WO2009091033A1

WO2009091033A1 - 電力供給装置

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Publication number: WO2009091033A1
Application number: PCT/JP2009/050554
Authority: WO
Inventors: Shunzou Ooshima
Original assignee: Yazaki Corporation
Priority date: 2008-01-16
Filing date: 2009-01-16
Publication date: 2009-07-23
Also published as: JP5265931B2; CN101911474B; CN101911474A; JP2009171728A; US20110110002A1; EP2234268A1; US8217608B2

Abstract

　モータ負荷がロック状態となった場合であっても、発熱量を低減しＦＥＴ、配線の小型化を図ることのできる電力供給装置を提供する。　ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のドレイン～ソース間電圧Ｖdsと、各種の判定電圧を比較することにより、モータＭ１にロック電流が流れているか否かを判定し、ロック電流が流れていることが検出された際に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を、ロックトルクを発生し得る通電時間ｔｂだけオンとし、その後、リトライ周期ｔａが経過するまでオフとする動作を繰り返して実行する。そして、モータ電流ＩＤがロック電流以下となった場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を通常動作に戻す制御を行う。これにより、ロック電流が継続して流れ続けることを防止できる。

Description

電力供給装置

　本発明は、モータ負荷の駆動回路に電力を供給する電力供給装置に係り、特に、モータ負荷がロックした場合に流れるロック電流による発熱を低減する技術に関する。

　モータ負荷の例として、車両に搭載されるラジエータファンモータ（以下、単に「モータ」という）を取り上げる。図１０は、従来におけるモータＭ１の駆動回路を示す回路図であり、同図に示すように、該駆動回路は、エンジンコントロールユニット（以下、「ＥＣＵ」という）１０１と、バッテリＶＢ、及びモータＭ１を備えている。そして、バッテリＶＢとモータＭ１との間にはリレーＸ１が配置され、更に、モータＭ１とグランドとの間にリレーＸ２が配置されている。なお、以下では符号「ＶＢ」は、バッテリ自体を示す場合、及びバッテリより出力される電圧を示す場合の双方で用いることとする。

　リレーＸ１の励磁コイルには、ＥＣＵ１０１の出力端子Ａが接続され、リレーＸ２の励磁コイルは、ＥＣＵ１０１の出力端子Ｂが接続されている。

　リレーＸ２は、トランスファー接点で、常閉接点ｃ～ｂが接続している場合には、モータＭ１の一端は抵抗Ｒ１０１を介してグランドに接地され、常開接点ｃ～ａが接続するとモータＭ１の一端は直接グランドに接地される。

　そして、ＥＣＵ１０１は、冷却水温が比較的低い場合で、ファンを回す必要がある場合は、端子Ａの出力信号Ｓ１を通電させてリレーＸ１をオンとし、端子Ｂの出力信号Ｓ２を遮断してリレーＸ２をオフとする。これにより、モータＭ１と抵抗Ｒ１０１との直列回路に、バッテリ電圧ＶＢが印加され、抵抗Ｒ１０１に生じる電圧降下分だけモータＭ１に印加される電圧が減少するので、モータＭ１は低速で回転する。

　他方、ＥＣＵ１０１は、冷却水温が高くなると端子Ｂの出力信号Ｓ２を通電させて、リレーＸ２をオンとする。これにより、リレーＸ２は、常開接点ｃ～ａが導通することとなり、モータＭ１には、バッテリ電圧ＶＢが印加され、モータＭ１はフル回転する。

　ここで、車両が走行中にラジエータファンに雪が噛み込んだり、或いはラジエータファンが水没する等により、ラジエータファンの回転が強制的に妨げられると、モータＭ１がロックする。すると、モータ駆動回路にロック電流が流れ、モータＭ１および駆動回路が発熱する。

　ここで、モータＭ１の内部には、通常ＰＴＣ素子（温度係数が正である抵抗素子）が電機子と直列に組み込まれている。ＰＴＣ素子はモータＭ１の温度が低いときは低抵抗値を示し、モータ駆動電流の妨げにならないが、ロック電流のような大電流が流れ続けるとジュール熱によりＰＴＣ素子温度が上昇し、モータ駆動電流を制限し、発熱を防止する。また、ラジエータファンの回転を妨げる要因が取り除かれた場合には、モータＭ１の回転は元の状態に復帰する。

　しかしながら、モータＭ１がロックしてからＰＴＣ素子がモータ電流を制限するまでの間は、モータＭ１にロック電流が流れ続けるので、この間にモータ駆動回路に使用する配線に発煙が起こらないように配線径のスペックを設定することが必要条件となる。また、図１０において、リレーＸ１をＦＥＴに置き換えることが考えられるが、その場合ロック電流によりＦＥＴが熱破壊しないように、それに見合った大容量のＦＥＴを使用することが必要条件となる。

　つまり、従来におけるモータ負荷への電力供給装置では、ロック電流が流れた場合でも回路素子が損傷しないように、ロック電流が流れ続けることを前提として、ＦＥＴの容量、及び配線径を設定する必要があり、何とかＦＥＴ及び配線の小型化を図りたいという要望が高まりつつあった。

　本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、モータ負荷がロック状態となった場合であっても、発熱量を低減しＦＥＴ、配線の小型化を図ることのできる電力供給装置を提供することにある。

　上記目的を達成するため、本発明は、電源とモータ負荷を接続する配線経路に電子スイッチを設け、該電子スイッチをオン、オフ操作することにより、前記モータ負荷への電力の供給、停止を切り換える電力供給装置において、前記モータ負荷に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段が、前記モータ負荷がロックしたときに流れるロック電流を検出した際に、前記電子スイッチを、ロックトルクを発生し得る第１の所定時間だけオンとした後、第２の所定時間だけオフとする動作を繰り返して実行し、前記ロック電流以下の電流を検出した場合には、前記電子スイッチを通常動作に戻す制御を行うスイッチ制御手段と、を備えたことを特徴とする。

　また、本発明は、前記電流検出手段は、前記電子スイッチの両端電圧（Ｖds）に基づいて、前記モータ負荷に流れる電流を検出し、前記スイッチ制御手段は、前記モータ負荷に流れる電流が通常使用状態における前記両端電圧よりも大きい第１の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３１）と、前記ロック電流が流れたときの前記両端電圧よりも大きい第２の判定電圧(Ｖ１－Ｖ３２)とを設定し、前記両端電圧（Ｖds）が、前記第１の判定電圧よりも大きく、且つ、前記第２の判定電圧よりも小さい場合に、ロック電流の発生を検出することを特徴とする。

　また、本発明は、前記電流検出手段は、前記電子スイッチの両端電圧（Ｖds）と、可変の判定電圧Ａとを比較する比較手段を有し、前記スイッチ制御手段は、前記モータ負荷に流れる電流が通常使用状態における前記両端電圧よりも若干大きく、前記第１の判定電圧よりも小さい標準判定電圧（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）を更に設定し、前記判定電圧Ａを、前記標準判定電圧としたときに、前記両端電圧が前記判定電圧Ａを超えた場合に、前記判定電圧Ａを前記第２の判定電圧に変更し、前記判定電圧Ａを、前記第２の判定電圧としたときに、前記両端電圧が前記判定電圧Ａよりも小さい状態が、前記第１の所定時間継続した場合に、前記判定電圧Ａを前記第１の判定電圧に変更し、前記判定電圧Ａを、前記第１の判定電圧としたときに、前記両端電圧が前記判定電圧Ａよりも大きい場合に、前記モータ負荷にロック電流が流れているものと判定することを特徴とする。

　また、本発明は、前記スイッチ制御手段は、前記比較手段により、前記両端電圧（Ｖds）が前記標準判定電圧を超えたと判定され、且つ、前記第１の判定値未満であると判定された場合には、前記電子スイッチを１００％未満のデューティ比でオン、オフ動作させることを特徴とする。

　また、本発明は、前記スイッチ制御手段は、前記比較手段により、前記両端電圧（Ｖds）が前記第２の判定電圧を超えたと判定された場合には、前記電子スイッチを遮断することを特徴とする。

　また、本発明は、前記電子スイッチをオンとしたときの、前記電源と前記電子スイッチを接続する電線に生じる逆起電力を検出する逆起電力検出手段を更に備え、前記スイッチ制御手段は、前記逆起電力検出手段により検出される逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、前記電子スイッチをオフとすることを特徴とする。

　また、本発明は、前記電子スイッチをオンとしたときの、前記電源と前記電子スイッチを接続する電線に生じる逆起電力を検出する逆起電力検出手段を更に備え、前記スイッチ制御手段は、前記逆起電力検出手段により検出される逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、前記電子スイッチをオフとし、その後再度電子スイッチをオンとする動作を所定回数繰り返し、前記電子スイッチをオフとした後オンとする動作を所定回数繰り返した後に、再度前記逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、前記電子スイッチをオフ状態に維持することを特徴とする。

　また、本発明は、前記電流検出手段にてロック電流を検出した際に、前記第１の所定時間だけオンとなる間に発生する発熱量は、前記第１の所定時間と前記第２の所定時間を加算した時間内にて、通常通電時に生じる発熱量を超えないように設定されることを特徴とする。

　また、本発明は、前記電流検出手段は、前記電子スイッチの両端電圧（Ｖds）に基づいて、前記モータ負荷に流れる電流を検出し、前記スイッチ制御手段は、第１の増幅率（ｍ１）、及び前記第１の増幅率よりも小さい第２の増幅率（ｍ２）を設定し、前記両端電圧（Ｖds）を前記第１の増幅率で増幅した増幅電圧が固定の判定電圧Ｂよりも大きく、且つ、前記両端電圧（Ｖds）を前記第２の増幅率で増幅した増幅電圧が前記判定電圧Ｂよりも小さい場合に、前記モータ負荷にロック電流が流れているものと判定することを特徴とする。

　また、本発明は、前記電流検出手段は、前記判定電圧Ｂと、前記電子スイッチの両端電圧（Ｖds）を増幅した増幅電圧とを比較する比較手段を有し、前記スイッチ制御手段は、前記第１の増幅率（ｍ１）よりも大きい標準増幅率（ｍｓ）を更に設定し、前記両端電圧（Ｖds）を前記標準増幅率で増幅したときに、増幅電圧が前記判定電圧Ｂを超えた場合に、前記標準増幅率を前記第２の増幅率（ｍ２）に変更し、前記第２の増幅率で前記両端電圧を増幅したときに、増幅電圧が前記判定電圧Ｂよりも小さい状態が、前記第１の所定時間継続した場合に、前記第２の増幅率を前記第１の増幅率（ｍ１）に変更し、前記第１の増幅率で、前記両端電圧を増幅したときに、増幅電圧が前記判定電圧Ｂよりも大きい場合に、前記モータ負荷にロック電流が流れているものと判定することを特徴とする。

　また、本発明は、前記スイッチ制御手段は、前記両端電圧（Ｖds）を前記標準増幅率（ｍｓ）で増幅したときの増幅電圧が前記判定電圧Ｂを超え、且つ、前記両端電圧（Ｖds）を前記第１の増幅率（ｍ１）で増幅したときの増幅電圧が前記判定電圧Ｂ以下である場合には、前記電子スイッチを１００％未満のデューティ比でオン、オフ動作させることを特徴とする。

　また、本発明は、前記スイッチ制御手段は、前記両端電圧（Ｖds）を前記第２の増幅率で増幅したときの増幅電圧が、前記判定電圧Ｂを超えた場合には、前記電子スイッチを遮断することを特徴とする。

　また、本発明は、前記電子スイッチをオンとしたときの、前記電源と前記電子スイッチを接続する電線に生じる逆起電力を検出する逆起電力検出手段を更に備え、前記スイッチ制御手段は、前記逆起電力検出手段により検出される逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、前記電子スイッチをオフとし、その後再度電子スイッチをオンとする動作を所定回数繰り返し、前記電子スイッチをオフとした後オンとする動作を所定回数繰り返した後に、再度前記逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、前記電子スイッチをオフとすることを特徴とする。

　本発明に係る電力供給装置では、モータがロック状態となった場合であっても、電子スイッチ、及び配線等の回路構成要素の発熱量を低減し、ひいては、通常動作時の発熱量とほぼ等しくすることができるので、電子スイッチ及び配線等の回路構成要素を、通常電流を想定して設計することができ、回路構成を簡素化することができる。これに伴って、回路の小型軽量化、省スペース化、及びコストダウンを図ることができる。

本発明の第１実施形態に係る電力供給装置の回路図である。本発明の第１実施形態に係る電力供給装置のドライバ回路で実行される処理手順を示すフローチャートである。本発明の第１実施形態の変形例に係る電力供給装置のドライバ回路で実行される処理手順を示すフローチャートである。本発明の第１実施形態に係る電力供給装置の、負荷トルクの変化、及びモータ電流の変化の一例を示す特性図である。本発明の第１実施形態に係る電力供給装置の、負荷トルクの変化、及びモータ電流の変化の他の例を示す特性図である。本発明の第２実施形態に係る電力供給装置の回路図である。本発明の第２実施形態に係る電力供給装置にて配線ショートが発生したときの電圧の変化を示す特性図である。本発明の第３実施形態に係る電力供給装置の回路図である。本発明の第３実施形態に係る電力供給装置の、負荷トルクの変化、及びモータ電流の変化を示す特性図である。従来における電力供給装置の回路図である。

符号の説明

　１１　ドライバ回路
　１２　チャージポンプ
　１３　エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）
　２１　逆起電力検出回路
　Ｔ１　ＭＯＳＦＥＴ（電子スイッチ）
　Ｍ１　モータ

　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る電力供給装置を含むモータ負荷の駆動回路の構成を示す回路図である。同図に示すように、バッテリ（電源）ＶＢのプラス端子は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１；電子スイッチ）のドレインに接続され、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のソースは、ラジエータファンモータＭ１（以下、単に「モータＭ１」と略す）の一端に接続され、その他端はグランドに接地されている。

　ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のゲートは、抵抗Ｒ６を介して、ドライバ回路（スイッチ制御手段）１１の出力端子Ｇに接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のドレインである点Ｐ１は、抵抗Ｒ１とＲ２の直列回路を介してグランドに接地され、各抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点Ｐ３は、比較器ＣＭＰ１の反転端子に接続されている。更に、点Ｐ３は、抵抗Ｒ３、トランジスタ（Ｔ３）（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）を介してグランドに接地され、且つ、抵抗Ｒ４、トランジスタ（Ｔ４）（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）を介してグランドに接地されている。ここで、比較器ＣＭＰ１、抵抗Ｒ１～Ｒ４及びトランジスタＴ３、Ｔ４からなる回路が、電流検出手段である。

　ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のソースである点Ｐ２は、比較器ＣＭＰ１の正転端子に接続され、該比較器ＣＭＰ１の出力端子は、ドライバ回路１１に接続されている。

　また、トランジスタ（Ｔ３）のゲートは、ドライバ回路１１の出力端子Ｄに接続され、トランジスタ（Ｔ４）のゲートは、ドライバ回路１１の出力端子Ｃに接続されている。該ドライバ回路１１は、チャージポンプ１２より電力が供給され、且つ、エンジンコントロールユニット１３（以下、「ＥＣＵ１３」という）の出力端子Ａ、Ｂと接続されている。出力端子Ａは、ラジエータの冷却水温度が比較的に低いときに「Ｌ」レベルとなる信号Ｓ１が出力され、出力端子Ｂは、ラジエータの冷却水温度が比較的に高いときに「Ｌ」レベルとなる信号Ｓ２が出力される。

　また、図１に示す点Ｐ１と、バッテリＶＢのプラス端子である点Ｐ０とを接続する配線の抵抗をＲｗ１、インダクタンスをＬ１とし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のソースである点Ｐ２とモータＭ１の一端である点Ｐ６とを接続する配線の抵抗をＲｗ２、インダクタンスをＬ２とする。更に、モータＭ１の電機子抵抗をＲｍ、電機子巻き線インダクタンスをＬｍとする。

　以下、図１に示した電力供給回路の動作について説明する。ＥＣＵ１３は、２つの出力端子Ａ，Ｂを備えており、冷却水温が第１の閾値より高い場合に、冷却水温が低いことを示す信号Ｓ１を「Ｌ」レベルとし、冷却水温が第１の閾値よりも高く設定されている第２の閾値よりも高い場合に、冷却水温が高いことを示す信号Ｓ２を「Ｌ」レベルとする。これらの信号Ｓ１，Ｓ２は、ドライバ回路１１に入力される。

　そして、信号Ｓ１（水温低）、及び信号Ｓ２（水温高）が共に「Ｈ」レベルの場合には、ドライバ回路１１の出力端子Ｇより出力される信号Ｓ５が「Ｌ」となり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のゲートは抵抗Ｒ６を介してグランドに接地される。これにより、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオフし、モータＭ１は停止状態となる。

　また、信号Ｓ１が「Ｌ」レベルになると、ドライバ回路１１はチャージポンプ１２により昇圧された電圧（電源電圧Ｖ１＋１０～１５Ｖ）を一定期間だけ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のゲートに印加し、その後、一定期間だけＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のゲートを接地する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）は、一定比率でオン、オフを繰り返すデューティ制御が行われ、モータＭ１は間歇的に給電され、低速で回転することとなる。図１に示す回路では、説明を容易にするために、デューティ制御は水温に依存せず、一定のオン、オフ比率とする。これに伴って、モータＭ１は、信号Ｓ１が「Ｌ」レベル、信号Ｓ２が「Ｈ」レベルのときには一定の回転数で低速回転する。

　また、信号Ｓ１、Ｓ２が共に「Ｌ」レベルになると、ドライバ回路１１は、チャージポンプ１２で昇圧した電圧を連続してＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のゲートに印加し、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）が連続してオンとなる。その結果、モータＭ１の２つの端子間には、バッテリＶＢの出力電圧が連続して印加され、モータＭ１はフル回転する。

　ここで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）に、モータ電流ＩＤが流れると、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のオン抵抗Ｒonにより、電圧降下が発生する。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のドレイン電圧（点Ｐ１の電圧）をＶ１、ソース電圧（点Ｐ２の電圧）をＶ２とし、オン抵抗Ｒonによる電圧降下をＶdsとすると、次の（１）式が成立する。

　Ｖds＝Ｖ１－Ｖ２＝Ｒon＊ＩＤ　　　…（１）
　他方、抵抗Ｒ１～Ｒ４からなる回路の、点Ｐ３の電圧Ｖ３は、トランジスタ（Ｔ３），（Ｔ４）のオン、オフの状態に応じて変化することとなる。即ち、点Ｐ３の電圧Ｖ３は、可変の「判定電圧Ａ」である。いま、トランジスタ（Ｔ３），（Ｔ４）が共にオフとされているときの、点Ｐ３の電圧をＶ３Ｓとすると、抵抗Ｒ１に発生する電圧（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）は、次の（２）式で示される。

　Ｖ１－Ｖ３Ｓ＝Ｖ１＊Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）　…（２）
　従って、電圧Ｖ３Ｓが比較器ＣＭＰ１の反転端子に入力され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のソース電圧Ｖ２が、比較器ＣＭＰ１の正転端子に入力される。比較器ＣＭＰ１は、電圧Ｖdsと、電圧（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）を比較することになり、（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）が標準判定電圧となる。モータＭ１が正常に回転しているとき、Ｖds＜（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）となるように標準判定電圧（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）が設定される。

　比較器ＣＭＰ１の出力信号は、ドライバ回路１１に入力され、比較器ＣＭＰ１出力信号が「Ｈ」レベルである場合、即ち、電圧Ｖdsが抵抗Ｒ１に生じるの電圧よりも低い場合（Ｖds＜（Ｖ１－Ｖ３Ｓ））には、ドライバ回路１１は、デューティ制御（低速回転）、または連続オン（高速回転）の電圧を、信号Ｓ５としてＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のゲートに印加することができる。

　ここで、モータＭ１の回転が強制的に抑制されて、該モータＭ１がロックした場合や、短絡事故等の理由により、モータ電流ＩＤが増加した場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のドレイン～ソース間の電圧Ｖdsが上昇することとなる。そして、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）になると、比較器ＣＭＰ１の出力信号は「Ｌ」レベルとなり、信号Ｓ５は「Ｌ」レベルとなって、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオフとなる。

　以下、モータＭ１に流れるモータ電流ＩＤが増大したときの、ドライバ回路１１の動作を、図２に示すフローチャート、及び図４に示す特性図を参照して説明する。

　図２のステップＳ１において、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）、即ち、ＩＤ＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）／Ｒonとなったか否かを判定する。この処理において、ドライバ回路１１は、電圧Ｖdsが、標準判定電圧として設定した（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）を超えたか否かを判定する。そして、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）と判定した場合、即ち、図４（ｂ）に示すモータ電流ＩＤが、標準判定値（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）／Ｒon（以下、これを「ｑ０」とする）を超えたと判定した場合には、ステップＳ２に処理を移行する。

　ステップＳ２において、ドライバ回路１１は、出力端子Ｃより出力する信号Ｓ３、及び出力端子Ｄより出力する信号Ｓ４を共に「Ｈ」レベルとし、トランジスタ（Ｔ３），（Ｔ４）をオンとする。すると、３個の抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の並列接続回路が形成され、点Ｐ３の電圧が、電圧Ｖ１を抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の並列接続抵抗と抵抗Ｒ１で分圧した電圧Ｖ３２となるので、抵抗Ｒ１に生じる電圧は、標準判定電圧（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）よりも大きい第２の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３２）となる。

　ここで、第２の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３２）は、以下の（３）式で示される。

　Ｖ１－Ｖ３２＝Ｖ１＊Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２＊Ｒ３＊Ｒ４／（Ｒ３＊Ｒ４＋Ｒ２＊Ｒ４
　　　　　　　　＋Ｒ２＊Ｒ３））　　　…（３）
　上記の（３）式における抵抗Ｒ３，Ｒ４は、ロック電流をＩＤＬとした場合に、（Ｖ１－Ｖ３２）／Ｒon＞ＩＤＬとなるように設定される。この処理が終了した場合には、ステップＳ３に処理を移行する。

　ステップＳ３において、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３２）、即ち、ＩＤ＞（Ｖ１－Ｖ３２）／Ｒonであるか否かを判定する。この処理において、ドライバ回路１１は、電圧Ｖdsが第２の判定電圧として設定した（Ｖ１－Ｖ３２）を超えたか否かを判定する。そして、Ｖds＜（Ｖ１－Ｖ３２）でないと判定された場合には（ステップＳ３でＮＯ）、ステップＳ１１にて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）、トランジスタ（Ｔ３），（Ｔ４）を遮断して回路を保護する。即ち、電圧Ｖdsが第２の判定電圧を超えた場合には、短絡電流等の異常な電流が流れているものと判断して、回路全体を遮断する。

　他方、Ｖds＜（Ｖ１－Ｖ３２）であると判定された場合には（ステップＳ３でＹＥＳ）、モータＭ１のロックに起因して生じるロック電流ＩＤＬが発生しているものと判断し、ステップＳ４に処理を移行する。

　ステップＳ４において、ドライバ回路１１は、予め設定された通電時間ｔｂ（例えば、４２［ｍsec］）が経過したか否かを判断する。そして、通電時間ｔｂが経過した場合には（ステップＳ４でＹＥＳ）、ステップＳ５に処理を移行する。

　ステップＳ５において、ドライバ回路１１は、出力端子Ｃより出力する信号Ｓ３を「Ｌ」レベルとし、トランジスタ（Ｔ４）をオフとする。すると、２個の抵抗Ｒ２，Ｒ３の並列接続回路が形成され、点Ｐ３の電圧Ｖ３が、電圧Ｖ１を抵抗Ｒ２，Ｒ３の並列接続抵抗と抵抗Ｒ１で分圧した電圧Ｖ３１となるので、抵抗Ｒ１に生じる電圧は、前述した標準判定電圧（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）と第２の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３２）の中間の、第１の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３１）となる。

　ここで、第１の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３１）は、以下の（４）式で示される。

　Ｖ１－Ｖ３１＝Ｖ１＊Ｒ１／（Ｒ１＋（Ｒ２＊Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３））　…（４）
　（４）式における抵抗Ｒ３は、（Ｖ１－Ｖ３１）／Ｒon＜ＩＤＬとなるように設定される。一例として、各抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４の値を、Ｒ３＝２＊Ｒ４＝Ｒ２なる関係を有するように設定することができる。この処理が終了した場合には、ステップＳ６に処理を移行する。

　ステップＳ６において、電圧Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３１）、即ち、ＩＤ＞（Ｖ１－Ｖ３１）／Ｒonであるか否かを判定する。この処理において、ドライバ回路１１は、電圧Ｖdsが第１の判定電圧として設定した（Ｖ１－Ｖ３１）を超えたか否かを判定する。そして、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３１）であると判定された場合には（ステップＳ６でＹＥＳ）、ロック電流ＩＤＬが継続して流れているものと判断し、ステップＳ７に処理を移行する。また、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３１）でないと判定された場合には（ステップＳ６でＮＯ）、ロック電流ＩＤＬは流れていないものと判断し、ステップＳ１０に処理を移行する。

　ステップＳ７において、ドライバ回路１１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）及びトランジスタ（Ｔ３）をオフとする。このため、モータＭ１に流れる電流ＩＤは遮断される。この処理が終了した場合には、ステップＳ８に処理を移行する。

　ステップＳ８において、ドライバ回路１１は、予め設定したリトライ周期ｔａから上記の通電時間ｔｂを減算した時間（ｔａ－ｔｂ）が経過したか否かを判定する。ここで、リトライ周期ｔａは、例えば２［sec］である。即ち、図４（ｂ）に示すように、ロック電流ＩＤＬが検出された場合には、所定の通電時間ｔｂだけＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオン状態に保持した後、時間（ｔａ－ｔｂ）だけＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオフ状態とする。そして、時間（ｔａ－ｔｂ）が経過した場合には、ステップＳ９に処理を移行する。

　ステップＳ９において、ドライバ回路１１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオンとする。これにより、モータＭ１には、再度電流ＩＤが流れることとなる。この処理が終了した場合には、ステップＳ１０に処理を移行する。

　ステップＳ１０において、前述したステップＳ１と同様の処理を行う。即ち、ドライバ回路１１は、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）、ＩＤ＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）／Ｒonとなったか否かを判定し、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）と判定した場合、即ち、図４（ｂ）に示すモータ電流ＩＤが、標準判定値（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）／Ｒonを超えたと判定した場合には、ステップＳ２に処理を戻す。つまり、通電時間ｔｂだけＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオンとなり、その後オフとなるリトライ周期ｔａが経過しても、なおロック電流ＩＤＬが流れる場合には、再度、リトライ周期ｔａを繰り返すこととなる。

　そして、上記のリトライ周期ｔａを、１回または複数回実行して、電圧Ｖdsが標準判定電圧を下回った場合、即ち、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）、ＩＤ＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）／Ｒonの判定でＮＯとなった場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を通常のオン状態に復帰させる。

　以下、上記の動作を、図４に示す特性図を参照してより詳しく説明する。図４（ａ）は、負荷トルクの変化を示す特性図であり、図４（ｂ）は、モータ電流ＩＤの変化を示す特性図である。

　図４において、時刻ｔ１にてモータＭ１がロック状態になると、図４（ａ）に示すように、負荷トルクが急激に上昇する。これと同時に、図４（ｂ）に示すように、モータ電流ＩＤが急激に上昇し、（Ｖ１－Ｖ３１）／Ｒon（以下、これを「第１の判定値ｑ１」とする）と、（Ｖ１－Ｖ３２）／Ｒon（以下、これを「第２の判定値ｑ２」とする）の間となる電流値まで上昇する。換言すれば、第１の判定値ｑ１は、ロック電流ＩＤＬよりも小さい値に設定され、第２の判定値ｑ２は、ロック電流ＩＤＬよりも大きい値に設定されている。

　すると、図２のステップＳ３でＹＥＳとなり、通電時間ｔｂだけＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のオン状態が継続され、この通電時間ｔｂが経過すると、ステップＳ７の処理でＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）、及びトランジスタ（Ｔ３）がオフとなるので、モータ電流ＩＤは遮断される。つまり、図４（ｂ）に示すように、通電時間ｔｂが経過してからリトライ周期ｔａが経過するまでの間は、モータ電流ＩＤは流れない。

　更に、リトライ周期ｔａが経過すると、再度通電時間ｔｂだけモータ電流が流れ、その後、リトライ期間ｔａが経過するまでモータ電流ＩＤが遮断される動作が繰り返される。つまり、モータのロック状態が継続されている間、即ち、（Ｖ１－Ｖ３２）＞Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３１）となっている状態が継続されている間は、上記のリトライ動作が繰り返されることとなる。

　ここで、通電時間ｔｂは、所定のロックトルクを得るに必要な最短の時間（例えば、４２［ｍsec］に設定し、リトライ周期ｔａは、通常回転時のモータ電流をＩ１とした場合に、下記の（５）式に示す条件を満足するように設定する。

　（ＩＤＬ）^２＊ｔｂ／ｔａ≦（Ｉ１）^２　　…（５）
　（５）式の左辺は、ロック電流ＩＤＬがリトライ周期ｔａで、通電時間ｔｂだけ流れたときの、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）、または配線に発生する平均電力損失に比例し、（５）式の右辺は、通常回転時の電流Ｉ１によるＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）、または配線に発生する電力損失に比例する。

　上記の（５）式を満足するように、通電時間ｔｂ、及びリトライ周期ｔａを設定すると、ロック時のＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）の消費電力、及び配線の消費電力は、通常回転時の消費電力と同等、或いはそれ以下になる。通電時間ｔｂに対して、リトライ周期ｔａを相対的に長くすれば、ロック時の消費電力はいくらでも減らすことができる。そして、（５）式を満足するように、通常回転時のモータ電流ＩＤに基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）の大きさ、及びＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）とモータＭ１間の配線径を設定すれば、モータロックが発生してロック電流が流れた場合でも、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）、及び配線には熱的な問題が生じないことになる。

　従って、従来のようにロック電流の連続通電を前提にしてＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）や配線径を設定していたときに比べて、発生する電力損失を低減することができる。一例として、通常回転時の電流Ｉ１に対して、ロック電流ＩＤＬが３倍であると、ロック電流が流れているときの電力損失は、通常回転時の９倍（３の２乗）になる。本実施形態の方式を採用すれば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のオン抵抗を９倍にし、配線断面積を１／９にしても良いことになる。

　このようにして、第１実施形態に係る電力供給装置によれば、モータＭ１がロックしたときに流れるロック電流ＩＤＬに対し、該ロック電流ＩＤＬよりも大きい電流を、第２の判定値ｑ２として設定し、ロック電流ＩＤＬよりも小さい電流を第１の判定値ｑ１として設定し、電流検出手段（比較器ＣＭＰ１、抵抗Ｒ１～Ｒ４からなる回路）で検出される電流が、第１の判定値ｑ１と第２の判定値ｑ２との間の値であった場合には、モータＭ１がロック状態となったものと判定して、通電時間ｔｂだけロック電流を流した後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオフとして電流を遮断し、リトライ周期ｔａの経過後に、再度ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオンとする動作（リトライ動作）を繰り返すように制御する。

　このため、モータＭ１がロック状態となった場合には、必要とするロックトルクが発生した後に、連続的にロック電流が流れ続けことを防止することができるので、不要なロック電流によるジュール熱の発生を抑制でき、負荷駆動回路の構成要素であるＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）、及び配線を簡素化でき、省スペース化、軽量化、低コスト化を図ることができる。

　また、モータＭ１のロック状態が回避された場合には、モータＭ１の回転が継続されるので、ユーザはモータＭ１を再起動させる操作を行う必要がない。更に、第２の判定値ｑ２を超える程度の大電流が流れた場合には、上記のリトライ動作を実行せずに、即時に回路を遮断するので、デッドショート発生時等において、回路を確実に保護することができる。

　なお、上記した第１実施形態では、ロック電流ＩＤＬが回避されるまでの間、リトライ周期ｔａを繰り返して実行する処理としたが、所定回数（例えば１０回）を決めておき、リトライ周期ｔａを所定回数繰り返してもなおロック電流ＩＤＬが流れ続けている場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を遮断する構成（自動復帰しない構成）とすることも可能である。

　次に、上述した第１実施形態の変形例について説明する。図３は、変形例に係る電力供給処理の処理手順を示すフローチャートである。図３に示すステップＳ２１～Ｓ３１は、図２に示すステップＳ１～Ｓ１１と同一である。図３では、ステップＳ３２～Ｓ３４が加えられている点で前述した第１実施形態と相違する。

　図３のステップＳ２１において、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）、即ち、ＩＤ＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）／Ｒonとなったか否かを判定する。この処理において、ドライバ回路１１は、電圧Ｖdsが、標準判定電圧として設定した（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）を超えたか否かを判定する。そして、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）と判定した場合には、ステップＳ２２に処理を移行する。

　ステップＳ２２において、ドライバ回路１１は、出力端子Ｃより出力する信号Ｓ３、及び出力端子Ｄより出力する信号Ｓ４を共に「Ｈ」レベルとし、トランジスタ（Ｔ３），（Ｔ４）をオンとする。すると、３個の抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の並列接続回路が形成され、点Ｐ３の電圧が、電圧Ｖ１を抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の並列接続抵抗と抵抗Ｒ１で分圧した電圧Ｖ３２となるので、抵抗Ｒ１に生じる電圧は、標準判定電圧（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）よりも大きい第２の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３２）となる。この処理が終了した場合には、ステップＳ２３に処理を移行する。

　ステップＳ２３において、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３２）、即ち、ＩＤ＞（Ｖ１－Ｖ３２）／Ｒonであるか否かを判定する。この処理において、ドライバ回路１１は、電圧Ｖdsが第２の判定電圧として設定した（Ｖ１－Ｖ３２）を超えたか否かを判定する。そして、Ｖds＜（Ｖ１－Ｖ３２）でないと判定された場合には（ステップＳ２３でＮＯ）、ステップＳ３１にて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）、トランジスタ（Ｔ３），（Ｔ４）を遮断する。

　他方、Ｖds＜（Ｖ１－Ｖ３２）であると判定された場合には（ステップＳ２３でＹＥＳ）、モータＭ１のロックに起因して生じるロック電流ＩＤＬが発生しているものと判断し、ステップＳ２４に処理を移行する。

　ステップＳ２４において、ドライバ回路１１は、予め設定された通電時間ｔｂ（例えば、４２［ｍsec］）が経過したか否かを判断する。そして、通電時間ｔｂが経過した場合には（ステップＳ２４でＹＥＳ）、ステップＳ２５に処理を移行する。

　ステップＳ２５において、ドライバ回路１１は、出力端子Ｃより出力する信号Ｓ３を「Ｌ」レベルとし、トランジスタ（Ｔ４）をオフとする。すると、２個の抵抗Ｒ２，Ｒ３の並列接続回路が形成され、点Ｐ３の電圧Ｖ３が、電圧Ｖ１を抵抗Ｒ２，Ｒ３の並列接続抵抗と抵抗Ｒ１で分圧した電圧Ｖ３１となるので、抵抗Ｒ１に生じる電圧は、前述した標準判定電圧（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）と第２の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３２）の中間の、第１の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３１）となる。この処理が終了した場合には、ステップＳ２６に処理を移行する。

　ステップＳ２６において、電圧Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３１）、即ち、ＩＤ＞（Ｖ１－Ｖ３１）／Ｒonであるか否かを判定する。この処理において、ドライバ回路１１は、電圧Ｖdsが第１の判定電圧として設定した（Ｖ１－Ｖ３１）を超えたか否かを判定する。そして、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３１）であると判定された場合には（ステップＳ２６でＹＥＳ）、ロック電流ＩＤＬが継続して流れているものと判断し、ステップＳ２７に処理を移行する。また、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３１）でないと判定された場合には（ステップＳ２６でＮＯ）、ロック電流ＩＤＬは流れていないものと判断し、ステップＳ３２に処理を移行する。

　ステップＳ２７において、ドライバ回路１１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）及びトランジスタ（Ｔ３）をオフとする。このため、モータＭ１に流れるモータ電流ＩＤは遮断される。この処理が終了した場合には、ステップＳ２８に処理を移行する。

　ステップＳ２８において、ドライバ回路１１は、予め設定したリトライ周期ｔａから上記の通電時間ｔｂを減算した時間（ｔａ－ｔｂ）が経過したか否かを判定する。そして、時間（ｔａ－ｔｂ）が経過した場合には、ステップＳ２９に処理を移行する。

　ステップＳ２９において、ドライバ回路１１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオンとする。これにより、モータＭ１には、再度電流ＩＤが流れることとなる。この処理が終了した場合には、ステップＳ３０に処理を移行する。

　ステップＳ３０において、前述したステップＳ２１と同様の処理を行う。即ち、ドライバ回路１１は、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）、ＩＤ＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）／Ｒonとなったか否かを判定し、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）と判定した場合には、ステップＳ２２に処理を戻す。そして、上記のリトライ周期ｔａを、１回または複数回実行して、電圧Ｖdsが標準判定電圧を下回った場合、即ち、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）、ＩＤ＞（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）／Ｒonの判定でＮＯとなった場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を通常のオン状態に復帰させる。

　他方、ステップＳ２６の処理で、Ｖds＞（Ｖ１－Ｖ３１）でないと判定された場合には（ステップＳ２６でＮＯ）、ステップＳ３２の処理において、ドライバ回路１１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）及びトランジスタ（Ｔ３）をオフとする。この処理が終了した場合には、ステップＳ３３に処理を移行する。

　ステップＳ３３において、ドライバ回路１１は、予め設定した時間ｔｃが経過したか否かを判定する。ここで、時間ｔｃを、ｔｂ／（ｔｂ＋ｔｃ）＝０．２５となるように設定すれば、モータはデューティ比２５％で駆動されることになる。この状況を図５に示す。この処理が終了した場合には、ステップＳ３４に処理を移行する。

　ステップＳ３４において、ドライバ回路１１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオンとする。この処理が終了した場合には、ステップＳ３０に処理を移行する。

　図３または図４において、第１の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３１）＞Ｖdsのときは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を流れる電流が遮断されることなく、連続して流れ続ける。このような状況は、モータ回転に要するトルクが増加したとき、即ち、高負荷時に発生する。従って、このままでは、第１の判定電圧に対応する電流ｑ１までは連続通電するという条件で半導体素子の容量及び配線径を設定しなければならない。標準判定電圧（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）×２＝第１の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３１）の関係があるときは、標準判定電圧に対応する電流ｑ０までを連続通電する場合に比べて４倍の半導体素子の容量及び配線断面積が必要になる。

　これに対して、標準判定電圧＜Ｖds＜第１の判定電圧となる電圧Ｖdsに対応する負荷電流が流れるときは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をデューティ比２５％でオン、オフ駆動すれば、半導体素子及び配線の電力損失は（Ｖds≦標準判定電圧）に対応する電流が連続通電したときの電力損失と同等以下になる。即ち、標準判定電圧＜Ｖds＜第１の判定電圧の範囲の電流に対しては、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をデューティ制御させることによって、電力損失を低減することが可能となる。デューティ比５０％でも標準判定電圧に対応する電流を連続通電する場合に比べて電力損失の大きさは２倍にとどまる。このようなデューティ制御を行っても機能に支障をもたらさないようなモータ負荷の場合には、デューティ制御を行うことにより、半導体素子及び配線径の容量を低減することができる。

　次に、本発明の第２実施形態について説明する。図６は、第２実施形態に係る電力供給装置の構成を示す回路図である。第２実施形態に係る電力供給装置では、図１に示した回路と対比して、逆起電力検出回路２１を設けている点で相違する。以下、該逆起電力検出回路２１について詳細に説明する。

　図６に示す逆起電力検出回路２１は、抵抗Ｒ７，Ｒ８の直列回路を有しており、該直列回路は、点Ｐ１（電圧Ｖ１）とグランドとの間に設けられる。そして、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８の接続点Ｐ４（電圧Ｖ４）は、比較器ＣＭＰ２の正転端子に接続され、且つ、コンデンサＣ１を介してグランドに接地されている。また、比較器ＣＭＰ２の反転端子は、点Ｐ１に接続され、出力端子は、ドライバ回路１１に接続されている。

　以下、上述した逆起電力検出回路２１の動作について説明する。前述した第１実施形態の図１に示した回路において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のソースと、モータＭ１とを接続する配線の途中で短絡接地する事故（デッドショート）が発生した場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を流れる電流ＩＤが（Ｖ１－Ｖ３２）／Ｒon（第２判定値ｑ２）よりも大きい場合には、過電流が発生したものと判定して、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を遮断し（図２のステップＳ３，Ｓ１１の処理による）、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を遮断状態にラッチすることができる。

　しかし、モータ電流ＩＤが（Ｖ１－Ｖ３２）／Ｒon（第２判定値ｑ２）より小さく、且つ、（Ｖ１－Ｖ３１）／Ｒon（第１判定値ｑ１）よりも大きい場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を遮断しても、リトライ周期ｔａでリトライ動作が実行されることになる。即ち、異常な過電流が流れているにも関わらず、これをロック電流であると判断してリトライ動作を繰り返すことになる。ここで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）、及び接続用の配線はリトライ動作により破壊されることはないが、ロック状態でないにも関わらずリトライ動作を継続することは無駄なことであり、即時に回路を遮断することが望ましい。

　図６に示す回路では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のソース（点Ｐ２）と、モータＭ１の正転端子（点Ｐ６）間の配線が、点Ｐ７で短絡接地されたケースを示す。そのときの短絡接地抵抗をＲｗ３とし、Ｐ２～Ｐ７間、及びＰ７～Ｐ６間の、配線抵抗、インダクタンスをそれぞれＲｗ２１、Ｌ２１、及びＲｗ２２、Ｌ２２とする。すると、図１に示したＲｗ２及びＬ２は、Ｒｗ２＝Ｒｗ２１＋Ｒｗ２２、Ｌ２＝Ｌ２１＋Ｌ２２となる。

　図１に示す状態において、即ち、点Ｐ７における短絡接地が発生していない状態でＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオンとした場合に、時刻ｔにおけるＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）の電流をＩＤ１（ｔ）とすると、この電流ＩＤ１（ｔ）は、以下の（６）式で示される。

　ＩＤ１（ｔ）＝ＶＢ／（Ｒｗ１＋Ｒｗ２＋Ｒｍ）
　　　　　　　　＊（１－Ｅｘｐ（－（Ｒｗ１＋Ｒｗ２＋Ｒｍ）
　　　　　　　　／（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌｍ）＊ｔ））　　　　…（６）
　ｔ＝０におけるＩＤ１（ｔ）、即ち、ＩＤ１（０）は０（ゼロ）であるので、ｔ＝０におけるＲｗ１、Ｒｗ２、Ｒｍによる電圧降下はゼロとなり、時刻ｔ＝０における点Ｐ１の電圧をＶ１１（０）とすると、該電圧Ｖ１１（０）は、以下の（７）式で示される。

　Ｖ１１（０）＝ＶＢ－Ｌ１＊（ｄ（ＩＤ（ｔ））／ｄｔ｜_ｔ＝０）
　　　　　　　＝ＶＢ－Ｌ１＊ＶＢ／（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌｍ）
　　　　　　　＝ＶＢ＊（Ｌ２＋Ｌｍ）／（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌｍ）　…（７）
　ここで、配線１ｍ当たりのインダクタンスは、大凡１［μＨ］程度であるので、インダクタンスＬ１、Ｌ２はせいぜい数［μＨ］程度である。一方、モータＭ１のインダクタンスＬｍは、モータＭ１の電機子巻線のインダクタンスからなり、通常のＤＣモータでは数百［μＨ］となる。従って、（７）式より、電圧Ｖ１１（０）はバッテリ電圧ＶＢよりも数％低下した電圧となることが判る。即ち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオンとなってモータ電流ＩＤが流れ始めるときの電圧Ｖ１は、バッテリ電圧ＶＢよりも僅かにしか低下しない。

　一方、図６に示すように、点Ｐ７で短絡接地している状態でＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオンとしたときの時刻ｔにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）の電流をＩＤ２（ｔ）とすると、電流ＩＤ２（ｔ）は、以下の（８）式で示される。

　ＩＤ２（ｔ）＝ＶＢ／（Ｒｗ１＋Ｒｗ２１＋Ｒｗ３）
　　　　　　　＊（１－Ｅｘｐ（－（Ｒｗ１＋Ｒｗ２１＋Ｒｗ３）
　　　　　　　／（Ｌ１＋Ｌ２１）＊ｔ））　　　　　…（８）
　ＩＤ２（０）＝０であるので、時刻ｔ＝０における点Ｐ１の電圧をＶ１２（０）とすると、電圧Ｖ１２（０）は、次の（９）式で示される。

　Ｖ１２（０）＝ＶＢ－Ｌ１＊（ｄ（ＩＤ２（ｔ））／ｄｔ｜_ｔ＝０）
　　　　　　　＝ＶＢ－Ｌ１＊ＶＢ／（Ｌ１＋Ｌ２１）
　　　　　　　＝ＶＢ＊（Ｌ２１）／（Ｌ１＋Ｌ２１）　　　　…（９）
　電圧Ｖ１２（０）は、インダクタンスＬ１とＬ２１で、バッテリ電圧ＶＢを分圧した電圧となる。電源側配線長と短絡線長（点Ｐ２～点Ｐ７）が等しければ、電圧Ｖ１２（０）はバッテリ電圧ＶＢの５０％の電圧になる。短絡線長が短くなれば、電圧Ｖ１２（０）は、更に低下する。

　従って、モータ巻線による大きなインダクタンスＬｍを経由して流れるモータ電流ＩＤと、モータ巻線インダクタンスＬｍを通らない短絡ショート電流では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオンとなったときの、点Ｐ１の電圧Ｖ１の落ち込み量に大きな差が発生することとなる。

　これを、図７の特性図に示す。図７では、ｔ＝０でＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオンとしたとき、モータ電流ＩＤのみが流れたとき（配線ショートが無いとき）のＶ１波形（ｑ１１）と、点Ｐ７で配線ショートしているときのＶ１波形（ｑ１２）をそれぞれ示している。配線ショートが無い場合には、曲線ｑ１１に示すように、ｔ＝０直後の電圧Ｖ１の落ち込みはほとんど無いが、配線ショートがある場合には、曲線ｑ１２に示すように、電圧Ｖ１は大きく落ち込んでいる。この差を用いることにより、モータ電流ＩＤと短絡ショート電流を区別することが可能となる。

　図６に示す逆起電力検出回路２１では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオンとなったときの電圧Ｖ１の落ち込み量を検出するために、上述した抵抗Ｒ７，Ｒ８、コンデンサＣ１、及び比較器ＣＭＰ２からなる回路を設けている。

　コンデンサＣ１には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオフとなっているときに、そのときの電圧Ｖ４が充電されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオンとなると、モータ電流ＩＤが流れ始めることにより、電圧Ｖ１が低下する。電圧Ｖ４は、コンデンサＣ１が設けられることにより、即時に変化することができないので、電圧Ｖ１の落ち込みが大きい場合には、Ｖ１＜Ｖ４になり（図７の曲線ｑ１２参照）、比較器ＣＭＰ２出力が反転する。ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオフであるときには、Ｖ１＝ＶＢとなるので、ＶＢ－Ｖ４が、電圧Ｖ１の落ち込み量の判定電圧となる。

　ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を流れる電流が、モータの起動電流（突入電流）のみの場合には、（Ｖ１落ち込み量）＜（ＶＢ－Ｖ４）となるようにＶ４を設定すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオンとなったときに、（Ｖ１落ち込み量）＞（ＶＢ－Ｖ４）となった場合に、配線ショートが発生しているものと判定できる。そして、配線ショートが発生していると判定した場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を遮断して、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）、及び接続用の各配線を保護する。

　このようにして、第２実施形態に係る電力供給装置では、図６に示したように、逆起電力検出回路２１を設けることにより、配線ショートが発生したことを検出し、配線ショートが発生した場合には、リトライ動作を行うことなくＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を遮断するので、ロック電流以外の過電流発生時に、不要なリトライ動作を行うことを防止することができる。

　なお、上述した第２実施形態では、（Ｖ１落ち込み量）＞（ＶＢ－Ｖ４）となることを判定した場合に、配線ショートが発生したものと見なして、リトライ動作を行わずに回路を遮断することについて説明した。

　ここで、電圧Ｖ１の落ち込みは、バッテリ電圧ＶＢの急低下、電源線の瞬断、電源線を共用する他の負荷回路の配線ショート等に起因して発生する場合がある。従って、自回路の配線ショートの判定は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）の起動直後の一定期間内に発生する電圧Ｖ１落ち込み量が（ＶＢ－Ｖ４）よりも大きくなったときに限定することが望ましい。

　更に、自回路の配線ショートと判定して、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）を遮断した場合においても、遮断後に数回のリトライ動作を行うことにより、誤遮断を回避して、配線ショートの判定をより正確に行うようにしても良い。つまり、比較器ＣＭＰ２が判定したことにより、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）がオフとなった場合には、所定時間が経過した後に再度ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオンとし、これを複数回繰り返して、なお過電流が流れている場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のオフ状態を維持するように制御することも可能である。

　次に、本発明に係る電力供給装置の、第３実施形態について説明する。上述した第１実施形態、及び第２実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のドレイン電圧Ｖ１とソース電圧Ｖ２の差電圧である電圧Ｖdsをそのまま判定電圧と比較した。即ち、図１、図６に示す回路では、電圧Ｖdsと抵抗Ｒ１に生じる電圧を比較器ＣＭＰ１で比較する構成とした。

　これに対して、第３実施形態では、図８に示すように、電圧Ｖdsを増幅した後、判定値と比較している。即ち、前述した第１実施形態、第２実施形態では、判定電圧（可変の「判定電圧Ａ」）の大きさを標準判定電圧、第１の判定電圧、第２の判定電圧の３段階に変化（拡大）させたが、第３実施形態では、判定電圧（固定の「判定電圧Ｂ」）を一定値に固定し、電圧Ｖdsの増幅率を３段階に変化（縮小）させている。

　電圧Ｖdsを増幅するために、点Ｐ１とグランドとの間に、抵抗Ｒ１１、トランジスタ（Ｔ２）（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）、抵抗Ｒ１２の直列回路を設け、更に、トランジスタ（Ｔ２）を制御するためのアンプＡＭＰ１を配置している。アンプＡＭＰ１の正転端子に抵抗Ｒ１１とトランジスタ（Ｔ２）との接続点の電圧を入力し、アンプＡＭＰ１の反転端子には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）のソース電圧Ｖ２を入力し、アンプＡＭＰ１の出力端子をトランジスタ（Ｔ２）のゲートに接続する。

　この回路では、電圧Ｖdsが抵抗Ｒ１１の電圧降下と常に等しくなるように、アンプＡＭＰ１により制御され、また、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２には同一の電流Ｉ２が流れるので、トランジスタ（Ｔ１３），（Ｔ１４）が共にオフのときには、抵抗Ｒ１２の電圧降下Ｖ５は、以下の（１０）式で示される。

　Ｖ５＝Ｒ１２＊Ｉ２＝Ｒ１２／Ｒ１１＊Ｒ１１＊Ｉ２
　　　＝Ｒ１２／Ｒ１１＊Ｖds　　　　　　　…（１０）
　ここで、Ｒ１２／Ｒ１１＝ｍｓとすると、ｍｓが標準増幅率である。電圧Ｖ５は、電圧Ｖdsをｍｓ倍に増幅した電圧となる。電圧Ｖ５が比較器ＣＭＰ１の正転端子に入力され、ＣＭＰ１の反転端子には電圧Ｖ１を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧した電圧Ｖ３（固定の「判定電圧Ｂ」）が入力される。

　電圧Ｖ３を生成する分圧比は、前述した第１実施形態とは異なり、変化せずに一定であるため、第３実施形態では、図４（ｂ）に示したように、３種類の判定値ｑ０，ｑ１，ｑ２と同等の効果をもたらすために、電圧Ｖdsの増幅率を縮小することで対応する。

　トランジスタ（Ｔ１３）をオンとすると、抵抗Ｒ１２に対して並列に抵抗Ｒ１３が配置されるので、合成抵抗がＲ１２よりも小さくなり、増幅率が縮小する。この場合が第１の増幅率であり、これをｍ１で表す。トランジスタ（Ｔ１３），（Ｔ１４）の双方をオンとするときの増幅率が第２の増幅率でこれをｍ２で表す。これらの増幅率の間には　ｍｓ＞ｍ１＞ｍ２　の関係があり、図４（ｂ）に示した３段階の判定値（ｑ０，ｑ１，ｑ２）を、３段階の増幅率で置き換えると、図９に示すようになる。

　モータＭ１が通常の回転数にあるときは、標準増幅率ｍｓに保たれる。そして、モータＭ１がロック状態となり、モータ電流ＩＤが増加して点Ｐ５の電圧Ｖ５が、判定値として設定される電圧Ｖ３を超えると、トランジスタ（Ｔ１３），（Ｔ１４）がオンとなって、増幅率が標準増幅率ｍｓから、第２の増幅率ｍ２に変化する。この状態でロック電流に対応する電圧Ｖ５は、判定値として設定される電圧Ｖ３以下になる。

　そして、前述した第１実施形態と同様に、通電時間ｔｂが経過すると、第１の増幅率ｍ１に変更される。この増幅率ｍ１では、ロック電流に対応する電圧Ｖ５は判定電圧Ｖ３を超えるので、比較器ＣＭＰ１の出力が反転し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）が遮断される。図９は図４における３段階の判定値に代えて、３段階の増幅率を用いることを除けば図４と同じであるので、詳細な動作説明は省略する。

　このようにして、本発明の第３実施形態に係る電力供給装置においても、前述した第１実施形態、第２実施形態と同様に、モータＭ１がロック状態となった場合には、通電時間ｔｂだけロック電流を流した後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオフとして電流を遮断し、リトライ周期ｔａの経過後に、再度ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をオンとする動作（リトライ動作）を繰り返すように制御する。従って、モータＭ１がロック状態となった場合には、必要とするロックトルクが発生した後に、連続的にロック電流が流れ続けことを防止することができるので、不要なロック電流によるジュール熱の発生を抑制でき、負荷駆動回路の構成要素であるＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）、及び配線を簡素化でき、省スペース化、軽量化、低コスト化を図ることができる。

　また、モータＭ１のロック状態が回避された場合には、モータＭ１の回転が継続されるので、ユーザはモータＭ１を再起動させる操作を行う必要がない。更に、（Ｖ１－Ｖ３）／ｍ２／Ｒonを超える程度の大電流が流れた場合には、上記のリトライ動作を実行せずに、即時に回路を遮断するので、デッドショート発生時等において、回路を確実に保護することができる。

　また、モータ電流ＩＤが、（Ｖ１－Ｖ３）／ｍｓ／Ｒonと、（Ｖ１－Ｖ３）／ｍ１／Ｒonの間となる電流が流れ続けるような、モータ回転トルクが増大した高負荷状態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１）をデューティ制御することにより、モータ電流ＩＤを低減するので、過電流による発熱を防止することができる。

　以上、本発明の電力供給装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。

　本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。

　本出願は、2008年1月16日出願の日本特許出願（特願2008－006705）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。

　ロック電流が流れる場合において、電子スイッチのスペックを低減させ、且つ配線径を細くする上で極めて有用である。

Claims

　電源とモータ負荷を接続する配線経路に電子スイッチを設け、該電子スイッチをオン、オフ操作することにより、前記モータ負荷への電力の供給、停止を切り換える電力供給装置において、
　前記モータ負荷に流れる電流を検出する電流検出手段と、
　前記電流検出手段が、前記モータ負荷がロックしたときに流れるロック電流を検出した際に、前記電子スイッチを、ロックトルクを発生し得る第１の所定時間だけオンとした後、第２の所定時間だけオフとする動作を繰り返して実行し、前記ロック電流以下の電流を検出した場合には、前記電子スイッチを通常動作に戻す制御を行うスイッチ制御手段と、
　を備えたことを特徴とする電力供給装置。
　前記電流検出手段は、前記電子スイッチの両端電圧（Ｖds）に基づいて、前記モータ負荷に流れる電流を検出し、
　前記スイッチ制御手段は、前記モータ負荷に流れる電流が通常使用状態における前記両端電圧よりも大きい第１の判定電圧（Ｖ１－Ｖ３１）と、前記ロック電流が流れたときの前記両端電圧よりも大きい第２の判定電圧(Ｖ１－Ｖ３２)とを設定し、前記両端電圧（Ｖds）が、前記第１の判定電圧よりも大きく、且つ、前記第２の判定電圧よりも小さい場合に、ロック電流の発生を検出することを特徴とする請求項１に記載の電力供給装置。
　前記電流検出手段は、前記電子スイッチの両端電圧（Ｖds）と、可変の判定電圧Ａとを比較する比較手段を有し、
　前記スイッチ制御手段は、前記モータ負荷に流れる電流が通常使用状態における前記両端電圧よりも若干大きく、前記第１の判定電圧よりも小さい標準判定電圧（Ｖ１－Ｖ３Ｓ）を更に設定し、
　前記判定電圧Ａを、前記標準判定電圧としたときに、前記両端電圧が前記判定電圧Ａを超えた場合に、前記判定電圧Ａを前記第２の判定電圧に変更し、
　前記判定電圧Ａを、前記第２の判定電圧としたときに、前記両端電圧が前記判定電圧Ａよりも小さい状態が、前記第１の所定時間継続した場合に、前記判定電圧Ａを前記第１の判定電圧に変更し、
　前記判定電圧Ａを、前記第１の判定電圧としたときに、前記両端電圧が前記判定電圧Ａよりも大きい場合に、前記モータ負荷にロック電流が流れているものと判定することを特徴とする請求項２に記載の電力供給装置。
　前記スイッチ制御手段は、前記比較手段により、前記両端電圧（Ｖds）が前記標準判定電圧を超えたと判定され、且つ、前記第１の判定値未満であると判定された場合には、前記電子スイッチを１００％未満のデューティ比でオン、オフ動作させることを特徴とする請求項３に記載の電力供給装置。
　前記スイッチ制御手段は、前記比較手段により、前記両端電圧（Ｖds）が前記第２の判定電圧を超えたと判定された場合には、前記電子スイッチを遮断することを特徴とする請求項２～請求項４のいずれか１項に記載の電力供給装置。
　前記電子スイッチをオンとしたときの、前記電源と前記電子スイッチを接続する電線に生じる逆起電力を検出する逆起電力検出手段を更に備え、
　前記スイッチ制御手段は、前記逆起電力検出手段により検出される逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、前記電子スイッチをオフとすることを特徴とする請求項１～請求項５のいずれか１項に記載の電力供給装置。
　前記電子スイッチをオンとしたときの、前記電源と前記電子スイッチを接続する電線に生じる逆起電力を検出する逆起電力検出手段を更に備え、
　前記スイッチ制御手段は、前記逆起電力検出手段により検出される逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、
　前記電子スイッチをオフとし、その後再度電子スイッチをオンとする動作を所定回数繰り返し、前記電子スイッチをオフとした後オンとする動作を所定回数繰り返した後に、再度前記逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、前記電子スイッチをオフ状態に維持することを特徴とする請求項１～請求項５のいずれか１項に記載の電力供給装置。
　前記電流検出手段にてロック電流を検出した際に、前記第１の所定時間だけオンとなる間に発生する発熱量は、前記第１の所定時間と前記第２の所定時間を加算した時間内にて、通常通電時に生じる発熱量を超えないように設定されることを特徴とする請求項１～請求項７のいずれか１項に記載の電力供給装置。
　前記電流検出手段は、前記電子スイッチの両端電圧（Ｖds）に基づいて、前記モータ負荷に流れる電流を検出し、
　前記スイッチ制御手段は、第１の増幅率（ｍ１）、及び前記第１の増幅率よりも小さい第２の増幅率（ｍ２）を設定し、前記両端電圧（Ｖds）を前記第１の増幅率で増幅した増幅電圧が固定の判定電圧Ｂよりも大きく、且つ、前記両端電圧（Ｖds）を前記第２の増幅率で増幅した増幅電圧が前記判定電圧Ｂよりも小さい場合に、前記モータ負荷にロック電流が流れているものと判定することを特徴とする請求項１に記載の電力供給装置。
　前記電流検出手段は、前記判定電圧Ｂと、前記電子スイッチの両端電圧（Ｖds）を増幅した増幅電圧とを比較する比較手段を有し、
　前記スイッチ制御手段は、前記第１の増幅率（ｍ１）よりも大きい標準増幅率（ｍｓ）を更に設定し、
　前記両端電圧（Ｖds）を前記標準増幅率で増幅したときに、増幅電圧が前記判定電圧Ｂを超えた場合に、前記標準増幅率を前記第２の増幅率（ｍ２）に変更し、
　前記第２の増幅率で前記両端電圧を増幅したときに、増幅電圧が前記判定電圧Ｂよりも小さい状態が、前記第１の所定時間継続した場合に、前記第２の増幅率を前記第１の増幅率（ｍ１）に変更し、
　前記第１の増幅率で、前記両端電圧を増幅したときに、増幅電圧が前記判定電圧Ｂよりも大きい場合に、前記モータ負荷にロック電流が流れているものと判定することを特徴とする請求項９に記載の電力供給装置。
　前記スイッチ制御手段は、前記両端電圧（Ｖds）を前記標準増幅率（ｍｓ）で増幅したときの増幅電圧が前記判定電圧Ｂを超え、且つ、前記両端電圧（Ｖds）を前記第１の増幅率（ｍ１）で増幅したときの増幅電圧が前記判定電圧Ｂ以下である場合には、前記電子スイッチを１００％未満のデューティ比でオン、オフ動作させることを特徴とする請求項１０に記載の電力供給装置。
　前記スイッチ制御手段は、前記両端電圧（Ｖds）を前記第２の増幅率で増幅したときの増幅電圧が、前記判定電圧Ｂを超えた場合には、前記電子スイッチを遮断することを特徴とする請求項９～請求項１１のいずれか１項に記載の電力供給装置。
　前記電子スイッチをオンとしたときの、前記電源と前記電子スイッチを接続する電線に生じる逆起電力を検出する逆起電力検出手段を更に備え、
　前記スイッチ制御手段は、前記逆起電力検出手段により検出される逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、前記電子スイッチをオフとすることを特徴とする請求項９～請求項１２のいずれか１項に記載の電力供給装置。
　前記電子スイッチをオンとしたときの、前記電源と前記電子スイッチを接続する電線に生じる逆起電力を検出する逆起電力検出手段を更に備え、
　前記スイッチ制御手段は、前記逆起電力検出手段により検出される逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、
　前記電子スイッチをオフとし、その後再度電子スイッチをオンとする動作を所定回数繰り返し、前記電子スイッチをオフとした後オンとする動作を所定回数繰り返した後に、再度前記逆起電力の大きさが、配線及びモータ負荷が正常状態にあるときに発生させる逆起電力の最大値を超えた際に、前記電子スイッチをオフとすることを特徴とする請求項９～請求項１２のいずれか１項に記載の電力供給装置。
　前記電流検出手段にてロック電流を検出した際に、前記第１の所定時間だけオンとなる間に発生する発熱量は、前記第１の所定時間と前記第２の所定時間を加算した時間内にて、通常通電時に生じる発熱量を超えないように設定されることを特徴とする請求項９～請求項１４のいずれか１項に記載の電力供給装置。