電電流を流すことを可能にする充電制御回路と、第１基準電圧と前記容量素子の端子間電圧とを比較する第１比較回路と、前記基準電流源が停止したときに前記保護回路の保護動作状態を保持する保持回路とを有し、前記第１比較回路によって前記端子間電圧が前記基準電圧以上であると判定されたときに保護動作を開始することが好ましい。

前記第１比較回路は、ＰチャネルとＮチャネルとの相補的な電界効果トランジスタからなり、出力を反転させるための入力との比較の基準となる閾値電圧を前記第１基準電圧として有する第１インバータ回路であることが好ましい。

前記第１インバータ回路を有する保護回路は、前記容量素子に充電電流を流す経路に設けられる抵抗を有し、前記保持回路は、前記送信信号がアクティブであるときに前記容量素子の両端を開放すると共に、前記送信信号が非アクティブであるときに前記容量素子の両端を短絡する第１スイッチング素子、および前記送信信号がアクティブであるときに前記容量素子に充電電流を流す経路を形成すると共に、前記送信信号が非アクティブであるときに前記容量素子に充電電流を流す経路を切断する第２スイッチング素子であることが好ましい。

前記第１比較回路を有する保護回路は、前記保護回路の保護動作開始時より遅れて前記基準電流源を停止する遅延停止回路を有していることが好ましい。また、前記遅延停止回路は、前記保護回路の保護動作によって駆動電流の供給が停止してから、駆動電流が完全に０になった後に前記基準電流源を停止することが好ましい。

前記遅延停止回路は、前記第１基準電圧より高い第２基準電圧と前記容量素子の端子間電圧とを比較する第２比較回路を有し、前記保護回路は、該第２比較回路によって前記端子間電圧が前記第２基準電圧以上であると判定されたときに前記基準電流源を停止することが好ましい。

前記第２比較回路は、ＰチャネルとＮチャネルとの相補的な電界効果トランジスタからなり、出力を反転させるための入力との比較の基準となる閾値電圧を前記第２基準電圧として有する第２インバータ回路であることが好ましい。

前記第２インバータ回路を有する保護回路は、前記容量素子に充電電流を流す経路に設けられる抵抗を有し、前記保持回路は、前記送信信号がアクティブであるときに前記容量素子の両端を開放すると共に、前記送信信号が非アクティブであるときに前記容量素子の両端を短絡する第１スイッチング素子、および前記送信信号がアクティブであるときに前記容量素子に充電電流を流す経路を形成すると共に、前記送信信号が非アクティブであるときに前記容量素子に充電電流を流す経路を切断する第２スイッチング素子であることが好ましい。

本発明の電子機器は、前記のいずれかの赤外線送信回路を備えていることを特徴としている。

本発明の赤外線送信回路は、発光素子や駆動回路の発熱や劣化を防止するために前記保護回路を備えている。この保護回路は、発光素子への駆動電流の供給を停止するだけではなく、基準電流源を停止させることにより、基準電流源が消費する電流を殆どなくすことができる。したがって、本赤外線送信回路を搭載した電池駆動機器をより長期間使用することができるという効果を奏する。

また、保護回路が、発光素子を点灯させるパルスの立ち上がりから該パルスの最大幅の時間経過後に保護動作を開始することにより、送信信号として入力されるパルスの幅が短くなってしまうことを防ぐことができる。

また、保護回路は、前記のように、容量素子と、充電制御回路と、第１比較回路と、保持回路とを有することにより、以下のように動作する。まず、送信信号がアクティブになると、充電制御回路により容量素子への充電が可能になる。容量素子の端子間電圧が充電により上昇していき、第１基準電圧に達すると、第１比較回路により端子間電圧が第１基準電圧以上であることが判定される。すると、保護回路は保護動作を開始して、発光素子への駆動電流の供給を停止する。また、保護回路は、基準電流源も停止させるが、保持回路により保護回路の保護動作状態（駆動電流の供給停止状態）を保持するので、送信信号がアクティブであるときに発光素子が点灯状態のまま基準電流源が停止した直後に、送信信号がアクティブであることを受けて再度発光素子を駆動してしまうことを防ぐことができる。

第１比較回路がインバータ回路（第１インバータ回路）であることにより、第１比較回路を構成する素子（トランジスタ）の数が少ない。それゆえ、インバータ回路を用いることにより、差動増幅器を用いた比較器により構成した第１比較回路に比べて大幅に素子数が少ないことから、回路規模の縮小化を図ることができ、赤外線送信回路の集積化にとって有利である。

前記のように、保護回路が抵抗を有し、保持回路が第１および第２スイッチング素子であることにより、保護回路は次のように動作する。充電電流が抵抗を介して容量素子へ流れ込むことにより、容量素子の端子間電圧が上昇して第１インバータ回路の閾値電圧を超えると、保護回路が保護動作を開始する。このとき、送信信号がアクティブであれば、第２スイッチング素子が容量素子に充電電流を流す経路を形成すると共に、第１スイッチング素子が容量素子の両端を開放しているので、容量素子は充電電流を供給する電源の電圧まで充電を続ける。そして、送信信号が非アクティブに変化すれば、第２スイッチング素子が容量素子に充電電流を流す経路を切断すると共に、第１スイッチング素子が容量素子の両端を短絡するので、端子間電圧が０になる。これにより、送信信号がアクティブである期間は、端子間電圧が閾値電圧を超えた状態が持続するので、保護回路の保護動作状態が保持される。従って、ラッチなどの論理回路により構成された保持回路と比べて、回路構成を簡素化することができ、赤外線送信回路の集積化にとって有利である。

保護回路が保護動作をすることにより発光素子への駆動電流の供給を停止すると、駆動電流の急激な変化により駆動回路の電源ラインの電圧変動が生じるために、保持回路がフリップフロップなどにより構成されていれば、保持回路にて保持した保護回路の保護動作状態が解除されることがある。これに対しては、保護回路が保護動作を開始して発光素子への駆動電流の供給を停止した後に、遅延停止回路が基準電流源を停止することにより、保護動作の解除により駆動電流の供給が再開されようとしても、それを阻止することができる。また、遅延停止回路が、発光素子への駆動電流の供給停止時に駆動電流の急激な変化により上記の電圧変動が発生している最中に基準電流源の停止を行わず、電圧変動が収まる駆動電流が完全に０になった後に基準電流源を停止することで、発光素子への駆動電流の供給を確実に停止することができる。

遅延停止回路が第１基準電圧より高い第２基準電圧と容量素子の端子間電圧とを比較する第２比較回路を有することにより、以下のように動作する。まず、送信信号がアクティブになると、充電制御回路により容量素子への充電が可能になる。容量素子の端子間電圧が充電により上昇していき、第１基準電圧に達すると、第１比較回路により端子間電圧が第１基準電圧以上であることが判定される。すると、保護回路は保護動作を開始して、発光素子への駆動電流の供給を停止する。端子間電圧がさらに上昇していき、第２基準電圧に達すると、第２比較回路により端子間電圧が第２基準電圧以上であることが判定される。すると、保護回路は基準電流源を停止させる。それゆえ、１つの端子間電圧を用いて異なるタイミングで保護回路の保護動作と基準電流源の停止とを行なうことができる。

第２比較回路がインバータ回路（第２インバータ回路）であることにより、第２比較回路を構成する素子（トランジスタ）の数が少ない。それゆえ、インバータ回路を用いることにより、差動増幅器を用いた比較器により構成した第２比較回路に比べて大幅に素子数が少ないことから、回路規模の縮小化を図ることができ、赤外線送信回路の集積化にとって有利である。ここで、保護回路が前記抵抗を有し、保持回路が前記第１および第２スイッチング素子であることにより、前述のように、送信信号がアクティブである期間は、端子間電圧が閾値電圧を超えた状態が持続するので、保護回路の保護動作状態が保持される。従って、ラッチなどの論理回路により構成された保持回路と比べて、回路構成を簡素化することができ、赤外線送信回路の集積化にとって有利である。

本発明の電子機器が前記のいずれかの赤外線送信回路を備えることにより、保護回路が発光素子の駆動電流を停止したときに基準電流源も停止することで、赤外線送信回路の消費電流を殆んど０にすることができる。従って、本赤外線送信回路を搭載した電池駆動の電子機器の使用可能時間を低下させないという効果を奏する。

〔実施形態１〕
本発明の第１の実施形態について図１および図２に基づいて説明すると、以下の通りである。

図１は、本実施形態に係る赤外線送信回路の構成を示している。また、図２は、本赤外線送信回路の動作タイミングを示している。

図１に示すように、赤外線送信回路は、発光素子として赤外光を発する発光ダイオードＬＥＤ１を備えている。また、本赤外線送信回路は、駆動回路として、電源回路ＰＳ１と、トランジスタＱ１〜Ｑ３と、トランジスタＭ１〜Ｍ３と、定電流源ＣＳ１〜ＣＳ３と、ＮＡＮＤゲートＧ１と、ＤフリップフロップＦＦ１と、比較器Ａ１と、インバータ回路ＩＮ１と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１とを備えている。本実施形態および以降に述べる他の実施形態の赤外線送信回路は、集積化されて赤外線通信素子に内蔵されている。

この赤外線送信回路において、トランジスタＭ１〜Ｍ３、定電流源ＣＳ１，ＣＳ２、ＮＡＮＤゲートＧ１、ＤフリップフロップＦＦ１、比較器Ａ１、インバータ回路ＩＮ１、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１は、発光ダイオードＬＥＤ１を不要に点灯をさせないための保護回路を構成している。

電源回路ＰＳ１は、定電流源ＣＳ１〜ＣＳ３および比較器Ａ１にそれぞれの動作に必要な電圧や電流を与えるための回路である。この電源回路ＳＰ１は、定電流源ＣＳ１〜ＣＳ３に基準電流を供給するための基準電流源として機能している。

この電源回路ＰＳ１と一定の電源電圧Ｖｃｃが印加されている電源ラインとの間には、ＰチャネルＦＥＴ（電界効果トランジスタ）であるトランジスタＭ１が接続されている。このトランジスタＭ１がＯＮすることにより、電源回路ＰＳ１には、電源ラインより電源電圧Ｖｃｃおよび電源電流Ｉｃｃが与えられる。

ＮＰＮ型のトランジスタＱ２のコレクタは定電流源ＣＳ３およびＮＰＮ型のトランジスタＱ１のベースに接続され、エミッタはＧＮＤ（グランド）ラインに接続されている。トランジスタＱ２，Ｑ３のベースは互いに接続されると共に、トランジスタＱ１のエミッタに接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは、電源ラインに接続されている。ＮＰＮ型のトランジスタＱ３のコレクタは、発光ダイオードＬＥＤ１のカソードに接続され、エミッタがＧＮＤラインに接続されている。また、発光ダイオードＬＥＤ１のアノードには、上記の電源ラインと別系統に設けられた発光素子駆動用の電源ラインが接続されている。

定電流源ＣＳ１とＧＮＤラインとの間にはコンデンサＣ１が接続され、定電流源ＣＳ２とＧＮＤラインとの間には抵抗Ｒ１が接続されている。定電流源ＣＳ１とコンデンサＣ１との接続点は、比較器Ａ１の非反転入力端子に接続されている。また、定電流源ＣＳ２と抵抗Ｒ１との接続点は、比較器Ａ１の反転入力端子に接続されている。この比較器Ａ１の出力端子は、ＤフリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒに接続されている。

ＤフリップフロップＦＦ１の正論理のクロック入力端子ＣＫには、送信信号が入力される。また、ＤフリップフロップＦＦ１におけるデータ入力端子Ｄには上記の電源ラインが接続され、出力端子ＱはＮＡＮＤゲートＧ１の一方の入力端子に接続されている。ＮＡＮＤゲートＧ１の他方の入力端子には、送信信号が入力される。

ＮチャネルＦＥＴのトランジスタＭ３は、コンデンサＣ１に並列に設けられており、そのゲートにインバータ回路ＩＮ１を介して送信信号が入力される。

ＮＡＮＤゲートＧ１の出力端子は、トランジスタＭ１のゲートおよびＮチャネルＦＥＴであるトランジスタＭ２のゲートに接続されている。トランジスタＭ２は、トランジスタＱ２と並列に設けられている。

上記のように構成される赤外線送信回路は、図２に示すように、送信信号が“１”（Ｖｃｃレベル；ハイレベル（アクティブ））の状態で発光ダイオードＬＥＤ１を点灯し、送信信号が“０”（ＧＮＤレベル；ローレベル（非アクティブ））の状態で発光ダイオードＬＥＤ１を消灯することにより通信を行うように動作する。まず、送信信号が“０”から“１”に変化することによって、ＤフリップフロップＦＦ１の出力Ｖ４も“０”から“１”に変化するので、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力が“０”になる。これにより、トランジスタＭ１がＯＮして、電源回路ＰＳ１がＯＮする一方、トランジスタＭ２がＯＦＦして、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間が開放される。それゆえ、定電流源ＣＳ３が電流供給可能になる共に、トランジスタＱ１〜Ｑ３からなるカレントミラー回路が動作する。その結果、定電流源ＣＳ３から流れる電流に基づいた駆動電流としての一定の出力電流Ｉｏが駆動用の電源ラインから発光ダイオードＬＥＤ１に流れることにより、発光ダイオードＬＥＤ１が点灯し始める（図２のＡ点）。

このときから、定電流源ＣＳ１からの出力電流Ｉ１によって得られる電圧Ｖ１が、時間と共に上昇する一方、定電流源ＣＳ２からの出力電流Ｉ２によって得られる一定の電圧Ｖ２が比較器Ａ１の基準電圧として与えられる。そして、Ｖ１＞Ｖ２となる時点（図２のＢ点）で、比較器Ａ１の出力Ｖ３は“０”から“１”に変化する。この出力Ｖ３がＤフリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒに与えられるため、ＤフリップフロップＦＦ１の出力Ｖ４が“０”となり、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力が“０”から“１”に変化する。これにより、トランジスタＭ１がＯＦＦする一方、トランジスタＭ２がＯＮするので、電源回路ＳＰ１への電源電流Ｉｃｃの流入が停止して電源回路ＰＳ１がＯＦＦし、また、定電流源ＣＳ３からトランジスタＱ２への電流供給が停止する。この結果、発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏの供給が停止する（保護回路の保護動作）。

トランジスタＭ１がＯＦＦすることにより電源回路ＰＳ１の電源を遮断したことで、比較器Ａ１の電源が遮断されるため出力Ｖ３は０に戻るが、ＤフリップフロップＦＦ１がリセットされた状態を記憶しているため、出力Ｖ４は“０”を保つ。これにより、送信信号が“１”のままでも、定電流源ＣＳ３による電流供給および出力電流Ｉｏの供給の停止状態を維持する（図２のＣ点）。ＤフリップフロップＦＦ１、ＮＡＮＤゲートＧ１、インバータ回路ＩＮ１およびトランジスタＭ１〜Ｍ３はＦＥＴにて構成されているため、非動作状態では電流を殆んど消費することはない。従って、保護動作時（図２のＤ区間）の消費電流を殆んど０にすることができる。

ところで、電源回路ＰＳ１が停止した状態では、充電状態にあるコンデンサＣ１の電荷変動が、定電流源ＣＳ１の出力インピーダンスおよび比較器Ａ１の入力インピーダンスの状態によって異なるので、電圧Ｖ１は必ずしも“０”にはならない。しかしながら、比較器Ａ１の電源も遮断されることから、電圧Ｖ１，Ｖ２の状態に関わらず、比較器Ａ１の出力Ｖ３は“１”を維持できなくなる。

尚、送信信号が“０”である状態では、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力は“１”になるので、トランジスタＭ１がＯＦＦする一方、トランジスタＭ２がＯＮするので、消費電流は殆んど０となる。また、インバータ回路ＩＮ１により反転された送信信号によりトランジスタＭ３がＯＮすると、コンデンサＣ１が放電するので、電圧Ｖ１が０に戻る結果、次の送信信号の入力待機状態となる（図２のＥ区間）。

また、送信信号が“０”から“１”に変化してから、保護回路が保護動作を開始するまでの時間（図２のＡ点からＢ点までの時間）ｔａｂは、抵抗Ｒ１の抵抗値ＲおよびコンデンサＣ１の容量Ｃによって、電圧Ｖ１，Ｖ２は、
Ｖ１＝Ｉ１・ｔａｂ／Ｃ
Ｖ２＝Ｉ２・Ｒ
Ｖ１＝Ｖ２
と表される。これにより、時間ｔａｂは、
ｔａｂ＝Ｒ・Ｃ・Ｉ２／Ｉ１
となる。このｔａｂを、送信信号の最大パルス幅より大きく設定することで、正常な送信信号パルスの入力中にもかかわらず、保護回路が保護動作を開始してしまい、入力パルス幅に対して送信パルス幅が短くなるという不都合を回避することができる。具体例として、前述のＩｒＤＡの規格では、最大パルス幅が８８．５５μｓと定められているので、ｔａｂ＞８８．５５μｓに設定することにより、送信パルスを正常に送出できる。これは、後述する他の実施形態についても同様である。

尚、図２においては、ＤフリップフロップＦＦ１のリセットパルスとなる出力Ｖ３をわかりやすいように便宜上描いているが、このパルス幅は、回路動作における遅延時間のために生じる時間であり、Ｂ点とＣ点との間には論理的な差はない。従って、出力電流Ｉｏおよび電源電流Ｉｃｃは、出力Ｖ４の立ち下がりとほぼ同時に電源回路ＰＳ１が停止してすぐに立ち下がるため、そのタイミングはＢ点とＣ点との間に位置する。これは、ＤフリップフロップＦＦ１を有する後述の他の実施形態についても同様である。

また、送信信号が“０”から“１”に変化してから、保護回路が保護動作を開始するまでの時間を上記のように設定するのは、後述する他の実施形態にも適用される。

〔実施形態２〕
本発明の第２の実施形態について図３ないし図５に基づいて説明すると、以下の通りである。尚、本実施形態において、前記の実施形態１の構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記してその説明を省略する。

図３は、本実施形態に係る赤外線送信回路の構成を示している。また、図４は、本赤外線送信回路の動作タイミングを示している。

図３に示すように、本赤外線送信回路は、実施形態１（図１）の赤外線送信回路に対し、定電流源ＣＳ２、抵抗Ｒ１および比較器Ａ１が省かれる代わりに、インバータ回路ＩＮ２，ＩＮ３が追加される構成をなしている。この赤外線送信回路において、トランジスタＭ１〜Ｍ３、定電流源ＣＳ１，ＣＳ２、ＮＡＮＤゲートＧ１、ＤフリップフロップＦＦ１、インバータ回路ＩＮ１〜ＩＮ３およびコンデンサＣ１は、発光ダイオードＬＥＤ１を不要に点灯をさせないための保護回路を構成している。

インバータ回路ＩＮ２，ＩＮ３は、定電流源ＣＳ１とコンデンサＣ１との接続点と、ＤフリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒとの間に直列に接続されている。インバータ回路ＩＮ２は、例えば、図５に示すように、ＰチャネルＦＥＴのトランジスタＱｐとＮチャネルＦＥＴのトランジスタＱｎによる相補的なＦＥＴ素子（Ｃ−ＭＯＳ）からなる。トランジスタＱｐは、Ｌｐのチャネル長を有し、Ｗｐのチャネル幅を有する。また、トランジスタＱｎは、Ｌｎのチャネル長を有し、Ｗｎのチャネル幅を有する。

このように構成される本赤外線送信回路においても、図４に示すように、図１の赤外線送信回路と同様に、送信信号の“０”から“１”の変化によって、ＤフリップフロップＦＦ１の出力Ｖ４が“０”から“１”に変化し、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力を“０”にする。これにより、トランジスタＭ１がＯＮして電源回路ＰＳ１がＯＮする一方、トランジスタＭ２がＯＦＦしてトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間が開放される。そして、定電流源ＣＳ３から電流が供給されると共に、トランジスタＱ１〜Ｑ３からなるカレントミラー回路を動作させることで、定電流源ＣＳ３の出力電流に基づいた出力電流Ｉｏが発光ダイオードＬＥＤ１に流れるので、発光ダイオードＬＥＤ１が点灯し始める（図４のＡ点）。

このときから、定電流源ＣＳ１からの出力電流Ｉ１によって、電圧Ｖ１が時間と共に上昇する。この電圧Ｖ１がインバータ回路ＩＮ２の閾値電圧Ｖｔｈ以上となる時点（図４のＢ点）で、インバータ回路ＩＮ２の出力は“１”から“０”に変化し、その後段のインバータ回路ＩＮ３の出力Ｖ３は“０”から“１”に変化する。これにより、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力が“０”から“１”に変化するので、図１の赤外線送信回路と同様にトランジスタＭ１がＯＦＦする一方、トランジスタＭ２がＯＮする。この結果、電源回路ＰＳ１がＯＦＦすることにより、発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏの供給が停止する（保護回路の保護動作）。

トランジスタＭ１がＯＦＦすることにより電源回路ＰＳ１の電源を遮断したことで、電圧Ｖ１を上昇させる定電流源ＣＳ１の出力が０となるため、電圧Ｖ３も０に戻る。しかしながら、ＤフリップフロップＦＦ１がリセットされた状態を記憶しているため、ＤフリップフロップＦＦ１の出力Ｖ４は“０”を保つ。これにより、送信信号が“１”のままでも、定電流源ＣＳ３による電流供給および出力電流Ｉｏの供給の停止状態を維持する（図４のＣ点）。インバータ回路ＩＮ１〜ＩＮ３、ＤフリップフロップＦＦ１、ＮＡＮＤゲートＧ１およびトランジスタＭ１〜Ｍ３はＦＥＴにて構成されているため、非動作状態では電流殆ど消費することはない。従って、保護動作時（図４のＤ区間）の消費電流を殆んど０にすることができる。

ところで、電源回路ＰＳ１が停止した状態では、充電状態にあるコンデンサＣ１の電荷変動が、定電流源ＣＳ１の出力インピーダンスの状態によって異なるので、電圧Ｖ１は必ずしも“０”にはならない。このため、電圧Ｖ３も“０”にならないことがある。しかしながら、この場合はＤフリップフロップＦＦ１のリセット入力によるリセット状態が維持されるだけであるから、Ｂ−Ｃ区間およびＤ区間での保護状態は維持される。これは、後述する実施形態５でも同じである。

尚、送信信号が“０”である状態では、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力は“１”であることから、同様にトランジスタＭ１がＯＦＦする一方、トランジスタＭ２がＯＮするので、消費電流は殆んど０となる。また、インバータ回路ＩＮ１により反転された送信信号によりトランジスタＭ３がＯＮすると、コンデンサＣ１が放電するので、電圧Ｖ１が０に戻る結果、次の送信信号の入力待機状態となる（図４のＥ区間）。

本赤外線送信回路では、電圧Ｖ１がインバータ回路ＩＮ２の閾値電圧Ｖｔｈよりも大きくなったときに保護回路の保護動作を開始させる。この閾値電圧Ｖｔｈは、インバータ回路ＩＮ２が図５に示すようなＣ−ＭＯＳインバータ回路構成を採った場合には、
Ｖｔｈ＝｛√Ｋｎ・Ｖｔｈｎ＋√Ｋｐ・(Ｖｃｃ−Ｖｔｈｐ)｝／(√Ｋｎ＋√Ｋｐ)
Ｋｎ＝μｎ・Ｃｏｘｎ・Ｗｎ／Ｌｎ
Ｋｐ＝μｐ・Ｃｏｘｐ・Ｗｐ／Ｌｐ
となる。

ここで、上式におけるＮチャネルＭＯＳＦＥＴについての各パラメータは、以下のように定義される。
μｎ：チャネルのキャリア移動度
Ｃｏｘｎ：ゲート酸化膜容量
Ｗｎ：チャネル幅
Ｌｎ：チャネル長
Ｖｔｈｎ：閾値電圧
また、上式におけるＰチャネルＭＯＳＦＥＴについての各パラメータは、以下のように定義される。
μｐ：チャネルのキャリア移動度
Ｃｏｘｐ：ゲート酸化膜容量
Ｗｐ：チャネル幅
Ｌｐ：チャネル長
Ｖｔｈｐ：閾値電圧
従って、図５におけるトランジスタＱｎ，Ｑｐの各デバイスパラメータもしくは、図３の定電流源ＣＳ１の出力電流Ｉ１およびコンデンサＣ１の容量の値を適切な値に設定することで、送信信号が“０”から“１”に変化してから、保護回路が保護動作を開始するまでの時間を任意に設定できる。

尚、本実施形態では、一例としてインバータ回路ＩＮ２がＭＯＳＦＥＴにて形成される構成を示している。しかしながら、インバータ回路ＩＮ２は、JＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）を用いても、同様にデバイスパラメータを適切な値に設定することにより、上記と同等の効果を得ることができる。

〔実施形態３〕
本発明の第３の実施形態について図６および図７に基づいて説明すると、以下の通りである。尚、本実施形態において、前記の実施形態１および２の構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記してその説明を省略する。

図６は、本実施形態に係る赤外線送信回路の構成を示している。また、図７は、本赤外線送信回路の動作タイミングを示している。

図６に示すように、本赤外線送信回路は、実施形態２（図３）の赤外線送信回路に対し、定電流源ＣＳ１、インバータ回路ＩＮ３およびＤフリップフロップＦＦ１が省かれる代わりに、抵抗Ｒ２およびトランジスタＭ４が追加される構成をなしている。トランジスタＭ４は、ＰチャネルＦＥＴである。この赤外線送信回路において、トランジスタＭ１〜Ｍ４、ＮＡＮＤゲートＧ１、インバータ回路ＩＮ１，ＩＮ２、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ１は、発光ダイオードＬＥＤ１を不要に点灯をさせないための保護回路を構成している。

電源ラインとＧＮＤラインとの間には、トランジスタＭ４と、抵抗Ｒ２と、コンデンサＣ１とが直列に接続されている。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との接続点には、インバータ回路ＩＮ２の入力端子が接続されている。また、インバータ回路ＩＮ１の出力端子は、トランジスタＭ３のゲートだけでなく、トランジスタＭ４のゲートにも接続されている。

このように構成される本赤外線送信回路においては、図７に示すように、送信信号が“０”の状態では、第２スイッチング素子としてのトランジスタＭ４がＯＦＦする一方、第１スイッチング素子としてのトランジスタＭ３がＯＮするので、コンデンサＣ１に充電電流（電源電流Ｉｃｃ）を流す経路が切断される一方、コンデンサＣ１の両端が短絡されることにより、コンデンサＣ１は放電（未充電）状態にある。

送信信号が“０”から“１”に変化することに伴って、インバータ回路ＩＮ１が送信信号を反転すると、その出力である電圧Ｖ１１は“１”から“０”に変化する。この電圧Ｖ１１によってトランジスタＭ３がＯＦＦし、トランジスタＭ４がＯＮすると、コンデンサＣ１に充電電流を流す経路が形成される一方、コンデンサＣ１の両端が開放されるので、抵抗Ｒ２を通してコンデンサＣ１への充電が始まる。このため、インバータ回路ＩＮ２の入力となる電圧Ｖ１２は０から上昇を始める。

このとき、インバータ回路ＩＮ２の出力Ｖ１３が“１”となって、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力が“０”となるので、トランジスタＭ１がＯＮして電源回路ＰＳ１がＯＮする一方、トランジスタＭ２がＯＦＦしてトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間が開放される。そして、トランジスタＱ１〜Ｑ３からなるカレントミラー回路を動作させることで、定電流源ＣＳ２の出力電流に基づいた出力電流Ｉｏが発光ダイオードＬＥＤ１に流れるので、発光ダイオードＬＥＤ１が点灯し始める（図７のＡ点）。

コンデンサＣ１が充電を開始してから上昇していった電圧Ｖ１２がインバータ回路ＩＮ２の閾値電圧Ｖｔｈ以上となる時点（図７のＢ点）で、インバータ回路ＩＮ２の出力Ｖ１３は“１”から“０”に変化する。これにより、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力が“０”から“１”に変化するので、図１の赤外線送信回路と同様にトランジスタＭ１がＯＦＦする一方、トランジスタＭ２がＯＮする。この結果、電源回路ＳＰ１がＯＦＦすることにより、発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏが停止する（保護回路の保護動作）。

電源回路ＳＰ１をＯＦＦした後も、送信信号が“１”の間はコンデンサＣ１への充電が続くため、電圧Ｖ１２は上昇する。しかしながら、電圧Ｖ１２が電源電圧Ｖｃｃに達した時点でそれ以上の充電はできないため、充電電流としての電源電流Ｉｃｃが流れなくなり（図７のＣ点）、既に動作を停止している電源回路ＳＰ１および出力電流Ｉｏをも含めて、消費電流は殆んど０となる（図７のＤ区間）。

尚、送信信号が“０”である状態では、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力は“１”であることから、同様にトランジスタＭ１がＯＦＦする一方、トランジスタＭ２がＯＮするので、消費電流は殆んど０となる。また、この状態では、トランジスタＭ３がＯＮし、トランジスタＭ４がＯＦＦするため、コンデンサＣ１が放電する。これにより、電圧Ｖ１２が０に戻り、次の送信信号の入力待機状態となる（図７のＥ区間）。

図６における電圧Ｖ１２は、送信信号が“０”から“１”に変化してからの時間ｔの関数であり、トランジスタＭ３のＯＮ抵抗を０とし、トランジスタＭ４のＯＦＦ抵抗を無限大とするならば、
Ｖ１２＝Ｖｃｃ・［１−ｅｘｐ｛−ｔ／（Ｃ１・Ｒ２）｝］
で表される。一方、インバータ回路ＩＮ２の閾値電圧Ｖｔｈは前述の通り、
Ｖｔｈ＝｛√Ｋｎ・Ｖｔｈｎ＋√Ｋｐ・(Ｖｃｃ−Ｖｔｈｐ)｝／（√Ｋｎ＋√Ｋｐ）
である。このため、電圧Ｖ１２および閾値電圧Ｖｔｈのそれぞれを適切な値に設定することにより、送信信号が“０”から“１”に変化してから、保護回路が保護動作を開始するまでの時間を任意に設定できる。

〔実施形態４〕
本発明の第４の実施形態について図８ないし図１０に基づいて説明すると、以下の通りである。尚、本実施形態において、前記の実施形態１の構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記してその説明を省略する。

図８は、本実施形態に係る赤外線送信回路の構成を示している。また、図９は、本赤外線送信回路の動作タイミングを示している。

図８に示すように、本赤外線送信回路は、実施形態１（図１）の赤外線送信回路に対し、抵抗Ｒ３、比較器Ａ２、ＤフリップフロップＦＦ２およびＮＡＮＤゲートＧ２が追加される構成をなしている。この赤外線送信回路において、トランジスタＭ１〜Ｍ３、定電流源ＣＳ１，ＣＳ２、ＮＡＮＤゲートＧ１，Ｇ２、ＤフリップフロップＦＦ１，ＦＦ２、比較器Ａ１，Ａ２、インバータ回路ＩＮ１，ＩＮ２、抵抗Ｒ１，Ｒ３およびコンデンサＣ１は、発光ダイオードＬＥＤ１を不要に点灯をさせないための保護回路を構成している。

抵抗Ｒ３は、定電流源ＣＳ２と抵抗Ｒ１との間に接続されている。抵抗Ｒ３と定電流源ＣＳ２との接続点は比較器Ａ２の反転入力端子に接続され、コンデンサＣ１と定電流源ＣＳ１との接続点は比較器Ａ２の非反転入力端子に接続されている。電源回路ＳＰ１は、比較器Ａ２に対しても、その動作に必要な電圧および電流を与える。比較器Ａ２の出力端子は、ＤフリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに接続されている。

ＤフリップフロップＦＦ２の正論理のクロック入力端子ＣＫには、送信信号が入力される。また、ＤフリップフロップＦＦ２のデータ入力端子Ｄは電源ラインに接続されている。ＤフリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑは、ＮＡＮＤゲートＧ２の一方の入力端子に接続されている。ＮＡＮＤゲートＧ２の他方の入力端子には、送信信号が入力される。また、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力端子は、トランジスタＭ２のゲートに接続されるのみであり、トランジスタＭ１のゲートには接続されない。その代わり、ＮＡＮＤゲートＧ２の出力端子がトランジスタＭ１のゲートに接続されている。

ここで、上記のように構成される本赤外線送信回路が図１の赤外線送信回路と動作上で相違する点について説明する。

図９に示すように、送信信号が“０”から“１”に変化することによって電源回路ＳＰ１がＯＮすると、定電流源ＣＳ２からの出力電流Ｉ２が直列接続された２つの抵抗Ｒ１，Ｒ３に流れることにより、異なる２つの電圧Ｖ２，Ｖ５（Ｖ２＜Ｖ５）が発生する。これらの電圧Ｖ２，Ｖ５は、基準電圧としてそれぞれ比較器Ａ１，Ａ２に与えられる。比較器Ａ１は、時間と共に上昇する電圧Ｖ１を電圧Ｖ２と比較することにより、Ｖ１＞Ｖ２となる時点（図９のＢ点）で出力Ｖ３を“０”から“１”に変化させる。

これにより、ＤフリップフロップＦＦ１の出力Ｖ４が“０”に変化するのに伴い、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力が“１”に変化するため、トランジスタＭ２がＯＮする。この結果、発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏの供給が停止する（保護回路の保護動作）。このときは、まだトランジスタＭ１がＯＮしているため、電源回路ＰＳ１は動作状態を維持している。

その後、比較器Ａ２は、電圧Ｖ１を電圧Ｖ５と比較することにより、Ｖ１＞Ｖ５となる時点（図９のＣ点）で出力Ｖ６を“０”から“１”に変化させる。これにより、ＤフリップフロップＦＦ２の出力Ｖ７が“０”に変化するのに伴い、ＮＡＮＤゲートＧ２の出力が“１”に変化するため、トランジスタＭ１がＯＦＦする。この結果、電源電流Ｉｃｃの流入が停止して電源回路ＳＰ１がＯＦＦする。

本赤外線送信回路は、図９のＤ区間およびＥ区間では、図１の赤外線送信回路と同様に動作するので、ここではその説明を省略する。

ここで、上記の動作による効果について、図１０（ａ）および（ｂ）を参照して説明する。

発光ダイオードＬＥＤ１へ供給する出力電流Ｉｏが保護回路の保護動作によって急激に０になると、出力電流Ｉｏを流すトランジスタＱ３を通して、電源電圧ＶｃｃやＧＮＤラインに流れる電流も急激に変化する。この電流の変化による電源電圧Ｖｃｃの変化を極力抑えるために、本赤外線送信回路の２つの電源ライン間（電源ラインとＧＮＤラインとの間）にバイパスコンデンサＣｂを最短配線にて実装することが望ましい。ところが、他の素子との実装位置関係や、プリント基板上での配線の制約、さらには本赤外線送信回路内部での電源ラインの配線の影響もあって、電源ラインのインダクタンス成分Ｌを０にすることは不可能である。従って、このインダクタンス成分Ｌによって、発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏの変化は電源ラインの電圧変動となってしまう。

一例として、発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏを５００ｍＡとし、保護回路の保護動作による出力電流Ｉｏの遮断に要する時間を５０ｎｓとし、電源ライン（図１０（ａ）ではＧＮＤライン）の配線のインダクタンス成分を５０ｎＨとする。この条件によるＧＮＤラインに発生する電圧変動ΔＶｇｎｄは、
ΔＶｇｎｄ＝Ｌ・ΔＩｏ／Δｔ ＝ ５０ｎＨ・５００ｍＡ／５０ｎｓ＝０．５Ｖ
となる。

本実施形態を含む全ての実施形態に係る赤外線送信回路は、保護回路の保護動作に伴って、電源回路ＳＰ１が動作を停止することで消費電流を殆んど０にできることを特徴としており、本実施形態では、特に、定電流源回路停止後も保護回路の保護動作状態を記憶する手段として、ＤフリップフロップＦＦ１，ＦＦ２（Ｄラッチ）を使用している。このＤラッチは非動作状態での消費電流は殆んどないものの、保護回路の動作状態では絶えず動作している。このため、Ｄラッチの出力は、Ｄラッチのリセット入力が“０”から“１”に変化することにより“１”から“０”に変化しても、前記のＧＮＤラインにおける電圧変動ΔＶｇｎｄによって図１０（ｂ）に一点鎖線に示すように反転してしまうことがある。このような場合、出力電流Ｉｏは、図１０（ｂ）に一点鎖線で示すように流れ始めるので、保護回路が正しく保護動作をしなくなってしまう。

上記のＤラッチ出力の反転について、実施形態２の赤外線送信回路を例にとって説明する。

電源回路ＰＳ１は、図２におけるＣ点で保護回路が動作することによって停止する。このときのＤフリップフロップＦＦ１の各端子の入力状態は、入力端子Ｄが“１”であり、クロック端子ＣＫが“１”であり、リセット端子Ｒが“０”である。このため、ＤフリップフロップＦＦ１は、直前のリセット入力によって単に出力Ｖ４として“０”を出力しているだけであるので、クロック入力のトリガによってすぐに“１”を出力できる状態にある。この状態で、ＤフリップフロップＦＦ１を含むロジック回路のための電源出力が変動すると、ＤフリップフロップＦＦ１を構成しているＦＥＴ素子の寄生容量に変位電流をもたらすことで、ＤフリップフロップＦＦ１内部の電位が変動し、クロック入力のトリガパルス入力と同等のアクションを引き起こす可能性がある。

このような不都合を回避するために、発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏが保護回路の保護動作によって急激に０になるタイミングでは電源回路ＳＰ１が停止せず、出力電流Ｉｏの遷移によるＧＮＤラインの電圧変動ΔＶｇｎｄの収まった後に電源回路ＳＰ１が停止する。これにより、出力電流Ｉｏの遷移によるＧＮＤラインの電圧変動ΔＶｇｎｄによってＤフリップフロップＦＦ１の出力が反転しても、その後にＤフリップフロップＦＦ２の出力を“０”に変化させることにより電源回路ＳＰ１を停止させると、確実に発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏの供給を停止することができる。

尚、電源回路ＳＰ１の停止時に生じる電流変化によっても、同様に電圧変動ΔＶｇｎｄが生じる。しかしながら、通常、電源回路ＳＰ１の消費電流は、発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏに比べて遥かに小さいため、ΔＶｇｎｄのレベルは無視できる。

また、電源回路ＳＰ１を停止するタイミングは、前記の通り、電源ラインの電圧変動ΔＶｇｎｄが収まった後に設定されるべきである。しかも、その電圧変動ΔＶｇｎｄは発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏの遷移期間中に起こる。従って、電源回路ＳＰ１を停止する（電源電流Ｉｃｃの供給を遮断する）タイミングは、図９に示すように、保護回路の保護動作によって発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏが０になるタイミングよりも後に設定されるべきである。

〔実施形態５〕
本発明の第５の実施形態について図１１および図１２に基づいて説明すると、以下の通りである。尚、本実施形態において、前記の実施形態２および４の構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記してその説明を省略する。

図１１は、本実施形態に係る赤外線送信回路の構成を示している。また、図１２は、本赤外線送信回路の動作タイミングを示している。この赤外線送信回路において、トランジスタＭ１〜Ｍ３、定電流源ＣＳ１、ＮＡＮＤゲートＧ１，Ｇ２、ＤフリップフロップＦＦ１，ＦＦ２、インバータ回路ＩＮ１〜ＩＮ５およびコンデンサＣ１は、発光ダイオードＬＥＤ１を不要に点灯をさせないための保護回路を構成している。

図１１に示すように、本赤外線送信回路は、実施形態２（図３）の赤外線送信回路に対し、インバータ回路ＩＮ４，ＩＮ５と、実施形態２の赤外線送信回路が有するＤフリップフロップＦＦ２およびＮＡＮＤゲートＧ２とが追加されている構成をなしている。ＤフリップフロップＦＦ２およびＮＡＮＤゲートＧ２と他の素子との接続関係は、ＤフリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒを除いて、図３の赤外線送信回路におけるその接続関係と同じである。本赤外線送信回路において、インバータ回路ＩＮ４，ＩＮ５は、定電流源ＣＳ１とコンデンサＣ１との接続点と、上記のリセット端子Ｒとの間に直列に接続されている。

インバータ回路ＩＮ４も、インバータ回路ＩＮ２と同様、例えば、図５に示すように、ＰチャネルＦＥＴのトランジスタＱｐとＮチャネルＦＥＴのトランジスタＱｎによる相補的なＦＥＴ素子（Ｃ−ＭＯＳ）からなる。本赤外線送信回路においては、インバータ回路ＩＮ２の閾値電圧Ｖｔｈ２がインバータ回路ＩＮ４の閾値電圧Ｖｔｈ４よりも小さくなるように設定される（Ｖｔｈ２＜Ｖｔｈ４）。

ここで、上記のように構成される本赤外線送信回路が図３の赤外線送信回路と動作上で相違する点について説明する。

図１２に示すように、送信信号が“０”から“１”に変化することによって電源回路ＳＰ１がＯＮすると（図１２のＡ点）、定電流源ＣＳ１からの出力電流Ｉ１によってコンデンサＣ１が充電され、これにより発生する電圧Ｖ１は時間と共に上昇していく。この電圧Ｖ１がインバータ回路ＩＮ２，ＩＮ４にそれぞれ入力されると、Ｖ１＞Ｖｔｈ２となる時点（図１２のＢ点）で、インバータ回路ＩＮ２の出力が“１”から“０”に変化するのに伴い、インバータ回路ＩＮ３の出力Ｖ３は“０”から“１”に変化する。これにより、ＤフリップフロップＦＦ１の出力Ｖ４が“０”に変化すると共に、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力が“１”に変化するため、トランジスタＭ２がＯＮして、発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏの供給が停止する（保護回路の保護動作）。このときは、まだトランジスタＭ１がＯＮしているため、電源回路ＰＳ１は動作状態を維持している。

その後に、Ｖ１＞Ｖｔｈ４となる時点（図１２のＣ点）で、インバータ回路ＩＮ４の出力は“１”から“０”に変化するのに伴い、インバータ回路ＩＮ５の出力Ｖ６は“０”から“１”に変化する。これにより、ＤフリップフロップＦＦ２の出力Ｖ７が“０”に変化すると共に、ＮＡＮＤゲートＧ２の出力が“１”を１とするため、トランジスタＭ１がＯＦＦする。この結果、電源電流Ｉｃｃの流入が停止して電源回路ＰＳ１がＯＦＦする。

実施形態２で説明したように、インバータ回路の閾値電圧は、プロセスパラメータを適正な値にすることで制御可能である。これにより、送信信号が“０”から“１”に変化してから、保護回路が保護動作を開始するまでの時間、および電源回路ＰＳ１が停止するまでの時間を任意に設定できる。従って、本実施形態の赤外線送信回路は、実施形態４の赤外線送信回路と同様の効果を得ることができる。

〔実施形態６〕
本発明の第６の実施形態について図１３および図１４に基づいて説明すると、以下の通りである。尚、本実施形態において、前記の実施形態３および４の構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記してその説明を省略する。

図１３は、本実施形態に係る赤外線送信回路の構成を示している。また、図１４は、本赤外線送信回路の動作タイミングを示している。

図１３に示すように、本赤外線送信回路は、実施形態３（図６）の赤外線送信回路に対し、インバータ回路ＩＮ６と、実施形態４（図８）の赤外線送信回路が有するＮＡＮＤゲートＧ２とが追加されている構成をなしている。ＮＡＮＤゲートＧ２とトランジスタＭ１との接続関係は、図８の赤外線送信回路におけるその接続関係と同じである。本赤外線送信回路において、インバータ回路ＩＮ６は、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との接続点と、ＮＡＮＤゲートＧ２の一方の入力端子との間に接続されている。この赤外線送信回路において、トランジスタＭ１〜Ｍ４、ＮＡＮＤゲートＧ１，Ｇ２、インバータ回路ＩＮ１，ＩＮ２，ＩＮ６、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ１は、発光ダイオードＬＥＤ１を不要に点灯をさせないための保護回路を構成している。

インバータ回路ＩＮ６も、インバータ回路ＩＮ２と同様、例えば、図５に示すように、ＰチャネルＦＥＴのトランジスタＱｐとＮチャネルＦＥＴのトランジスタＱｎによる相補的なＦＥＴ素子（Ｃ−ＭＯＳ）からなる。本赤外線送信回路においては、インバータ回路ＩＮ２の閾値電圧Ｖｔｈ２がインバータ回路ＩＮ６の閾値電圧Ｖｔｈ６よりも小さくなるように設定される（Ｖｔｈ２＜Ｖｔｈ６）。

ここで、上記のように構成される本赤外線送信回路が図６の赤外線送信回路と動作上で相違する点について説明する。

図１４に示すように、送信信号が“０”から“１”に変化することによって電源回路ＳＰ１がＯＮすると（図１４のＡ点）、電源電流ＩｃｃによってコンデンサＣ１が充電され、これにより発生する電圧Ｖ１２は時間と共に上昇していく。この電圧Ｖ１２がインバータ回路ＩＮ２，ＩＮ６にそれぞれ入力されると、Ｖ１２＞Ｖｔｈ２となる時点（図１４のＢ点）で、インバータ回路ＩＮ２の出力Ｖ１３が“１”から“０”に変化する。これにより、ＮＡＮＤゲートＧ１の出力が“１”に変化すると、トランジスタＭ２がＯＮするので、発光ダイオードＬＥＤ１への出力電流Ｉｏの供給が停止する（保護回路の保護動作）。このときは、まだトランジスタＭ１がＯＮしているため、電源回路ＰＳ１は動作状態を維持している。

その後に、Ｖ１２＞Ｖｔｈ６となる時点（図１４のＣ点）で、インバータ回路ＩＮ６の出力Ｖ１４が“１”から“０”に変化するのに伴い、ＮＡＮＤゲートＧ２の出力が“１”に変化するため、トランジスタＭ１がＯＦＦする。この結果、電源電流Ｉｃｃの流入が停止して電源回路ＰＳ１がＯＦＦする。

実施形態２で説明したように、インバータ回路の閾値電圧は、プロセスパラメータを適正な値にすることで制御可能である。これにより、送信信号が“０”から“１”に変化してから、保護回路が保護動作を開始するまでの時間、および電源回路ＰＳ１が停止するまでの時間を任意に設定できる。従って、本実施形態の赤外線送信回路は、ＬＥＤ１への出力電流Ｉｏの供給の停止（保護回路の保護動作）のタイミングと電源回路ＰＳ１のＯＦＦのタイミングとをずらすことにより、電源ラインの電流変化を緩和することができる。この結果、電源電圧の変動が低減し、その変動によるインバータ回路ＩＮ２，ＩＮ６の閾値への影響が抑えられるので、より正確なタイミングで保護回路を作動させることができるという効果が得られる。

〔実施の形態７〕
本発明の赤外線送信回路を備えた電子機器に関する第７の実施形態について図１５に基づいて説明すると、以下の通りである。尚、本実施形態において、前記の実施形態１ないし６の構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記してその説明を省略する。

図１５は、本実施形態に係る電子機器の構成を示している。図１５に示すように、本電子機器は、赤外線通信機能を備えており、赤外線によって外部機器との間でデータ送受信を行うために、ＩｒＤＡモジュール１と、インターフェース回路２と、電池３と、筐体４とを有している。

赤外線通信素子であるＩｒＤＡモジュール１は、送信回路１１および受信回路１２を内蔵すると共に、発光ダイオードＬＥＤ１およびフォトダイオードＰＤ１を有しており、発光ダイオードＬＥＤ１およびフォトダイオードＰＤ１を外部に露出させるように筐体に取り付けられている。筐体４の内部には、インターフェース回路２および電池３が設けられている。

インターフェース回路２は、送信情報に基づいて変調処理をなどを行うことにより送信回路１１に与えるための送信データ（送信信号）を生成する。また、インターフェース回路２は、受信回路１２からの受信データ（受信信号）に基づいて復調処理などを行うことにより受信情報を出力する。電池３は、ＩｒＤＡモジュール１に電力を供給するために設けられており、電源ライン（Ｖｃｃ）およびＧＮＤラインを介してＩｒＤＡモジュール１に接続されている。この電池３は、インターフェース回路２に電力を供給してもよい。

受信回路１２は、フォトダイオードＰＤ１によって受信光信号から変換された電気信号を増幅して受信データを出力する回路である。送信回路１１は、送信信号（電気信号）を発光ダイオードＬＥＤ１により送信光信号に変換して出力するために、発光ダイオードＬＥＤ１を駆動する回路を含んでいる。

発光ダイオードＬＥＤ１を含む上記の送信回路１１は、実施形態１ないし６のいずれかの赤外線送信回路によって構成されている。従って、各赤外線送信回路による効果を電子機器において得ることができる。

尚、ＩｒＤＡモジュール１は単一の電源として電池３を利用しているが、送信回路１１における電源ラインについては、保護回路用の電源ライン（Ｉｃｃ）と発光ダイオード駆動用の電源ライン（Ｉｏ）とが別系統に設けられている。

送信回路１１は、各赤外線送信回路と同様、送信信号が“１”（Ｖｃｃレベル；ハイレベル（アクティブ））の状態で光信号を送信し、送信信号が“０”（ＧＮＤレベル；ローレベル（非アクティブ））の状態で光信号を送信しないことにより通信を行うように動作するとした場合、インターフェース回路２からの送信信号は、データ送信時以外は必ず“０”となっていることが望ましい。しかしながら、インターフェース回路２の故障、または、インターフェース回路２を制御するソフトウェアのバグなどの要因によって、データ送信時以外に送信信号が“１”となる可能性がある。

本電子機器の送信回路１１においては、送信信号が一定時間以上“１”を持続すると、保護回路が、発光素子の駆動電流を停止するだけでなく、基準電流源としての電源回路ＰＳ１も停止するので、ＩｒＤＡモジュール１による消費電流（Ｉｃｃ）を殆んど０にすることができる。従って、本実施形態の電子機器を特に電池駆動の電子機器に採用した場合に、使用可能時間を低下させないという効果を得ることができる。

本発明は、発光素子への駆動電流の供給を停止すると共に基準電流源も停止することにより、消費電流を殆んど０にすることが可能であるので、低消費電力が望まれる電池駆動の携帯機器に適用できる。

本発明の第１実施形態の赤外線送信回路を示す回路図である。 図１の赤外線送信回路の動作波形を示す波形図である。 本発明の第２実施形態の赤外線送信回路を示す回路図である。 図３の赤外線送信回路の動作波形を示す波形図である。 本発明の第３、第５および第６実施形態の赤外線送信回路におけるインバータ回路の構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態の赤外線送信回路を示す回路図である。 図６の赤外線送信回路の動作波形を示す波形図である。 本発明の第４実施形態の赤外線送信回路を示す回路図である。 図８の赤外線送信回路の動作波形を示す波形図である。 （ａ），（ｂ）はそれぞれ図８の赤外線送信回路の発光ダイオードへの出力電流の変化による電源ラインの電圧変動が生じるメカニズムを示すための回路図および波形図である。 本発明の第５実施形態の赤外線送信回路を示す回路図である。 図１１の赤外線送信回路の動作波形を示す波形図である。 本発明の第６実施形態の赤外線送信回路を示す回路図である。 図１３の赤外線送信回路の動作波形を示す波形図である。 本発明の第７実施形態の電子機器を示す図である。 従来の赤外線送信回路を示す回路図である。 図１６の赤外線送信回路の動作波形を示す波形図である。

符号の説明

１１ 送信回路（赤外線送信回路）
Ａ１ 比較器（第１比較回路）
Ａ２ 比較器（第２比較回路）
Ｃ１ コンデンサ（容量素子）
ＣＳ１〜ＣＳ３ 定電流源
ＦＦ１ Ｄフリップフロップ（保持回路）
ＦＦ２ Ｄフリップフロップ
Ｇ１，Ｇ２ ＮＡＮＤゲート
ＩＮ２ インバータ回路（第１比較回路、第１インバータ回路）
ＩＮ４ インバータ回路（第２比較回路、第２インバータ回路）
ＩＮ６ インバータ回路（第２比較回路、第２インバータ回路）
Ｉｏ 出力電流（駆動電流）
ＬＥＤ１ 発光ダイオード（発光素子）
Ｍ１，Ｍ２ トランジスタ
Ｍ３ トランジスタ（保持回路，第１スイッチング素子）
Ｍ４ トランジスタ（保持回路，第２スイッチング素子）
ＰＳ１ 電源回路（基準電流源）
Ｑ１〜Ｑ３ トランジスタ
ＰＳ１ 電源回路
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗

Claims (11)

1. 発光素子と、パルスにより形成される送信信号に基づいて前記発光素子を点灯させる一定の駆動電流を出力する駆動回路とを備え、該駆動回路が、送信信号が一定時間以上前記発光素子点灯させる状態となったときに保護動作として発光素子への駆動電流の供給を停止する保護回路を含んでいる赤外線送信回路において、
   前記駆動回路は、前記駆動電流を生成するための基準電流を発生する基準電流源を備え、
   前記保護回路は、前記駆動電流の供給を停止すると共に前記基準電流源を停止することを特徴とする赤外線送信回路。
2. 前記保護回路は、前記発光素子を点灯させるパルスの立ち上がりから該パルスの最大幅の時間経過後に保護動作を開始することを特徴とする請求項１に記載の赤外線送信回路。
3. 前記保護回路は、
   電流が流れることにより充電する容量素子と、
   前記送信信号がアクティブであるときに前記容量素子へ充電電流を流すことを可能にする充電制御回路と、
   第１基準電圧と前記容量素子の端子間電圧とを比較する第１比較回路と、
   前記基準電流源が停止したときに前記保護回路の保護動作状態を保持する保持回路とを有し、
   前記第１比較回路によって前記端子間電圧が前記基準電圧以上であると判定されたときに保護動作を開始することを特徴とする請求項１または２に記載の赤外線送信回路。
4. 前記第１比較回路は、ＰチャネルとＮチャネルとの相補的な電界効果トランジスタからなり、出力を反転させるための入力との比較の基準となる閾値電圧を前記第１基準電圧として有する第１インバータ回路であることを特徴とする請求項３に記載の赤外線送信回路。
5. 前記保護回路は、前記容量素子に充電電流を流す経路に設けられる抵抗を有し、
   前記保持回路は、前記送信信号がアクティブであるときに前記容量素子の両端を開放すると共に、前記送信信号が非アクティブであるときに前記容量素子の両端を短絡する第１スイッチング素子、および前記送信信号がアクティブであるときに前記容量素子に充電電流を流す経路を形成すると共に、前記送信信号が非アクティブであるときに前記容量素子に充電電流を流す経路を切断する第２スイッチング素子であることを特徴とする請求項請求項４に記載の赤外線送信回路。
6. 前記保護回路は、前記保護回路の保護動作開始時より遅れて前記基準電流源を停止する遅延停止回路を有していることを特徴とする請求項３または４に記載の赤外線送信回路。
7. 前記遅延停止回路は、前記保護回路の保護動作によって駆動電流の供給が停止してから、駆動電流が完全に０になった後に前記基準電流源を停止することを特徴とする請求項６に記載の赤外線送信回路。
8. 前記遅延停止回路は、前記第１基準電圧より高い第２基準電圧と前記容量素子の端子間電圧とを比較する第２比較回路を有し、
   保護回路は、前記第２比較回路によって前記端子間電圧が前記第２基準電圧以上であると判定されたときに前記基準電流源を停止することを特徴とする請求項６または７に記載の赤外線送信回路。
9. 前記第２比較回路は、ＰチャネルとＮチャネルとの相補的な電界効果トランジスタからなり、出力を反転させるための入力との比較の基準となる閾値電圧を前記第２基準電圧として有する第２インバータ回路であることを特徴とする請求項６または７に記載の赤外線送信回路。
10. 前記保護回路は、前記容量素子に充電電流を流す経路に設けられる抵抗を有し、
    前記保持回路は、前記送信信号がアクティブであるときに前記容量素子の両端を開放すると共に、前記送信信号が非アクティブであるときに前記容量素子の両端を短絡する第１スイッチング素子、および前記送信信号がアクティブであるときに前記容量素子に充電電流を流す経路を形成すると共に、前記送信信号が非アクティブであるときに前記容量素子に充電電流を流す経路を切断する第２スイッチング素子であることを特徴とする請求項請求項９に記載の赤外線送信回路。
11. 請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の赤外線送信回路を備えたことを特徴とする電子機器。

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