JP2005093138A - 高圧放電灯点灯装置及びこれを用いた照明器具 - Google Patents
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Abstract
【課題】簡単な回路で負荷状態を精度よく検出可能とする。
【解決手段】コンデンサCe1,Ce2の直列回路と、逆導通型のスイッチング素子Q1,Q2の直列回路とを並列に接続し、スイッチング素子Q1とQ2の接続点にコンデンサC1の一端を接続し、コンデンサCe1,Ce2の接続点とコンデンサC1の他端との間にインダクタL1を接続し、負荷であるランプLaとインダクタL2との直列回路をコンデンサC1に並列に接続し、インダクタL1に流れる電流IL1が境界電流モードとなるようにスイッチング素子Q1をオン・オフする期間とスイッチング素子Q2をオン・オフする期間を切り替えることで、負荷であるランプLaに低周波矩形波の電力を供給する高圧放電灯点灯装置において、インダクタL1,L2とコンデンサC1を含むLC回路に負荷の状態を検出する検出回路3を接続した。
【選択図】図1
【解決手段】コンデンサCe1,Ce2の直列回路と、逆導通型のスイッチング素子Q1,Q2の直列回路とを並列に接続し、スイッチング素子Q1とQ2の接続点にコンデンサC1の一端を接続し、コンデンサCe1,Ce2の接続点とコンデンサC1の他端との間にインダクタL1を接続し、負荷であるランプLaとインダクタL2との直列回路をコンデンサC1に並列に接続し、インダクタL1に流れる電流IL1が境界電流モードとなるようにスイッチング素子Q1をオン・オフする期間とスイッチング素子Q2をオン・オフする期間を切り替えることで、負荷であるランプLaに低周波矩形波の電力を供給する高圧放電灯点灯装置において、インダクタL1,L2とコンデンサC1を含むLC回路に負荷の状態を検出する検出回路3を接続した。
【選択図】図1
Description
本発明は、高圧放電灯点灯装置及びこれを用いた照明器具に関するものである。
図11は従来例の回路図を示し、直流電源Vbtと、この直流電源Vbtと並列に接続された2つのスイッチング素子Q1,Q2と、このスイッチング素子Q1,Q2をオン・オフ制御する制御回路1と、負荷2の状態を検出する検出回路3等から構成されている。このインバータ装置はハーフブリッジインバータ回路で、スイッチング素子Q1,Q2が交互にオン・オフし、負荷2に高周波電圧を印加し、検出回路1の出力が制御回路1へ送られて、負荷2の状態に応じてスイッチング素子Q1,Q2のオン・オフを制御するものである。
チョークコイルL1は負荷2の限流要素で、トランスT1は電圧検出用であり、トランスT1の2次側ではダイオードD2とコンデンサC2によって検出電圧を直流電圧Vcに平滑している。直流電源VbtをコンデンサCe1,Ce2で分担し、チョークコイルL1と負荷2にはVbt/2の電圧が印加されるようになっている。この図11の回路は特許文献1に開示されている。
特許第2810676号公報
このように、負荷2の一端がスイッチング素子Q1,Q2の中点に接続され、負荷2の他端もチョークコイルL1に接続された状態においては、負荷2の電圧を検出するためには、トランスT1を介して検出しなければならない。したがって、検出回路3にトランスT1を用いるために大型化し、重いものとなる。また、トランスT1の主回路への影響を少なくするために、1次側のインピーダンスを高くする必要があり、1次側のターン数が増大する。さらに、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周波数、負荷の電圧の変化などを考慮した設計など、種々の回路設計上の制約を受け、設計範囲が狭くなるなどの問題があった。
本発明は、負荷がスイッチング素子の中点に接続される場合においても安価で小型化した簡単な回路で負荷状態を検出でき、しかも、精度のよい検出回路を設けた点灯装置を提供することを目的とするものである。
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図1に示すように、第1コンデンサCe1および第2コンデンサCe2の直列回路と、逆導通型の第1スイッチング素子Q1および第2スイッチング素子Q2の直列回路とを並列に接続し、第1スイッチング素子Q1と第2のスイッチング素子Q2の接続点に第3コンデンサC1の一端を接続し、第1コンデンサCe1と第2コンデンサCe2の接続点と第3コンデンサC1の他端との間に第1インダクタL1を接続し、負荷であるランプLaと第2インダクタL2との直列回路を第3コンデンサC1に並列に接続し、図2に示すように、第1の期間では第1インダクタL1に流れる電流IL1が境界電流モードとなるように第1スイッチング素子Q1を高周波でオン・オフし、第2の期間では第1インダクタL1に流れる電流IL1が境界電流モードとなるように第2スイッチング素子Q2を高周波でオン・オフすることで、負荷であるランプLaに低周波矩形波の電力を供給する高圧放電灯点灯装置において、第1インダクタL1と第2インダクタL2と第3コンデンサC1を含むLC回路に負荷の状態を検出する検出回路3を接続したことを特徴とするものである。
本発明によれば、負荷がスイッチング素子の接続点に接続される場合においても安価で小型化できる簡単な回路で精度良く負荷状態を検出できるという効果がある。特に、請求項2又は4の発明によれば、負荷状態の検出にトランスを用いる必要がなく、回路構成を簡単化できる利点がある。また、請求項3の発明によれば、第1インダクタの2次巻線より負荷状態を検出することができるので、トランスを個別に用いる必要がなく、回路構成を簡単化できる利点がある。
本発明を実施するための最良の形態を図1に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Vbtの両端には電解コンデンサCe1,Ce2の直列回路とスイッチング素子Q1,Q2の直列回路が並列接続されている。スイッチング素子Q1,Q2はMOSFETであり、内蔵ダイオードをドレイン・ソース間に逆並列接続されている。電解コンデンサCe1,Ce2の接続点にはインダクタL1の一端が接続されており、スイッチング素子Q1,Q2の接続点にはインダクタL2の一端が接続されている。インダクタL1の他端とインダクタL2の他端の間にはランプLaが接続されている。ランプLaは高圧放電灯(HIDランプ)である。ランプLaとインダクタL2の直列回路にはコンデンサC1が並列接続されている。
制御回路1はスイッチング素子Q1,Q2のゲート・ソース間に図2に示すような制御信号を供給している。すなわち、第1の期間では、スイッチング素子Q1を高周波でオン・オフ動作させて、スイッチング素子Q2はオフさせておく。また、第2の期間では、スイッチング素子Q2を高周波でオン・オフさせて、スイッチング素子Q1はオフさせておく。第1の期間と第2の期間とは低周波LFで交互に切り替わり、そのたびに放電灯Laの両端電圧VLaの極性は反転する。これにより、放電灯Laの両端電圧VLaは図2に示すように低周波の矩形波電圧となる。
なお、図示しないが、制御回路1はインダクタL1に流れる電流IL1を検出する手段を有しており、インダクタL1に流れる電流IL1がゼロになると同時にスイッチング素子をオンさせるように動作する。すなわち、図2に示すように、インダクタL1の電流IL1がゼロになった瞬間に次のオン信号が発生するような境界電流モード:BCM(Boundary Current Mode)でスイッチング素子をオン・オフ動作させている。
インダクタL1,L2はスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作による高周波成分をブロックするローパスフィルタとして機能し、コンデンサC1は高周波成分をバイパスするハイパスフィルタとして機能する。これにより、放電灯Laには高周波成分が低減された低周波の矩形波電流ILaが流れることになるので、高圧放電灯の音響的共鳴現象が回避される。
コンデンサCe1、Ce2は充分大きな容量を持ち、極性反転の半周期では、コンデンサCe1、Ce2の電圧は変動しないものとする。また、コンデンサCe1、Ce2は同容量に設定しているため、コンデンサCe1、Ce2に印加される電圧は常に直流電圧Vbtの半分の値となっているものとする。
次に、負荷状態検出回路3について説明する。インダクタL1と放電灯Laの接続点の電位Vaは抵抗R1,R2により分圧されている。抵抗R2の両端にはMOSFETよりなるスイッチング素子Q3が並列接続されている。制御回路1からスイッチング素子Q2のゲート電極に供給される制御信号は反転素子により論理反転されて、スイッチング素子Q3のゲート電極に供給されている。したがって、スイッチング素子Q2がオンのとき、スイッチング素子Q3はオフとなり、スイッチング素子Q2がオフのとき、スイッチング素子Q3はオンとなる。抵抗R1,R2による分圧点の電圧はバッファBuf1により低インピーダンス化されて、抵抗R3とダイオードD1の直列回路を介してコンデンサC2によりピークホールドされる。抵抗R3とダイオードD1の直列回路には抵抗R4が並列接続されている。コンデンサC2の電圧はバッファBuf2により低インピーダンス化されて検出電圧として出力される。なお、バッファBuf1,Buf2はオペアンプの反転入力端子を出力端子と接続して成り、非反転入力端子の電圧を低インピーダンス化して出力端子にそのまま出力する。
図3にスイッチング素子Q2がオン/オフする第2の期間における負荷状態検出回路3の各部電圧波形を示す。スイッチング素子Q2がオンのとき、コンデンサCe2→インダクタL1→コンデンサC1(放電灯La、インダクタL2)→スイッチング素子Q2→コンデンサCe2の経路で電流が流れるから、コンデンサC1の両端にはランプ電圧VLaが印加されており、このとき、コンデンサCe2の負極側に設けた基準電位(回路グランド)からコンデンサC1とインダクタL1の接続点を見た電位VaもVLaとなる。また、スイッチング素子Q2がオフのときは、インダクタL1→コンデンサC1(放電灯La、インダクタL2)→スイッチング素子Q1の逆方向ダイオード→コンデンサCe1→インダクタL1の経路で電流が流れるから、基準電位からコンデンサC1とインダクタL1の接続点を見た電位は、Vbt+VLa=2×Vce2+VLaとなる。従って、スイッチング素子Q2がオンしているときにコンデンサC1とインダクタL1の接続点の電圧Vaを検出することにより負荷状態(負荷電圧VLa)が検出できる。
このときの負荷状態検出回路3の各部波形は、図3に示すようになる。負荷状態検出回路3は、スイッチング素子Q2がオンしているときのコンデンサC1とインダクタL1の接続点の電圧、つまり、Va=VLaを抵抗分圧したものをピークホールドして検出する構成となっている。ここで、電圧を精度よく検出するために、抵抗R3はできるだけ小さく設定されている。すなわち、抵抗R3はコンデンサC2を短い時間で充電できるように十分小さな値に設定し、抵抗R4はスイッチング素子Q2がオン/オフしない第1の期間(残りの半周期)でもコンデンサC2の電圧が変化しないような値に設定されている。
このように、スイッチング素子Q2のオン/オフと連動して負荷状態を検出することにより小型で安価な且つ精度のよい検出回路を提供できる。また、負荷電圧の検出にトランスを必要としないので、回路を軽量化できる。
図4に実施例1の回路図を示す。主回路の構成は図1と同様であり、主回路の動作は図2で説明したのと同様である。本実施例では、インダクタL1に2次巻線を設けてある。2次巻線の中点は接地されており、2次巻線の一端は抵抗R1,R2の直列回路を介して、また、他端は抵抗R3,R4を介して接地されている。抵抗R1,R2の接続点はダイオードD2のアノード・カソード間を介して、また、抵抗R3,R4の接続点はダイオードD1のアノード・カソード間を介して、それぞれ抵抗R5の一端に接続されており、抵抗R5の他端は接地されている。インダクタL1に流れる電流が一方の極性のときにはダイオードD1を介して、他方の極性のときにはダイオードD2を介して抵抗R5に電流が流れる。抵抗R5の一端に生じる電位はバッファBuf1により低インピーダンス化されて、抵抗R6とコンデンサC2よりなるCR時定数回路により電圧Vcとして出力される。
なお、コンデンサCe1、Ce2は充分大きな容量を持ち、極性反転の半周期では、コンデンサCe1、Ce2の電圧は変動しないものとする。また、コンデンサCe1、Ce2は同容量に設定しているため、コンデンサCe1、Ce2に印加される電圧は常に直流電圧Vbtの半分の値となっているものとする。
図5にスイッチング素子Q2がオン/オフするときの各部電流、電圧波形を示す。スイッチング素子Q1がオン/オフするときもスイッチング素子Q2がオン/オフするときと同様となる。スイッチング素子Q2がオンすると、コンデンサCe2→インダクタL1→コンデンサC1(放電灯La、インダクタL2)→スイッチング素子Q2→コンデンサCe2の経路で電流が流れ、放電灯Laに電力を供給すると共に、インダクタL1にエネルギーを蓄積する。このとき、コンデンサC1には放電灯電圧VLaが印加され、インダクタL1にはコンデンサCe1、Ce2の接続点側を正極性とすると、VL1=Vce2−VLaが印加される。
次にスイッチング素子Q2がオフすると、インダクタL1に蓄積されたエネルギーにより、インダクタL1→コンデンサC1(放電灯La、インダクタL2)→スイッチング素子Q1(寄生ダイオード)→コンデンサCe1→インダクタL1の経路で電流が流れ、放電灯Laに電力を供給すると共に、コンデンサCe1を充電する。このとき、インダクタL1にはVL1=−(Vce1+VLa)が印加される。
この一連の動作より、インダクタL1の両端には図5に示すように、Vce2−VLa、−(Vce1+VLa)が交互に印加される。ここで、コンデンサCe1、Ce2の容量は充分に大きく設定していることから、コンデンサCe1、Ce2に印加される電圧は変動せず、1/2Vbtとなっている。従って、スイッチング素子Q2がオフしたときのインダクタL1の両端電圧を検出することで、負荷状態(負荷電圧)を検出することが可能となる。
これまでは、スイッチング素子Q2がオン/オフするときについて述べたが、スイッチング素子Q1がオン/オフするときも同様になることから、図4の回路図では、インダクタL1の2次巻線よりスイッチング素子Q1、Q2がオン/オフするどちらの極性においても負荷の状態を検出できるようにしている。
また、負荷状態検出回路3は、インダクタL1に印加される電圧の巻数比倍した電圧を抵抗R1,R2およびR3,R4で分圧し、その電圧値のピーク電圧を検出するように抵抗R6、コンデンサC2の時定数を設定している。
図6に実施例2の回路図を示す。主回路の構成は図1と同様であり、主回路の動作は図2で説明したのと同様である。本実施例では、負荷の状態をスイッチング素子Q2の両端電圧Vdsより検出する。インダクタL1に流れる電流モードが図7に示すような境界電流モード:BCM(Boundary Current Mode)であるとき、スイッチング素子Q2がオフしたときに、両端に印加される電圧Vdsは常にVbtとなる。これは、インダクタL1に蓄積されたエネルギーからの電流によりスイッチング素子Q1がオン状態となるからである。
また、スイッチング素子Q1、Q2のオン幅Ton、オフ幅Toffは次式により算出される。
Ton=T(1+VLa/Vce1)/2
Toff=T(1−VLa/Vce1)/2
ここで、T:スイッチング周期、VLa:コンデンサC1の電圧(放電灯電圧)、Vce1:コンデンサCe1の電圧(=Vbt/2)、T=Ton+Toffである。
Ton=T(1+VLa/Vce1)/2
Toff=T(1−VLa/Vce1)/2
ここで、T:スイッチング周期、VLa:コンデンサC1の電圧(放電灯電圧)、Vce1:コンデンサCe1の電圧(=Vbt/2)、T=Ton+Toffである。
上式より、スイッチング素子Q1、Q2のオン幅は、放電灯電圧VLaと共に変化し、図8に示すように、放電灯電圧VLaが0VのときにTon=Toffとなり、Vce1(Vce2)=VLaのときにToff=0となる。つまり、スイッチング素子Q1またはQ2のオン幅Ton、オフ幅Toffは放電灯電圧VLaとともに比例的に変化する。
従って、境界電流モード:BCM(Boundary Current Mode)のときにスイッチング素子Q1又はQ2の両端電圧Vdsを検出することにより負荷の状態が精度よく検出できる。
図6の具体回路図では、スイッチング素子Q1がオン/オフ動作を行っているときに検出回路3が働かないようにスイッチング素子Q3をオンさせて、スイッチング素子Q2がオン/オフ動作しているときには検出回路3が働くようにスイッチング素子Q3をオフとするように、スイッチング素子Q1のオン/オフ動作とスイッチング素子Q2のオン/オフ動作を切り替えるための低周波信号LFをスイッチング素子Q3のドライブ信号としている。さらに、負荷状態の検出電圧Vdが抵抗R1、R2の分圧により検出される電圧に影響を与えないように、トランジスタQ4よりなるエミッタホロワ回路を設け、さらに、スイッチング素子Q2の印加電圧Vdsの平均値を算出するために、抵抗R4とコンデンサC2よりなるローパスフィルタ回路を構成している。なお、トランジスタQ4と抵抗R3よりなるエミッタホロワ回路に代えてオペアンプを用いたバッファ回路を用いても良い。
図9に実施例3の回路図を示す。主回路の構成は図1とほぼ同様であるが、スイッチング素子Q2のソースと回路グランドの間に電流検出抵抗R1が挿入されている点が異なる。インダクタL1に流れる電流が図10に示すように、境界電流モード:BCM(Boundary Current Mode)のとき、スイッチング素子Q1、Q2がオン/オフ動作を行う時の電流経路は、実施例1で説明したような経路となる。また、放電灯電流ILaは、インダクタL1に流れる電流の1/2となることは周知の事実である。つまり、インダクタL1のピーク電流値IpL1と放電灯電流ILaとの関係は、IpL1=2×ILaとなる。従って、図9の回路図のように、スイッチング素子Q2のソースと回路グランドの間に挿入された電流検出抵抗R1を用いてスイッチング素子Q2に流れる電流のピーク電流値を検出することにより放電灯電流ILaを検出できる。
なお、上述の各実施例では、直流電源Vbtがバッテリーである場合を前提に説明してきたが、これは商用交流電源を整流・平滑した直流電圧であっても良いし、チョッパ回路やDC−DCコンバータ回路により昇降圧した直流電圧であっても良い。
本発明は車両用照明装置あるいはオフィスや一般家庭用の照明器具に広く利用できる。
Ce1 第1コンデンサ
Ce2 第2コンデンサ
Q1 第1スイッチング素子
Q2 第2スイッチング素子
L1 第1インダクタ
L2 第2インダクタ
C1 第3コンデンサ
La 放電灯
3 負荷状態検出回路
Ce2 第2コンデンサ
Q1 第1スイッチング素子
Q2 第2スイッチング素子
L1 第1インダクタ
L2 第2インダクタ
C1 第3コンデンサ
La 放電灯
3 負荷状態検出回路
Claims (6)
- 第1コンデンサおよび第2コンデンサの直列回路と、逆導通型の第1スイッチング素子および第2スイッチング素子の直列回路とを並列に接続し、第1スイッチング素子と第2スイッチング素子の接続点に第3コンデンサの一端を接続し、第1コンデンサと第2コンデンサの接続点と第3コンデンサの他端との間に第1インダクタを接続し、負荷であるランプと第2インダクタとの直列回路を第3コンデンサに並列に接続し、第1の期間では第1インダクタに流れる電流が境界電流モードとなるように第1スイッチング素子を高周波でオン・オフし、第2の期間では第1インダクタに流れる電流が境界電流モードとなるように第2スイッチング素子を高周波でオン・オフすることで、負荷であるランプに低周波矩形波の電力を供給する高圧放電灯点灯装置において、第1インダクタと第2インダクタと第3コンデンサを含むLC回路に負荷の状態を検出する検出回路を接続したことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
- 請求項1において、負荷の状態を検出する検出回路がランプと第1インダクタとの接続点に接続されていることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
- 請求項1において、負荷の状態は第1インダクタの両端電圧から検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
- 請求項1において、負荷の状態は第2スイッチング素子の両端電圧から検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
- 第1コンデンサおよび第2コンデンサの直列回路と、逆導通型の第1スイッチング素子および第2スイッチング素子および電流検出抵抗の直列回路とを並列に接続し、第1スイッチング素子と第2スイッチング素子の接続点と、第1コンデンサと第2コンデンサの接続点との間に、第3コンデンサと第1インダクタの直列回路を接続し、負荷であるランプと第2インダクタとの直列回路を第3コンデンサに並列に接続し、第1の期間では第1インダクタに流れる電流が境界電流モードとなるように第1スイッチング素子を高周波でオン・オフし、第2の期間では第1インダクタに流れる電流が境界電流モードとなるように第2スイッチング素子を高周波でオン・オフすることで、負荷であるランプに低周波矩形波の電力を供給する高圧放電灯点灯装置において、前記放電灯に流れる電流を第2スイッチング素子と直列に接続された電流検出抵抗により検出する検出回路を設けたことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
- 請求項1〜5のいずれかに記載の高圧放電灯点灯装置を備える照明器具。
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JP2010520583A (ja) * | 2007-03-01 | 2010-06-10 | オスラム ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 放電ランプの始動エネルギーの評価装置 |
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US8278836B2 (en) | 2007-03-01 | 2012-10-02 | Osram Ag | Evaluation device for the ignition energy of a discharge lamp |
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