JP2005082968A - パワーウインド挟み込み防止装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 パワーウインド挟み込み防止装置は、パワーウインドモーター(5)の起動時のマスク期間中に基準電圧(Vc)を下限電圧まで降下させ、当該マスク期間に続く復帰許容期間中に基準電圧(Vc)の上昇を許容し、そして当該復帰許容期間に続くクランプ期間中に基準電圧(Vc)をクランプして前記下限電圧よりも高い上限クランプ電圧まで降下させるスタート回路(4a)を備えている。
【選択図】 図1
Description
(パワーウインド挟み込み防止装置の概要)
図6は、特許文献1で提案されているパワーウインド挟み込み防止装置の一例のブロック図である。このパワーウインド挟み込み防止装置は、挟まれ等による異常電流検出回路2と、正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター5と、挟み込み判定回路6と、モーター電流制限回路7と、を有している。尚、正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター5は、パワーウインドモーターを含んだ正転・反転回路5と考えてもよい。電流検出回路2と、正転・反転回路5と、電流制限回路7の三つの回路は、モーター電流IDの流れる電線1に直列に接続されて電源供給装置VBに接続される。
(挟まれ等による異常電流検出回路2の概要)
電流検出回路2は、モーター電流IDの挟まれ等による異常電流を検出して、信号線9を介して異常電流検出信号(電流制限制御信号)を電流制限回路7に出力する。電流検出回路2は、マルチソース電界効果トランジスタ(FET)またはマルチ抵抗と、電流追随回路3と、スタート回路4と、を有している。
(モーター電流制限回路7の概要)
電流制限回路7は、異常電流検出信号を入力されて、モーター電流IDが増加していかないように制限する。この制限は、マルチソースFETまたはモーターのロウサイドにある半導体スイッチング素子がOn/Off動作と連続On動作を交互に繰り返すことにより行なわれ、このOn/Off動作と連続On動作を繰り返す動作の信号が信号線10を介して挟み込み判定回路6に出力される。電流制限回路7は、モーター電流IDをOnOffすることが可能なFET等の半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子のOnの基準電圧とOffの基準電圧を生成する基準電圧回路8と、を有している。
(挟み込み判定回路6の概要)
挟み込み判定回路6は、入力したOn/Off動作と連続On動作を繰り返す動作の信号に基づいて挟み込みか否かを判定する。挟み込みと判定した場合は、信号線11を介してウインドガラスを開ける旨のウインドダウン信号を正転・反転回路5に出力する。
(正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター5の概要)
正転・反転回路5は、ウインドアップの信号を入力することにより、ウインドガラスを閉める方向にモーターを回転させ、ウインドダウンの信号を入力することにより、ウインドガラスを開ける方向にモーターを回転させる。さらに、信号線11を介してウインドダウン信号を入力した場合は、ウインドガラスを閉める方向から開ける方向にモーターの回転を反転させる。正転・反転回路5は、Hブリッジ回路またはリレー回路を有している。Hブリッジ回路を用いる場合、Hブリッジ回路を構成、あるいは接続する4個のFETを用いる。4個のFET のうちハイサイドのトランジスタを用いて電流検出回路2および電流制限回路7を構成してもよいし、ハイサイドのトランジスタを用いて電流検出回路2を構成し、ロウサイドのトランジスタを用いて電流制限回路7を構成してもよい。
1.電流検出回路2の説明
1−1.電流検出回路2の回路構成
シャント抵抗とリファレンス抵抗を用い、リファレンス電流Irefを2つの追随速度の異なる電流成分Iref-sとIref-fに分けて異常電流を検出する回路について説明する。
1−2.電流検出回路2の動作説明
図8ではシャント抵抗R1、正転・反転リレー回路5とOn/Off動作を行なう半導体スイッチング素子(FET)T1が、モーター電流IDの流れる電線1に対して直列に接続され、電源供給装置(例えば、バッテリ)VBのプラス端子およびマイナス端子に接続されている。正転・反転リレー回路5の正転・反転リレーはトランジスタT2およびT3により駆動され、正転(アップ(Up)動作)ではT2がオンし、反転(ダウン(Down)動作)ではT3がオンする。マルチ抵抗はシャント抵抗R1とリファレンス抵抗R20で構成される。図8の回路例ではR1の抵抗値は34mΩ、R20の抵抗値は55Ωに設定されている。モーター電流IDはシャント抵抗R1を流れ、リファレンス電流Irefはリファレンス抵抗R20を流れる。抵抗R1及びコンデンサC2等の抵抗値及び容量を便宜上抵抗R1等の符号R1と同じR1等と表記する。そこで、R1*ID=R20*Irefの条件を満足するときの電流比nは式1のようになる。
コンパレータCMP1はオペアンプからなり、CMP1のマイナス入力端子にはシャント抵抗R1のモーター側電位が入力され、CMP1のプラス入力端子にはリファレンス抵抗R20の接地側電位が入力される。CMP1の出力と接地電位レベル(GND)間には抵抗R21とコンデンサC1を直列接続した第1の充放電回路が接続され、コンデンサC1はCMP1の出力により、抵抗R21を介して充放電される。コンデンサC1の非接地側はFET T21のゲート端子に接続され、FET T21のドレイン端子はリファレンス抵抗R20に接続され、T21のソース端子は抵抗R23を通して接地されている。FET T21と抵抗R23は第1のソースフォロア回路を構成するので、FET T21および抵抗R23にはコンデンサC1の電位に比例した電流が流れる。この電流がリファレンス電流Irefの追随速度の遅い電流成分Iref-sになる。一方、コンパレータCMP1の出力と接地電位レベル(GND)間には抵抗R22とコンデンサC2を直列接続した第2の充放電回路が接続され、コンデンサC2はCMP1の出力により、抵抗R22を介して充放電される。コンデンサC2の非接地側はFET T22のゲート端子に抵抗R28を介して接続され、FET T22のドレイン端子はリファレンス抵抗R20に接続され、T22のソース端子はダイオードD21と抵抗R24を通して接地されている。FET T22とダイオードD21および抵抗R24は第2のソースフォロア回路を構成するので、FET T22、ダイオードD21、および抵抗R24にはコンデンサC2の電位に比例した電流が流れる。これがリファレンス電流Irefにおける追随速度の速い電流成分Iref-fになる。コンデンサC1とC2の非接地側は抵抗R28で接続され、モーター電流IDが変化しないときはC1およびC2の電位が等しくなるようなっている。すなわち、コンパレータCMP1の出力にはコンデンサC1、C2と抵抗R21、R22からなる2つの充放電回路が並列に接続され、それぞれのコンデンサC1、C2の電位に比例した電流を流す2つのソースフォロア回路がリファレンス抵抗R20と接地間に並列接続されることになる。第1の充放電回路の時定数は第2の充放電回路の時定数より大きく設定される。この回路例では第1の充放電回路の時定数は式2のようになり、第2の充放電回路の時定数は式3のようになり、その比は1:894となる。
=910K*(5.1K+910K)/(910K+5.1K+910K)*1μf=456ms …式2
(第2の充放電回路の時定数)=R22*C2=5.1K*0.1μf=0.51ms …式3
挟み込みの検出はコンパレータCMP2で行なう。CMP2のプラス入力端子にはT21のソース電位が入力され、マイナス入力端子にはT22のソース電位よりダイオードD21の順方向電圧降下約0.7Vだけ低下した電位が入力される。T21とT22のゲート〜ソース間電位はほぼ等しいので、D21の電圧降下分が挟み込みにより増加する異常電流の検出値となる。挟み込みが発生してIref-fが増加するとCMP2の出力(電流制限制御信号CPOUT_B)がHレベルからLレベルに変化する。そして、電流制限回路7のNOR1の出力がHレベルになり、トランジスタT31がオンし、半導体スイッチング素子であるトランジスタT1がオフする。このときの挟み込みによる異常電流の検出は次のようにしてなされる。
=ΔID-rip/n*R24=0.5A/1618*1.5K=0.46V …式4
すなわち、CMP2のマイナス入力端子電圧は脈動成分により、振幅±0.23V(±ΔVrip/2)で振動している。 従ってIref-fの平均値が0.47V(=0.7V−0.23V)増加するとCMP2の出力はHレベルからLレベルに反転することになる。
2.電流制限回路7の説明
2−1.電流制限回路7の回路構成
図8の電流制限回路7は、入力端子がCMP2の出力端子に接続するNORゲートNOR1と、出力端子がNOR1の入力端子に接続するコンパレータCMP3と、CMP3のマイナス入力端子に接続する基準電圧回路8と、ドレイン端子がCMP3のプラス入力端子に接続し、ソース端子が接地された半導体スイッチング素子T1と、スイッチング素子T1のゲート端子に接続された可変抵抗R32と、ゲート端子がNOR1の出力端子に接続し、ドレイン端子が抵抗R32に接続し、ソースが接地されたFET(T31)と、電源供給装置VBのプラス端子とT31のドレイン端子間に接続された抵抗R31と、CMP3のプラス入力端子と接地間に接続された抵抗R33と、CMP3の出力端子と5V電源間に接続された抵抗R37と、を有している。
2−2.電流制限回路7の動作説明
モーター電流IDの制限は図8の電流検出回路2と電流制限回路7を組み合わせて行なう。
●On/Off動作におけるモーター電流IDの不変性について
次に上記On/Off動作を行なうとき、On/Off動作の1周期ではモーター電流IDがほとんど変化しないことを説明する。図10にFET T1の負荷線を付加した静特性曲線を示す。挟まれが発生する以前のモーターが正常に回転しているとき、T1はA点で動作している。モーター負荷電流IDが変化すると動作点はオーミック領域の例えばA点とB点の間で上下する。挟まれが発生するとモーター負荷電流IDは増加し、T1の動作点は上方に移動して、B点に達するとT1はオフする。B点とA点の電流差が挟み込み検出値である。T1がオフするとドレイン〜ソース間電圧VDSは拡大するが、そのときのT1の動作点はB点を通る水平線上を右側に向かって移動する。言い換えれば、ドレイン電流ID(=モーター負荷電流)はT1がオフしたときの値を維持したままT1のドレイン〜ソース間電圧VDSは拡大する。これはT1のドレイン〜ソース間電圧VDSが接地電位レベルと電源電圧の間を移動しているときはT1のゲート〜ドレイン間容量がミラー(Miller)効果により、見かけ上大きくなり、ゲート〜ソース間電圧VGSがほとんど変化しなくなるからである。
●ミラー効果について
図11は、スイッチング素子T1の等価回路図である。ゲートドライバーによる充電で、ゲート〜ソース間電圧VGSが微小電圧ΔVGS上昇したとする。これによりモーター電流IDがΔID増加し、モーターのインダクタンスLにより逆起電力Ec(=L*dID/dt)が発生する。ゲート〜ドレイン間容量CGDに充電される電荷ΔQは、式5で表される。
ここでRaは電機子抵抗である。また、ゲート端子から見たCGDの容量Cmは式6で表される。
容量Cmが“Miller容量”で、容量CGDの両端の電圧変化がΔVGSよりはるかに大きいことから生じる見かけ上の容量である。 ゲートドライバーがゲート抵抗RGを介してFETのゲート電荷を充放電するときドライバー側から見える容量はCGDではなくてCmとなる。モーターのインダクタンスLが大きいと容量CmはCGDに比べて大きな値になり、On/Off動作時、ゲートドライバーがT1のゲートを充放電してもゲート〜ソース間電圧VGSはほとんど変化しなくなる。但しMiller効果が有効なのはメインFET(T1)のドレイン電位VDSが接地電位レベル(GND)と電源電圧(VB)の間にあって自由に変化できるときだけある。このときT1はピンチオフ領域にあるので、T1の伝達コンダクタンスをGmとするとID=Gm*VGS が成立する。この式からVGSがほぼ一定となればIDも変化せず、ほぼ一定になることが判る。
●On/Off動作によるIDの減少について
次にOn/Off動作を継続している間にドレイン電流IDが徐々に減少することを説明する。On/Off動作を開始したとき、T1のドレイン電圧VDSは基準電圧VLおよびVHで規制されるので、T1の動作点は、図10のC点〜D点間で振動する。このときのVDSの平均値はG点であり、ほぼC点〜D点間の中央になる。G点はT1のDC的動作点である。これに対して線分CDはAC動作曲線となる。図10において直線aは、電源供給装置VBが12.5Vの場合のモーターが停止しているときのT1の負荷直線であり、その勾配は電機子抵抗Raで決まる。直線b〜gは直線aに平行で、それらの横軸上への投影はドレイン電流ID(=モーター電流)がモーターに流れたときの電圧降下量を表わすことができる。
次に、挟まれが発生し、On/Off動作を開始した直後について考察する。IDはOn/Off動作に同期して変動するAC成分IDAとそれ以外のDC的成分IDDからなる。すなわちIDは、ID=IDA+IDDの関係を有する。IDDが変化するとモーターインダクタンスLにより逆起電力Eonoffが発生する。その大きさは式8から求まる。
On/Off動作時に置けるT1のドレイン〜ソース間電圧VDSの平均値をVDSonoffとするとこれは図10おけるG点に相当する。On/Off動作1周期の間はモーターの回転数が変化しないと仮定する。一方IDも変化しないから式9が成立する。
式7の両辺から式9の両辺を引くことにより、式10を得ることができる。
Eonoff=VDSon−VDSonoff …式10
ここで、VDSonは連続On時のドレイン〜ソース間電圧で約0.3Vである。VDSonoffはG点の電圧で、おおよそ6.5Vである。これによりEonoffは式10より−6.2Vのマイナスの値となる。そして、Eonoffがマイナスの値になるので、式8よりIDDが減少することがわかる。
●最小の反転荷重の実現(悪路等による誤作動防止)について
IDのDC的成分IDDがOn/Off動作を行ないながら動作点Gから動作点Hに向かって減少すると、Iref-fがIDDに追随して減少し、IDDが図10のH点に達するとCMP2がLレベルからHレベルに反転し、FET T1の動作点はH点からF点に移動して、T1は連続Onの状態になる。連続On状態になるとIDは増加し、A点を経由してB点に至り、T1は再びOn/Off動作に入る。この間Iref-sは変化しないから、CMP2のプラス入力端子電圧は変化しないので、A点が固定され、それに伴いB〜F点も変化しない。従ってOn/Off動作と連続Onの状態を繰り返す間は電流IDの電流値が一定範囲に制限される。
●モーター回転数の低下に伴うOn/Off動作期間と連続On期間の変化について
次に式7と式9を一般化した場合を考える。挟まれが発生してしばらく経過すると、モーター回転数は低下する。モーター逆起電力はモーター回転数に比例するから、そのときのモーター逆起電力を図10に示すEmotor-Bとすると、Emotor-B<Emotor-Aの関係となる。この低下した回転数すなわちEmotor-Bの大きさの逆起電力で、T1が連続Onの状態になるとIDの増加スピードは以前と違って速くなり、モーターのインダクタンスLにより、逆起電力Eonが発生する。Eon=L*dID/dtとなる。Eonは式7にはなかったもので、これを用いて式7を書きなおすと式11のようになる。
式11に対応するOn/Off動作の式は連続OnとOn/Off動作でモーター回転数が変わらないと仮定すると式9のEmotor-AをEmotor-Bに置き換えることにより、式12となる。
式11と式12から式13が得られる。
Eonの符号はプラス、Eonoffの符号はマイナスであるから、式13の意味することは連続On時の逆起電力EonとOn/Off動作時の逆起電力Eonoffは符号が反対でその絶対値の和は一定となり、それぞれのVDSの差VDSonoff−VDSonに等しいということである。VDSの差はモーター回転数には関係なく一定である。モーター回転数が低下するに連れて、Emotor-Bが小さくなるので、Eonoffの絶対値は小さくなり、Eonの絶対値は大きくなる。すなわち、モーター回転数が低下するとOn/Off動作時のIDの減少速度は低下し、連続On時のIDの増加速度は速くなることが判る。
●On/Off動作の周期について
T31がオンするとT1のゲート電荷はR32を通して放電され、T1のゲート〜ソース間電圧VGSが低下し始める。ID=Gm*VGSであるから、IDが減少し始める。IDの減少によりモーターのインダクタンスLによる逆起電力Ecが発生し、且つ電機子抵抗Raによる電圧降下もわずかではあるが縮小する。すなわち、モーターの電圧降下が降下分ΔVM(=Ec+Ra*ΔID)だけ縮小する。ここでΔIDはIDの減少分を表わす。また、逆起電力EcはEc=L*ΔID/Δtで求まる。尚、On/Off動作1周期の間にモーター回転数は変化しないと仮定している。
3.挟み込み判定回路6の説明
3−1.挟み込み判定回路6の回路構成
図8の挟み込み判定回路6は、入力端子が電流制限回路7のCMP3の出力端子に接続され、80μ秒間カウントしないとリセットする16パルスカウンタで構成できる。
3−2、挟み込み判定回路6の動作説明
パワーウインド挟み込み防止装置は、電流検出回路2で挟み込みを検知し、電流制限回路7で電流制限してモーター電流IDを一定範囲に保った後、挟み込み判定回路6で挟み込みか否かを判定する。その判定方法について説明する。挟み込みによりモーター回転数が低下してくるとT1のOn/Off動作期間が長くなり、T1の連続On期間が短くなる。この特性を利用して、挟み込みか否かを判定する。具体的な判定方法は下記の3通りがある。
●挟み込み判定値の設定方法について
挟み込み判定値の設定方法についてまとめると次のようになる。
●On/Off動作時におけるモーター回転数の変化について
モーター回転数の低下によりOn/Off動作期間が長くなり、連続On期間が短くなると説明してきたが、これには仮定があった。すなわち、On/Off動作1周期でモーター回転数がほとんど変化しないという仮定である。これはOn/Off動作時でもモーターは一定の力でガラスを押しつづけているという方法で実現させている。On/Off動作時のモーター端子間電圧はVB−VDSonoffあるので、モーター出力をPmとすると式14のようになる。
=(VB−VDSonoff−Ra*ID)*ID
=(Emotor−Eonoff)*ID …式14
式14より次のことが判る。
=1.5KΩ/(1618*0.034Ω)=27.3 …式15
すなわち、モーター電流IDに比例したシャント抵抗R1の電圧降下が27.3倍増幅された電圧が抵抗R24の両端に発生し、この電圧をR21とC1からなる積分回路で平均化した電圧が抵抗R23の両端に発生する。発生させたそれぞれの電圧をCMP2で比較するという動作になる。
●動作説明
モーター電流IDはシャント抵抗R1により電圧に変換される。CMP1はそのプラス入力端子電圧とマイナス入力端子電圧が常に等しくなるように制御するから、リファレンス抵抗R20を流れる電流IrefはIDに比例し、Iref*n=IDとなる。従って、モーター電流IDがΔIDだけ変化したときのIrefの変化量をΔIrefとすると、ΔIref*n=ΔID となる。
シャント抵抗R1に発生する電圧変化ΔVR1(=ΔID*R1)との比をとると、式16に示すように、シャント抵抗R1両端の電圧変化が27.3倍に増幅されて、抵抗R24の両端に発生することがわかる。
一方、CMP1の出力電圧とR24の非接地側電位の間にはダイオードD21の順方向電圧降下および、T22のゲート〜ソース間電圧を足し合わせた電圧差があるが、この電圧差は一定値と見なせるから、CMP1の出力変化はR24の非接地側電位の変化と等しい。従って、コンデンサC1の非接地側電位の変化分はR24の非接地側電位の変化分ΔVR24を時定数R21*C1で平均化したものとなる。コンデンサC1の非接地側電位は直流電圧の差を除けばトランジスタT21のソース端子、すなわちCMP2のプラス入力端子に反映される。一方、R24の非接地側電位はCMP2のマイナス入力端子に入力される。但し、プラス入力端子とマイナス入力端子間にはダイオードD21の順方向電圧降下分0.7Vの直流電位差が加えられている。
=27.3*34mΩ=928mV/A …式17
一方、CMP2のプラス入力端子にはΔVR24の平均値が加えられ、プラス入力端子とマイナス入力端子間には0.7Vの直流電圧差が加えられている。
ゲート端子が起動タイマー15に接続しソース端子が接地されたnMOSFET(T42)と、
T42のドレイン端子に接続された抵抗R43と、
ゲート端子が抵抗R43に接続しドレイン端子が電源VBのプラス端子に接続されたpMOSFET(T41)と、
T41のゲート端子とドレイン端子間に接続される抵抗R41と、
T41のソース端子に接続される抵抗R42と、
アノード端子が抵抗R42に接続されカソード端子がT21のゲート端子に接続されるダイオードD41とを有している。
●動作説明
ウインドアップ(Up)またはウインドダウン(Down)信号でモーターを起動したとき、モーター起動電流IDの立ち上がり(突入電流)でOn/Off動作を行なわないように突入電流マスク期間を設けている。安全装置としての観点から、モーター起動直後から挟み込み防止機能を働かせるのが好ましい。パルスセンサーを用いる方式ではパルスの分解能が悪いこととパルスが安定するまでの時間が必要のため、モーター起動直後から挟み込み防止機能を働かせることは難しい。一方、本回路に用いられている電流検出方式では応答性が速いので、立ち上がり直後からの挟み込み防止機能の稼働が可能となり、安全装置としてパルスセンサー方式より優れた機能を実現できる。図14に起動直後の挟み込み防止(Jamming protection)を実現するための回路を示す。
●起動マスク時間中にモーターが回転する場合
アップまたはダウン信号が入ると起動タイマーが動作し、電流検出回路の中のトランジスタT24がオンし、リファレンス電流Iref-1が起動タイマー動作期間だけ流れる。Iref-1の大きさは電源電圧と抵抗R29により決まる。また、一方ではスタート回路のトランジスタT42がオンし、T41がオンする。これによりコンデンサC1およびC2はR42とR22で決まる電圧近くまで充電される。このときの全リファレンス電流をn倍した値がモーター突入電流より大きくなるようにIref-1を設定する。すなわち、式18の関係式が成立するようにIref-1を設定する。
これにより、起動タイマー期間中はCMP1出力がLレベルになるので、電源電圧VB→トランジスタT41→抵抗R42→ダイオードD41→ダイオードD22→抵抗R22→CMP1出力の経路で電流が流れ、コンデンサC1およびC2の電位は式19と式20のようになる。
C2電位=(VB−2*0.7V−CMP1出力)*R22/(R42+R22)+CMP1出力 …式20
ダイオードの順方向の電圧降下を0.7Vとしている。この回路例では電源電圧VB=12.5V、CMP出力Lレベル=2V、R42=3KΩ、R22=5.1KΩとしているので、C1の電位=8.3V、C2の電位=7.7Vとなる。起動タイマーが終了するとT43、T41はオフする。このときモーター電流が低下してCMP1出力がLレベルのままであれば、C1およびC2の電荷はダイオードD22→抵抗R22→CMP1出力の経路で放電し、直ちに追随動作に入る。従って、この状態で挟み込みが発生すると直ちに挟み込みを検出してモーターを止めることが出来る。
●起動(ウインドアップ信号を入れた)後、モーターが回転しない場合
この場合は起動タイマーが終了した時点で、モーターロック電流が流れているので、CMP1出力がHレベルになり、C2電位は抵抗R22=5.1Kを通してCMP1のHレベル出力まで直ちに充電される。一方C1は長い時定数で充電されるためほとんど電位は上昇しない。そのため、CMP2のプラス入力端子電圧よりマイナス入力端子電圧が高くなり、CMP2出力はLレベルになる。T1がOn/Off動作を行なっても連続Onにはならないので、ただちに挟み込み判定がなされて反転動作が行なわれる。
ウインドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウインド挟み込み防止装置であって、
パワーウインドモーターに流れるモーター電流を検出する電流検出回路と、前記モーター電流の増加量が所定値を超えた際に前記電流検出回路から出力される電流制限制御信号に従って前記モーター電流を所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路と、前記モーター電流の増加から挟まれを判定し、前記パワーウインドモーターを反転させる挟み込み判定回路と、を備え、
前記電流検出回路が、前記パワーウインドモーターおよび前記電流制限回路に直列に接続され、前記モーター電流が流されるシャント抵抗と、当該シャント抵抗のn倍の抵抗値を有するリファレンス抵抗と、前記シャント抵抗に掛かる電圧に基づいて、前記リファレンス抵抗に流す前記モーター電流のn分の1のリファレンス電流を増減させる電流追随回路と、を含み、
前記電流追随回路が、前記リファレンス電流の増減を制御し且つ、前記モーター電流の増加に伴い低下する第1基準電圧および当該第1基準電圧よりも高い所定の電圧値を示す第2基準電圧を前記リファレンス電流を基に生成するリファレンス電流制御回路と、前記第1基準電圧が一方の入力端子に印加される第1のコンパレータと、当該第1のコンパレータの出力に従って前記第1基準電圧の平均値を示す第3基準電圧を生成しながら当該第3基準電圧を前記第1のコンパレータの他方の入力端子に印可する充放電回路と、を含み、そして、
前記パワーウインドモーター起動時のマスク期間中に前記第3基準電圧を下限電圧まで降下させ、前記マスク期間に続く復帰許容期間中に当該第3基準電圧の上昇を許容し、そして前記復帰許容期間に続くクランプ期間中に当該第3基準電圧をクランプして前記下限電圧よりも高い上限クランプ電圧まで降下させるスタート回路を更に備えていることを特徴としている。
前記スタート回路が、
前記スタート処理制御回路から出力される制御信号に従い、前記マスク期間中に前記第3基準電圧を前記下限電圧まで降下させ且つ前記復帰許容期間中に当該第3基準電圧の上昇を許容するマスキング回路と、
前記マスキング回路に接続され且つ、前記スタート処理制御回路から出力される制御信号に従い、前記クランプ期間中に前記第3基準電圧をクランプして前記下限電圧よりも高い前記上限クランプ電圧に降下させる上限クランプ回路と、
を備えていることを特徴としている。
ID: モーター電流
2a: 電流検出回路
CPOUT_B: 電流制限制御信号
7: 電流制限回路
6: 挟み込み判定回路
VB: 電源供給装置
R1: シャント抵抗
R20: リファレンス抵抗
3a: 電流追随回路
Vc2: 第1基準電圧
Vins: 第2基準電圧
Vc: 第3基準電圧
CMP1: 第1のコンパレータ
C1: コンデンサ
AS1: 第1の電流源
SSW1: 半導体スイッチ
AS2: 第2の電流源
CMP2: 第2のコンパレータ
4a: スタート回路
4c: 上限クランプ回路
15a: 起動タイマー(スタート処理制御回路)
Claims (2)
- ウインドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウインド挟み込み防止装置であって、
パワーウインドモーターに流れるモーター電流を検出する電流検出回路と、前記モーター電流の増加量が所定値を超えた際に前記電流検出回路から出力される電流制限制御信号に従って前記モーター電流を所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路と、前記モーター電流の増加から挟まれを判定し、前記パワーウインドモーターを反転させる挟み込み判定回路と、を備え、
前記電流検出回路が、前記パワーウインドモーターおよび前記電流制限回路に直列に接続され、前記モーター電流が流されるシャント抵抗と、当該シャント抵抗のn倍の抵抗値を有するリファレンス抵抗と、前記シャント抵抗に掛かる電圧に基づいて、前記リファレンス抵抗に流す前記モーター電流のn分の1のリファレンス電流を増減させる電流追随回路と、を含み、
前記電流追随回路が、前記リファレンス電流の増減を制御し且つ、前記モーター電流の増加に伴い低下する第1基準電圧および当該第1基準電圧よりも高い所定の電圧値を示す第2基準電圧を前記リファレンス電流を基に生成するリファレンス電流制御回路と、前記第1基準電圧が一方の入力端子に印加される第1のコンパレータと、当該第1のコンパレータの出力に従って前記第1基準電圧の平均値を示す第3基準電圧を生成しながら当該第3基準電圧を前記第1のコンパレータの他方の入力端子に印可する充放電回路と、を含み、そして、
前記パワーウインドモーター起動時のマスク期間中に前記第3基準電圧を下限電圧まで降下させ、前記マスク期間に続く復帰許容期間中に当該第3基準電圧の上昇を許容し、そして前記復帰許容期間に続くクランプ期間中に当該第3基準電圧をクランプして前記下限電圧よりも高い上限クランプ電圧まで降下させるスタート回路を更に備えていることを特徴とするパワーウインド挟み込み防止装置。 - 前記スタート回路を制御するスタート処理制御回路を更に備え、そして、
前記スタート回路が、
前記スタート処理制御回路から出力される制御信号に従い、前記マスク期間中に前記第3基準電圧を前記下限電圧まで降下させ且つ前記復帰許容期間中に当該第3基準電圧の上昇を許容するマスキング回路と、
前記マスキング回路に接続され且つ、前記スタート処理制御回路から出力される制御信号に従い、前記クランプ期間中に前記第3基準電圧をクランプして前記下限電圧よりも高い前記上限クランプ電圧に降下させる上限クランプ回路と、
を備えていることを特徴とする請求項1に記載したパワーウインド挟み込み防止装置。
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