JP2005057519A - パルス幅変調回路およびこの回路を備えたスイッチングアンプ - Google Patents

Abstract

【課題】 ブリッジ接続された複数のスイッチ素子を有する電力増幅回路が接続されたパルス幅変調回路において、オーディオ信号が０Ｖのときに、負荷の両端に高周波成分が現れないようにすることのできるパルス幅変調回路を提供する。
【解決手段】 オーディオ信号と、所定の周期を有する第１のこぎり波とを第１比較回路１３によって比較するとともに、オーディオ信号と、第１のこぎり波と同じ周期を有し、かつ第１のこぎり波の波形が反転された第２のこぎり波とを第２比較回路１４によって比較する。そして、第１比較回路１３および第２比較回路１４の出力を電力増幅回路１５に与える。
【選択図】 図１

Description

本願発明は、パルス幅変調回路およびこの回路を備えたスイッチングアンプに関するものである。

従来、スイッチングアンプ（たとえばオーディオアンプ）の中には、入力信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）してその変調信号を出力するパルス幅変調回路と、ブリッジ接続された複数のスイッチ素子を有する電力増幅回路とを備えたものがある（たとえば、特許文献１参照。）。
特開２００３−１７９４４５号公報

このスイッチングアンプでは、入力信号を増幅させる際、電力増幅回路にパルス幅変調回路からのパルス幅変調信号を与えることにより、負荷（たとえばスピーカ）の両端にかかる電圧を制御している。すなわち、このスイッチングアンプでは、負荷に与える電源電圧の通電時間を変化させることにより、実質的に負荷に与える電圧レベルを変化させ、負荷から音声を外部に出力させるようにしている。

図１０は、従来のパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプの一例を示すブロック図である。このスイッチングアンプによると、オーディオ信号発生源ＡＵから出力されるオーディオ信号としての入力信号は、第１パルス幅変調回路４１に入力されるとともに、第２パルス幅変調回路４２に入力される。第１および第２パルス幅変調回路４１，４２に入力されたオーディオ信号は、それぞれ独立に、そのレベルの大小に応じて時間幅が規定されたパルス信号に変調される。なお、一般的には、第２パルス幅変調回路４２の出力は、第１パルス幅変調回路４１の出力の反転信号になっている場合が多い。

第１パルス幅変調回路４１および第２パルス幅変調回路４２の出力は、電力増幅回路１５に入力される。電力増幅回路１５は、第１パルス幅変調回路４１に接続された第１電力増幅回路１５ａと、第２パルス幅変調回路４２に接続された第２電力増幅回路１５ｂとによって構成されている。

第１電力増幅回路１５ａは、図１１に示すように、第１パルス幅変調回路４１に接続された第１スイッチ駆動部１５Ａと、正極側電源Ｖ１に接続されたスイッチＳＷ１と、このスイッチＳＷ１に接続されるとともに負極側電源Ｖ２に接続されたスイッチＳＷ２とからなる。第１スイッチ駆動部１５Ａは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に対して互いに反転したオン、オフ信号を出力する。すなわち、第１スイッチ駆動部１５Ａは、第１パルス幅変調回路４１の出力がＨＩＧＨのとき、スイッチＳＷ１をオンにする一方、スイッチＳＷ２をオフにするように制御し、第１パルス幅変調回路４１の出力がＬＯＷのとき、スイッチＳＷ１をオフにする一方、スイッチＳＷ２をオンにするように制御する。なお、正極側電源Ｖ１および負極側電源Ｖ２は、ともに正の電圧を示す電源であってもよく、たとえばその電圧がＶ１＞Ｖ２の関係にあってもよい。

また、第２電力増幅回路１５ｂは、第２パルス幅変調回路４２に接続された第２スイッチ駆動部１５Ｂと、正極側電源Ｖ１に接続されたスイッチＳＷ３と、このスイッチＳＷ３に接続されるとともに負極側電源Ｖ２に接続されたスイッチＳＷ４とからなる。第２スイッチ駆動部１５Ｂは、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に対して互いに反転したオン、オフ信号を出力する。すなわち、第２スイッチ駆動部１５Ｂは、第２パルス幅変調回路４２の出力がＨＩＧＨのとき、スイッチＳＷ３をオンにする一方、スイッチＳＷ４をオフにするように制御し、第２パルス幅変調回路４２の出力がＬＯＷのとき、スイッチＳＷ３をオフにする一方、スイッチＳＷ４をオンにするように制御する。

スイッチＳＷ１，ＳＷ２の中点には、第１ローパスフィルタＬＰ１が接続され、スイッチＳＷ３，ＳＷ４の中点には、第２ローパスフィルタＬＰ２が接続されている。そして、ローパスフィルタＬＰ１およびローパスフィルタＬＰ２には、たとえばスピーカといった負荷Ｌが接続されている。

ここで、オーディオ信号は、説明の便宜のため、たとえば図１２に示すように、階段状に増加していくとすると、第１パルス幅変調回路４１は、図１０または図１１の点ａ（第１電力増幅回路１５ａのスイッチＳＷ１，ＳＷ２の中点）において、オン区間の幅（このオン区間に電源電圧が供給される）がオーディオ信号のレベル増加にともない次第に長くなるようなパルス幅変調信号を出力する。一方、第２パルス幅変調回路４２は、図１０または図１１の点ｂ（第２電力増幅回路１５ｂのスイッチＳＷ３，ＳＷ４の中点）において、オン区間の幅がオーディオ信号のレベル増加にともない次第に短くなるようなパルス幅変調信号を出力する。

そのため、ａ−ｂ間の電圧波形（すなわち負荷Ｌに対する、第１および第２ローパスフィルタＬＰ１，ＬＰ２前の電力増幅回路１５の出力波形）は、オーディオ信号が負の値のときには（図１２のＳ₁参照）、グランド電位を基準にして負側に現れ、オーディオ信号が正の値のときには（図１２のＳ₂参照）、正側に現れる。また、オーディオ信号が０Ｖのときには（図１２のＳ₃参照）、点ａおよび点ｂの波形が同相となるため、負荷Ｌの両端が同電位となり、負荷Ｌにおける出力も０になる。

図１３は、他の従来のパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプの一例を示すブロック図である。このパルス幅変調回路では、オーディオ信号がそれを正の信号および負の信号に分離するための正負分離回路４３に入力される。正負分離回路４３によって分離された正の信号は、正側パルス幅変調回路４４に入力され、オーディオ信号のうち正の信号部分のみにおいてパルス幅変調信号に変換される。一方、正負分離回路４３によって分離された負の信号は、負側パルス幅変調回路４５に入力され、オーディオ信号のうち負の信号部分のみにおいてパルス幅変調信号に変換される。

正側パルス幅変調回路４４および負側パルス幅変調回路４５の各出力は、電力増幅回路１５の第１電力増幅回路１５ａおよび第２電力増幅回路１５ｂにそれぞれ入力される。ここで、正側パルス幅変調回路４４は、図１４に示すように、オーディオ信号のうち正の信号部分のみに対してパルス幅変調信号に変換するため、図１３のａ点において、グランド電位に対して正側のみに現れるような電圧波形が出力される。一方、負側パルス幅変調回路４５は、オーディオ信号のうち負の信号部分のみに対してパルス幅変調信号に変換するため、図１３のｂ点において、グランド電位に対して負側のみに現れるようなパルス電圧波形が出力される。

そのため、ａ−ｂ間の電圧波形は、オーディオ信号が負の値のときには、負側パルス幅変調回路４５から出力された波形が反転されたものとなり、オーディオ信号が正の値のときには、正側パルス幅変調回路４４から出力された波形と同一のパルス幅を有する波形となる。また、オーディオ信号が０Ｖのときには、パルス幅変調信号も０Ｖを示し、その結果、負荷Ｌの両端の電圧は同電位になるので、負荷Ｌにおける出力も０になる。

上記のようなスイッチングアンプでは、オーディオ信号が０Ｖのときに、負荷Ｌの両端にノイズの原因となる高周波成分が現れないようにすることが重要となるが、上記従来例においては、以下の理由により、負荷Ｌの両端に高周波成分が現れないようにすることが困難であるときがある。すなわち、従来例の前者のスイッチングアンプでは、第１パルス幅変調回路４１および第２パルス幅変調回路４２のそれぞれにおいて、オーディオ信号が０Ｖのときに、パルス幅変調信号のデユーティ比が正確に５０％になっていなければならず、このデューティ比がずれると、負荷Ｌの両端に高周波成分が現れるおそれがあるといったことがあった。

また、従来例の後者のスイッチングアンプでは、オーディオ信号を正負分離回路４３によって分離しているため、その分離精度によっては、必ずしも正側の信号のみおよび負側の信号のみをパルス幅変調されるとは限らない。すなわち、オーディオ信号の正負の分離が正確にできないと、オーディオ信号が０Ｖのときに、負荷Ｌにおける両端電圧が同電位にならないおそれがあり、負荷Ｌの両端に高周波成分が現れるおそれがあるといったことがあった。

本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、ブリッジ接続された複数のスイッチ素子を有する電力増幅回路が接続されたパルス幅変調回路において、オーディオ信号が０Ｖのときに、負荷の両端に高周波成分が現れないようにすることのできるパルス幅変調回路を提供することを、その課題とする。

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。

本願発明の第１の側面によって提供されるパルス幅変調回路によれば、複数のスイッチ手段を所定のタイミングで切り替えることにより負荷に対する通電時間を変化させる電力増幅回路の前段に設けられ、かつ入力信号を所定の時間幅を有するパルス信号に変換して前記電力増幅回路に出力するパルス幅変調回路であって、所定の周期を有する第１のこぎり波を生成する第１のこぎり波生成手段と、前記第１のこぎり波と同じ周期を有し、かつ前記第１のこぎり波の波形が反転された第２のこぎり波を生成する第２のこぎり波生成手段と、前記第１のこぎり波生成手段の出力と前記入力信号とを比較し、前記第１のこぎり波に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第１比較手段と、前記第２のこぎり波生成手段の出力と前記入力信号とを比較し、前記第２のこぎり波に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第２比較手段とを備え、前記第１比較手段および第２比較手段の出力を前記電力増幅回路に与えることを特徴としている。

従来の構成では、入力信号（たとえばオーディオ信号）を別々に第１および第２パルス幅変調回路で変調し、各パルス幅変調回路からのパルス幅変調信号の差に基づく電圧が負荷に与えられていたので、オーディオ信号が０Ｖのときには、両パルス幅変調信号のデューティ比をともに正確に５０％にする必要があった。また、他の従来の構成では、オーディオ信号を正の信号と負の信号とに分離し、分離した信号を別々に正側パルス幅変調回路および負側パルス幅変調回路で変調し、各パルス幅変調信号の差が負荷に与えられていたので、正負分離回路によってオーディオ信号の正の信号と負の信号とを正確に分離する必要があった。

しかしながら、本願発明によれば、オーディオ信号に対して第１のこぎり波生成手段からの第１のこぎり波と、第１のこぎり波と同じ周期を有しかつ波形が反転された第２のこぎり波とを比較して、その比較された信号（パルス幅変調信号）に基づく電圧を電力増幅回路に与えている。

そのため、従来の構成のように、オーディオ信号が０Ｖ入力時に、電力増幅回路に入力される２つのパルス幅変調信号のデューティ比をともに正確に５０％にする必要もなく、オーディオ信号を正負に分離していないのでオーディオ信号の正の信号と負の信号とを正確に分離する必要もない。したがって、従来の構成に比べ、オーディオ信号が０Ｖのときに、より確実に負荷の両端にノイズの原因となる高周波成分が現れないようにすることができるとともに、より容易にかつ適格に電力増幅回路に対してパルス幅変調信号を与えることができる。

本願発明の第２の側面によって提供されるパルス幅変調回路によれば、複数のスイッチ手段を所定のタイミングで切り替えることにより負荷に対する通電時間を変化させる電力増幅回路の前段に設けられ、かつ入力信号を所定の時間幅を有するパルス信号に変換して前記電力増幅回路に出力するパルス幅変調回路であって、所定の周期を有するのこぎり波を生成するのこぎり波生成手段と、前記入力信号を反転させる反転手段と、前記のこぎり波生成手段の出力と前記入力信号とを比較し、前記のこぎり波に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第１比較手段と、前記のこぎり波生成手段の出力と前記反転手段の出力とを比較し、前記のこぎり波に対する入力信号を反転した信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第２比較手段とを備え、前記第１比較手段および第２比較手段の出力を前記電力増幅回路に与えることを特徴としている。

この構成によれば、反転手段によって反転されたオーディオ信号とのこぎり波生成回路とを比較することによって、第１の側面によって提供されるパルス幅変調回路と同等の機能を実現することができ、良好なパルス幅変調信号を電力増幅回路に与えることができる。そのため、オーディオ信号が０Ｖのときに、負荷の両端にノイズの原因となる高周波成分が現れないようにすることができる。すなわち、従来の構成に比べ、のこぎり波生成手段がひとつで済むことになり、回路構成が簡略化され、部品コストの低減化を図ることができる。

本願発明の好ましい実施の形態によれば、前記入力信号のノイズ成分を除去するための除去手段を備えていてもよい。この場合、除去手段は、前記入力信号を積分する積分回路と、前記積分回路により積分された入力信号を所定のタイミングでサンプルホールドするサンプルホールド回路とによって構成されておればよい。

本願発明の第３の側面によって提供されるスイッチングアンプは、本願発明の第１の側面および第２の側面によって提供されるパルス幅変調回路を備えることを特徴としている。

本願発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本願発明の実施例１にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。このスイッチングアンプ（たとえばオーディオアンプ）では、入力信号としてのオーディオ信号を増幅させる際、後述するように、ブリッジ接続された４個のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を有する電力増幅回路１５が用いられ、この電力増幅回路１５にパルス幅変調回路１からのパルス幅変調信号を与えることにより、負荷Ｌ（たとえばスピーカ）の両端にかかる電圧を制御するようにしている。すなわち、このスイッチングアンプでは、負荷Ｌに与える電源電圧の通電時間を変化させることにより、実質的に負荷Ｌに与える電圧レベルを変化させ、負荷Ｌから外部に出力される音声のレベルを変化させるようにしている。

このスイッチングアンプでは、オーディオ信号を発生させるオーディオ信号発生源ＡＵにパルス幅変調回路１が接続され、パルス幅変調回路１に電力増幅回路１５が接続されている。電力増幅回路１５には、第１ローパスフィルタＬＰ１および第２ローパスフィルタＬＰ２がそれぞれ接続され、各ローパスフィルタＬＰ１，ＬＰ２には、スピーカなどの負荷Ｌが接続されている。

パルス幅変調回路１は、たとえばオーディオ信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）してその変調信号を出力するものである。パルス幅変調回路１は、図１に示すように、第１のこぎり波生成回路１１と、第２のこぎり波生成回路１２と、第１比較回路１３と、第２比較回路１４とによって構成されている。

第１のこぎり波生成回路１１は、グランド電位（基準電位）を基準にして正側に現れる第１のこぎり波（図２のＡ参照）を生成する回路である。第１のこぎり波は、たとえばグランド電位から所定の傾きでレベルが上昇し、一定期間後にグランド電位に瞬時に降下する波形を有する。

第２のこぎり波生成回路１２は、グランド電位を基準にして負側に現れる第２のこぎり波（図２のＢ参照）を生成する回路である。第２のこぎり波は、第１のこぎり波に対して同じ周期を有し、かつグランド電位を境にして反転される波形である。すなわち、第１のこぎり波の波形と第２のこぎり波の波形とはグランド電位のラインに対して鏡像の関係をなしている。第２のこぎり波は、たとえばグランド電位から所定の傾きでレベルが下降し、一定期間後にグランド電位に瞬時に上昇する波形を有する。

第１比較回路１３は、たとえばコンパレータによって構成され、オーディオ信号発生源ＡＵからのオーディオ信号と、第１のこぎり波生成回路１１からの第１のこぎり波とを比較し、第１のこぎり波に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する回路である。第１比較回路１３では、この入力端子ｉｎにオーディオ信号が入力され、リファレンス端子ｒｅｆに第１のこぎり波が入力される。たとえば、第１比較回路１３では、オーディオ信号が第１のこぎり波より大のとき、出力端子から「ＨＩＧＨ」レベルの信号が出力される。逆に、オーディオ信号が第１のこぎり波より小のとき、出力端子から「ＬＯＷ」レベルの信号が出力される。この第１比較回路１３の出力端子には、電力増幅回路１５の第１電力増幅回路１５ａ（後述）が接続される。したがって、第１電力増幅回路１５ａには、図２に示す第１パルス幅変調信号Ｓ１が入力される。

第２比較回路１４は、たとえばコンパレータによって構成され、オーディオ信号発生源ＡＵからのオーディオ信号と、第２のこぎり波生成回路１２からの第２のこぎり波とを比較し、第２のこぎり波に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する回路である。第２比較回路１４では、この入力端子ｉｎには、第１比較回路１３とは異なり、第２のこぎり波が入力され、リファレンス端子ｒｅｆには、オーディオ信号が入力される。たとえば、第２比較回路１４では、オーディオ信号が第２のこぎり波より小のとき、第２比較回路１４の出力端子から「ＨＩＧＨ」レベルの信号が出力される。逆に、オーディオ信号が第２のこぎり波より大のとき、出力端子から「ＬＯＷ」レベルの信号が出力される。この第２比較回路１４の出力端子には、電力増幅回路１５の第２電力増幅回路１５ｂ（後述）が接続される。したがって、第２電力増幅回路１５ｂには、図２に示す第２パルス幅変調信号Ｓ２が入力される。

電力増幅回路１５は、第１および第２比較回路１３，１４の出力（パルス幅変調信号）に応じて負荷Ｌに供給される電圧を制御するものである。電力増幅回路１５は、第１電力増幅回路１５ａおよび第２電力増幅回路１５ｂを備えており、図３に示すように、電源電圧に接続された４個のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４がブリッジ接続された構成を含んでいる。

詳細には、第１電力増幅回路１５ａは、第１比較回路１３に接続された第１スイッチ駆動部１５Ａと、この第１スイッチ駆動部１５Ａによってオン、オフ制御されるスイッチＳＷ１，ＳＷ２とからなる。また、第２電力増幅回路１５ｂは、第２比較回路１４に接続された第２スイッチ駆動部１５Ｂと、この第２スイッチ駆動部１５Ｂによってオン、オフ制御されるＳＷ３，ＳＷ４とからなる。

スイッチＳＷ１およびＳＷ３の一方端は、正極側電源Ｖ１に接続され、スイッチＳＷ１の他方端はスイッチＳＷ２の一方端に、スイッチＳＷ３の他方端はスイッチＳＷ４の一方端にそれぞれ接続されている。そして、スイッチＳＷ２およびＳＷ４の他方端は、負極側電源Ｖ２に接続されている。なお、正極側電源Ｖ１および負極側電源Ｖ２は、ともに正の電圧を示す電源であってもよく、たとえばその電圧がＶ１＞Ｖ２の関係にあってもよい。

第１スイッチ駆動部１５Ａは、第１比較回路１３の出力に基づいて、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に対して互いに反転したオン、オフ信号を出力する。すなわち、第１スイッチ駆動部１５Ａは、第１比較回路１３の出力がＨＩＧＨのとき、スイッチＳＷ１をオンにする一方、スイッチＳＷ２をオフにするように制御し、第１比較回路１３の出力がＬＯＷのとき、スイッチＳＷ１をオフにする一方、スイッチＳＷ２をオンにするように制御する。

また、第２スイッチ駆動部１５Ｂは、第２比較回路１４の出力に基づいて、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に対して互いに反転したオン、オフ信号を出力する。すなわち、第２スイッチ駆動部１５Ｂは、第２比較回路１４の出力がＨＩＧＨのとき、スイッチＳＷ３をオンにする一方、スイッチＳＷ４をオフにするように制御し、第２比較回路１４の出力がＬＯＷのとき、スイッチＳＷ３をオフにする一方、スイッチＳＷ４をオンにするように制御する。

第１ローパスフィルタＬＰ１および第２ローパスフィルタＬＰ２は、入力される信号の高周波成分を除去するための回路であり、たとえばコイルとコンデンサ（ともに図示せず）の結合回路からなる。第１ローパスフィルタＬＰ１は、その一方端が上記第１電力増幅回路１５ａのスイッチＳＷ１の他方端とスイッチＳＷ２の一方端との間に接続され、その他方端が負荷Ｌに接続されている。また、第２ローパスフィルタＬＰ２は、その一方端が第２電力増幅回路１５ｂのスイッチＳＷ３の他方端とスイッチＳＷ４の一方端との間に接続され、その他方端が負荷Ｌに接続されている。

上記した構成によると、オーディオ信号は、第１比較回路１３に入力され、第１比較回路１３のリファレンス端子ｒｅｆに入力される第１のこぎり波と比較され、第１比較回路１３からは、第１のこぎり波に対するオーディオ信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する第１パルス幅変調信号Ｓ１が出力される。具体的には、図２に示すように、オーディオ信号が第１のこぎり波より大のとき、「ＨＩＧＨ」レベルとなり、オーディオ信号が第１のこぎり波より小のとき、「ＬＯＷ」レベルとなる第１パルス幅変調信号Ｓ１が出力される。

すなわち、オーディオ信号が正の値のときは、オーディオ信号は常に第２のこぎり波より大であるから、第２比較回路１４からは「ＬＯＷ」レベルの信号が出力され（すなわち、第２パルス幅変調信号Ｓ２は出力されず）、オーディオ信号が第１のこぎり波より大のときに「ＨＩＧＨ」レベルとなり、オーディオ信号が第１のこぎり波より小のときに「ＬＯＷ」レベルとなる第１パルス幅変調信号Ｓ１が第１比較回路１３から出力される。この第１比較回路１３から出力される第１パルス幅変調信号Ｓ１に基づいて、第１電力増幅回路１５ａの第１スイッチ駆動部１５Ａが動作し、第１電力増幅回路１５ａのスイッチＳＷ１，ＳＷ２をオン、オフさせる。たとえば、第１パルス幅変調信号Ｓ１がＨＩＧＨのとき、スイッチＳＷ１をオン動作させる一方、スイッチＳＷ２をオフ動作させる。また、第１パルス幅変調信号Ｓ１がＬＯＷのとき、スイッチＳＷ１をオフ動作させる一方、スイッチＳＷ２をオン動作させる。

また、オーディオ信号は、第２比較回路１４にも入力され、第２比較回路１４のリファレンス端子ｒｅｆに入力される第２のこぎり波と比較され、第２比較回路１４からは、第２のこぎり波に対するオーディオ信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する第２パルス幅変調信号Ｓ２が出力される。具体的には、オーディオ信号が第２のこぎり波より小のとき、「ＨＩＧＨ」レベルとなり、オーディオ信号が第２のこぎり波より大のとき、「ＬＯＷ」レベルとなる第２パルス幅変調信号Ｓ２が出力される。

すなわち、オーディオ信号が負の値のときは、オーディオ信号は常に第１のこぎり波より小であるから、第１比較回路１３からは「ＬＯＷ」レベルの信号が出力され（すなわち、第１パルス幅変調信号Ｓ１は出力されず）、オーディオ信号が第２のこぎり波より小のときに「ＨＩＧＨ」レベルとなり、オーディオ信号が第２のこぎり波より大のときに「ＬＯＷ」レベルとなる第２パルス幅変調信号Ｓ２が第２比較回路１４から出力される。この第２比較回路１４から出力される第２パルス幅変調信号Ｓ２に基づいて、第２電力増幅回路１５ｂの第２スイッチ駆動部１５Ｂが動作し、第２電力増幅回路１５ｂのスイッチＳＷ３，ＳＷ４をオン、オフさせる。たとえば、第２パルス幅変調信号Ｓ２がＨＩＧＨのとき、スイッチＳＷ３をオン動作させる一方、スイッチＳＷ４をオフ動作させる。また、第２パルス幅変調信号Ｓ２がＬＯＷのとき、スイッチＳＷ３をオフ動作させる一方、スイッチＳＷ４をオン動作させる。

上記スイッチＳＷ１〜ＳＷ４がオン、オフ動作されることにより、第１電力増幅回路１５ａおよび第２電力増幅回路１５ｂの出力電圧差は、図２のａ−ｂ間の電圧波形のようになる。すなわち、オーディオ信号が正の値のときは、第２パルス幅変調信号Ｓ２がＬＯＷであるので、スイッチＳＷ３は常時オフであるとともに、スイッチＳＷ４は常時オンであり、第１比較回路１３から出力される第１パルス幅変調信号Ｓ１に基づいてスイッチＳＷ１，ＳＷ２が互いに反転されてオン・オフ切り換えされるから、ａ−ｂ間にはＶ１−Ｖ２〔Ｖ〕の振幅を有する第１パルス幅変調信号Ｓ１と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。なお、図２に示すａ−ｂ間の電圧波形では、ａ点からｂ点に電流が流れる方向のａ−ｂ間電圧を正電圧で示し、逆に電流が流れる方向のａ−ｂ間電圧を負電圧で示している。

一方、オーディオ信号が負の値のときは、第１パルス幅変調信号Ｓ１がＬＯＷであるので、スイッチＳＷ１は常時オフであるとともに、スイッチＳＷ２は常時オンであり、第２比較回路１４から出力される第２パルス幅変調信号Ｓ２に基づいてスイッチＳＷ３，ＳＷ４が互いに反転されてオン・オフ切り換えされるから、ｂ−ａ間にはＶ２−Ｖ１〔Ｖ〕の振幅を有する第２パルス幅変調信号Ｓ２と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。

ここで、図１０に示した従来の構成では、オーディオ信号を別々に第１および第２パルス幅変調回路４１，４２で変調し、各パルス幅変調回路４１，４２からのパルス幅変調信号の差に基づく電圧が負荷Ｌに与えられていたので、オーディオ信号が０Ｖのときには、両パルス幅変調信号のデューティ比をともに正確に５０％にする必要がある一方、図１３に示した従来の構成では、オーディオ信号を正の信号と負の信号とに分離し、分離した信号を別々に正側パルス幅変調回路４４および負側パルス幅変調回路４５で変調し、各パルス幅変調信号の差が負荷Ｌに与えられていたので、正負分離回路４３によってオーディオ信号の正の信号と負の信号とを正確に分離する必要があった。

しかしながら、この実施例１にかかるパルス幅変調回路１では、グランド電位を基準に波形の変化が互いに鏡像関係となる第１のこぎり波と第２のこぎり波とをそれぞれ第１のこぎり波生成回路１１と第２のこぎり波生成回路１２とで生成し、オーディオ信号に対して第１のこぎり波生成回路１１からの第１のこぎり波と、第２のこぎり波生成回路１２からの第２のこぎり波とをそれぞれ比較して図２に示す第１および第２パルス幅変調信号Ｓ１，Ｓ２を生成している。そして、これらの第１および第２パルス幅変調信号Ｓ１，Ｓ２を第１電力増幅回路１５ａおよび第１電力増幅回路１５ｂに与えているので、オーディオ信号が０Ｖのときは常にスイッチＳＷ１〜ＳＷ４はオフ状態となり、確実にａ−ｂ間の電圧を０Ｖにすることができる。

すなわち、図２のオーディオ信号が０Ｖ付近の当該オーディオ信号と第１，第２のこぎり波との関係を見れば明らかなように、オーディオ信号が０Ｖとなる点Ｐは、常に第１のこぎり波Ａの三角形の底辺（０Ｖライン）上にあり、オーディオ信号のレベル＞第２のこぎり波Ｂのレベル，第１のこぎり波Ａのレベル＞オーディオ信号のレベルの関係が成立しているから、第１比較回路１３から出力される第１パルス幅変調信号Ｓ１と第２比較回路１４から出力される第２パルス幅変調信号Ｓ２はいずれも「ＬＯＷ」レベルとなり、スイッチＳＷ１，ＳＷ３はいずれも必ずオフ状態となり、ａ−ｂ間の電圧は０Ｖとなる。

したがって、本実施例１にかかるパルス幅変調回路１では、電力増幅回路１５に入力される２つのパルス幅変調信号のデユーティ比をともに５０％にする必要がなく、オーディオ信号を正負に分離していないので正確に正負の分離する必要もないので、従来の構成に比べ、オーディオ信号が０Ｖのとき、より確実に負荷Ｌの両端にノイズの原因となる高周波成分が現れないようにすることができるとともに、より容易にかつ適格に電力増幅回路１５に対してパルス幅変調信号を与えることができる。

図４は、本願発明の実施例２にかかるパルス幅変調回路１を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。

ここで、図１に示したパルス幅変調回路１では、図５に示すように、オーディオ信号にインパルス性のノイズ（図５のＮ参照）が混入すると、図１のａ−ｂ間の電圧波形は、そのインパルス性のノイズによって乱れ（図５のａ−ｂ間の電圧波形参照）、電力増幅回路１５に対して良好なパルス幅変調信号を出力することができなくなる。そこで、この実施例２にかかるパルス幅変調回路１では、積分回路２１およびサンプルホールド回路２２を設け、これらによってオーディオ信号に混入するインパルス性のノイズを除去するようにしている。

具体的には、積分回路２１は、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、第１パルス発生回路２３、およびリセットスイッチＲＳによって構成されている。接続構成を説明すると、抵抗Ｒ１の一端はオーディオ信号発生源ＡＵに接続され、抵抗Ｒ１の他端には、一端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ１の他端が接続されている。この抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１によってオーディオ信号が積分される。

抵抗Ｒ１の他端には、一端がグランド電位に接続されたリセットスイッチＲＳの他端が接続されている。このリセットスイッチＲＳは、第１パルス発生回路２３から出力されるパルス信号に基づいてオン、オフ動作される。また、抵抗Ｒ１の他端には、入力抵抗Ｒ２の一端が接続され、その他端にはバッファアンプ２５の一方の入力端子が接続されている。バッファアンプ２５の出力端子は、他方の入力端子にフィードバックされているとともに、サンプルホールド回路２２に接続されている。

サンプルホールド回路２２は、サンプル用スイッチＳＷ５、第２パルス発生回路２４、およびコンデンサＣ２からなり、サンプル用スイッチＳＷ５の一端にバッファアンプ２５の出力端子が接続されている。サンプル用スイッチＳＷ５の他端は、一端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ２の他端に接続されているとともに、第１比較回路１３の入力端子および第２比較回路１４のリファレンス端子ｒｅｆに接続されている。このサンプル用スイッチＳＷ５は、第２パルス発生回路２４から出力されるパルス信号に基づいてオン、オフ動作される。なお、その他の構成については、上記実施例１の構成と略同様である。

この構成によると、図６に示すように、第２パルス発生回路２４からのパルス信号により、サンプル用スイッチＳＷ５がオンする。これにより、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１によって積分され、充電された電圧がサンプルされる。第１パルス発生回路２３からのパルス信号は、第２パルス発生回路２４からのパルス信号の立下りでオンするようになっており、この第１パルス発生回路２３からのオン信号によりリセットスイッチＲＳがオンする。これにより、コンデンサＣ１に充電された電圧が放電される。

そのため、オーディオ信号は、図７に示すように、階段状に変化するようにレベル変換されることになり、上記したインパルス性のノイズを吸収することが可能となる。そのため、この実施例２にかかるパルス幅変調回路では、パルス幅変調を良好に行うことができる。

図８は、本願発明の実施例３にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。

この実施例３にかかるパルス幅変調回路１では、図１に示した実施例１のパルス幅変調回路１に比べて、のこぎり波を生成するための回路であるのこぎり波生成回路がひとつのみ設けられているとともに、オーディオ信号を反転するための反転回路３２が設けられている。接続構成を説明すると、オーディオ信号発生源ＡＵは、第１比較回路１３の入力端子ｉｎに接続されるとともに、反転回路３２の入力端に接続されている。反転回路３２の出力端は、第２比較回路１４の入力端子ｉｎに接続されている。また、のこぎり波生成回路３１は、第１比較回路１３および第２比較回路１４のリファレンス端子ｒｅｆにそれぞれ接続されている。なお、その他の構成については、上記実施例１の構成と略同様である。

この構成によれば、第１比較回路１３では、オーディオ信号が入力端子ｉｎに入力され、のこぎり波生成回路３１からののこぎり波がリファレンス端子ｒｅｆに入力され、それらが比較される。また、第２比較回路１４では、反転回路３２によって反転されたオーディオ信号と、第１比較回路１３に入力されるのこぎり波と同じのこぎり波がリファレンス端子ｒｅｆに入力される。そのため、第１電力増幅回路１５ａおよび第２電力増幅回路１５ｂの出力電圧差は、図９に示すａ−ｂ間の電圧波形のようになる。

すなわち、オーディオ信号が正の値であるとき、オーディオ信号がのこぎり波より大のときに「ＨＩＧＨ」レベルとなり、オーディオ信号がのこぎり波より小のときに「ＬＯＷ」レベルとなる第１パルス幅変調信号Ｓ１が第１比較回路１３から出力される。したがって、オーディオ信号が正の値のときは、第２パルス幅変調信号Ｓ２がＬＯＷであるので、スイッチＳＷ３は常時オフであるとともに、スイッチＳＷ４は常時オンであり、第１比較回路１３から出力される第１パルス幅変調信号Ｓ１に基づいて、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が互いに反転されてオン・オフ切り換えされるから、ａ−ｂ間にはＶ１−Ｖ２〔Ｖ〕の振幅を有する第１パルス幅変調信号Ｓ１と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。

一方、反転回路３２によって反転されたオーディオ信号が正の値であるとき、反転されたオーディオ信号がのこぎり波より大のときに「ＨＩＧＨ」レベルとなり、反転されたオーディオ信号がのこぎり波より小のときに「ＬＯＷ」レベルとなる第２パルス幅変調信号Ｓ２が第２比較回路１４から出力される。したがって、反転されたオーディオ信号が正の値のときは、第１パルス幅変調信号Ｓ１がＬＯＷであるので、スイッチＳＷ１は常時オフであるとともに、スイッチＳＷ２は常時オンであり、第２比較回路１４から出力される第２パルス幅変調信号Ｓ２に基づいてスイッチＳＷ３，ＳＷ４が互いに反転されてオン・オフ切り換えされるから、ｂ−ａ間にはＶ２−Ｖ１〔Ｖ〕の振幅を有する第２パルス幅変調信号Ｓ２と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。

このように、上記構成によれば、のこぎり波生成回路３１を複数備えなくとも、反転回路３２によって実施例１に示した第２のこぎり波生成回路１２と同等の機能を実現でき、良好なパルス幅変調信号を電力増幅回路１５に与えることができ、オーディオ信号が０Ｖのときに、負荷Ｌの両端にノイズの原因となる高周波成分が現れないようにすることができる。すなわち、実施例１の構成に比べ、のこぎり波生成回路３１がひとつで済むことになり、回路構成が簡略化され、部品コストの低減化を図ることができる。

なお、実施例３のパルス幅変調回路１では、実施例２において説明した、積分回路２１やサンプルホールド回路２２がオーディオ信号発生源ＡＵの出力端に設けられていてもよい。

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。たとえば、電力増幅回路１５の構成は、上記した実施例に限るものではなく、スイッチ素子が４個以上設けられていてもよい。

上記パルス幅変調回路１は、スイッチングアンプ以外の種々の装置にも適用できる。

本願発明の実施例１にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。 図１に示す電力増幅回路の出力を表す波形図である。 図１に示す電力増幅回路の回路例である。 実施例２にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。 図１に示すパルス幅変調回路においてノイズが混入したときの電力増幅回路の出力を表す波形図である。 図４に示す電力増幅回路の出力を表す波形図である。 積分回路およびサンプルホールド回路の動作を説明するための図である。 本願発明の実施例３にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。 図８に示す電力増幅回路の出力を表す波形図である。 従来のパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。 図１０に示す電力増幅回路の回路例である。 図１１に示す電力増幅回路の出力を表す波形図である。 他の従来のパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。 図１３に示す電力増幅回路の出力を表す波形図である。

符号の説明

１ パルス幅変調回路
１１ 第１のこぎり波生成回路
１２ 第２のこぎり波生成回路
１３ 第１比較回路
１４ 第２比較回路
１５ 電力増幅回路
１５ａ 第１電力増幅回路
１５ｂ 第２電力増幅回路
Ｌ 負荷
ＡＵ オーディオ信号発生源

Claims (5)

1. 複数のスイッチ手段を所定のタイミングで切り替えることにより負荷に対する通電時間を変化させる電力増幅回路の前段に設けられ、かつ入力信号を所定の時間幅を有するパルス信号に変換して前記電力増幅回路に出力するパルス幅変調回路であって、
   所定の周期を有する第１のこぎり波を生成する第１のこぎり波生成手段と、
   前記第１のこぎり波と同じ周期を有し、かつ前記第１のこぎり波の波形が反転された第２のこぎり波を生成する第２のこぎり波生成手段と、
   前記第１のこぎり波生成手段の出力と前記入力信号とを比較し、前記第１のこぎり波に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第１比較手段と、
   前記第２のこぎり波生成手段の出力と前記入力信号とを比較し、前記第２のこぎり波に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第２比較手段とを備え、
   前記第１比較手段および第２比較手段の出力を前記電力増幅回路に与えることを特徴とする、パルス幅変調回路。
2. 複数のスイッチ手段を所定のタイミングで切り替えることにより負荷に対する通電時間を変化させる電力増幅回路の前段に設けられ、かつ入力信号を所定の時間幅を有するパルス信号に変換して前記電力増幅回路に出力するパルス幅変調回路であって、
   所定の周期を有するのこぎり波を生成するのこぎり波生成手段と、
   前記のこぎり波生成手段の出力と前記入力信号とを比較し、前記のこぎり波に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第１比較手段と、
   前記入力信号を反転させる反転手段と、
   前記のこぎり波生成手段の出力と前記反転手段の出力とを比較し、前記のこぎり波に対する入力信号を反転した信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第２比較手段とを備え、
   前記第１比較手段および第２比較手段の出力を前記電力増幅回路に与えることを特徴とする、パルス幅変調回路。
3. 前記入力信号のノイズ成分を除去するための除去手段を備える、請求項１または２に記載のパルス幅変調回路。
4. 前記除去手段は、前記入力信号を積分する積分回路と、前記積分回路により積分された入力信号を所定のタイミングでサンプルホールドするサンプルホールド回路とによって構成されている、請求項３に記載のパルス幅変調回路。
5. 請求項１ないし４のいずれかに記載のパルス幅変調回路を備えることを特徴する、スイッチングアンプ。

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