JP2004336874A - スイッチングレギュレータを備えた装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチングレギュレータを備えた装置が、動作状態と休止状態を取り、この2つの状態の消費電力が著しく異なる場合、休止状態のスイッチングレギュレータの効率を上昇させる。
【解決手段】スイッチングレギュレータの基準電圧を2つ備え、両方とも出力電圧仕様の精度内であり、装置が休止状態のときスイッチングレギュレータの2つの基準電圧を決められたDuty、周波数でスイッチングさせることにより装置休止状態のスイッチングレギュレータの効率を上昇させる。
【選択図】 図1
【解決手段】スイッチングレギュレータの基準電圧を2つ備え、両方とも出力電圧仕様の精度内であり、装置が休止状態のときスイッチングレギュレータの2つの基準電圧を決められたDuty、周波数でスイッチングさせることにより装置休止状態のスイッチングレギュレータの効率を上昇させる。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングレギュレータを備えた装置において、特に装置の動作時の消費電流と休止時の動作電流に著しい差がある装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
スイッチングレギュレータは装置に求められる最大の負荷の状態において最大の効率を発揮できるよう設計される。これは熱設計から当然のことである。
【0003】
しかしながら、スイッチングレギュレータは負荷が軽くなると効率が低下するものが多い。これは負荷が軽くなればなるほど顕著である。
【0004】
したがって、スイッチングレギュレータが備えられた装置が動作時と休止時の2つの状態をもち、その2つの状態の消費電流に著しい開きがある場合(一般に休止状態のほうが消費電流が低いと考えられる)、休止状態においてスイッチングレギュレータの効率が落ちてしまう。
【0005】
本問題を解決するため、特許第3219145号において、機器休止時にスイッチング電源の誤差検出回路の基準電圧をGNDレベルに断続的に変化させる、あるいは検出電圧に断続的に目標電圧よりも高い電圧を加えてやることにより、自励式スイッチング電源が断続的に動作する状態(以下間欠動作と呼ぶ)にしてやり、機器休止時の効率を上げる手法が提案されている。
【0006】
また、特開2000−156977には、軽負荷時にスイッチング電源の二次側から一次側に発振停止信号を伝達する手段を設ける、あるいは2つの検出電圧を切り替えることによりスイッチング電源を間欠動作させ、効率の上昇を図る提案がなされている。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許第3219145号を用いた場合、以下の問題が発生する。
【0008】
基準電圧をGNDレベルに下げる構成の場合、誤差検出回路に必ず付随するコンデンサと抵抗で構成された位相補償回路が積分回路として働き、間欠動作時意図しない出力電圧の低下が必ず発生してしまう。また、間欠動作時負荷が大きくなった場合、この位相補償回路の影響により出力電圧の異常低下が発生する。
【0009】
また、特開2000−156977の場合は、停止信号をTRUEしているときのみ発振停止し、停止信号をFLASEとすると発振する。このため、停止信号のTRUE及びFALSEにしている時間の管理が必要なため、制御が煩雑である。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明においては装置が休止状態においてスイッチングレギュレータを間欠動作させる手段として、装置が動作可能な出力電圧以内の電圧でスイッチングレギュレータの基準電圧を変動させる。また、誤差検出回路の出力を一次側に伝達するオプトカプラのフォトトランジスタの電流を、一次側の主スイッチング素子の制御端子から供給し、かつ自励式スイッチング電源の最低発振周波数を決定する抵抗の電流供給源をトランス帰還巻線から行う。
【0011】
本手段を用いることにより基準電圧の切り替え幅が小さくなり、誤差検出回路に付随する位相補償回路による出力電圧低下を極めて小さくできる。また、負荷が大きくなったとしても出力電圧は必ず装置が動作可能な電圧値内に収まるため、出力電圧の異常低下は発生しない。また、間欠動作をさせるときに必要なパルス波の時間管理が不要となり、制御レスで簡便に間欠動作をさせることができる。
【0012】
【発明の実施の形態】
図1は本発明の第1の実施例を示すスイッチングレギュレータの回路図である。
【0013】
図1において、D11,D12,D13,D14は整流素子であり、商用電源から供給されるAC電源を全波整流する。
【0014】
C11は平滑コンデンサであり、上記整流素子で整流された全波整流波形を平滑し直流電圧とする。
【0015】
T21は絶縁トランスであり、一次巻線、二次巻線、帰還巻線を備える。
【0016】
Q21は主スイッチング素子であるMOSFETであり、オン/オフ発振させることにより断続的に一次巻線に電流を流す。
【0017】
101は整流素子D21とコンデンサC23により構成された整流平滑回路であり、主スイッチング素子Q21がオフの期間に発生する二次巻線電圧を平滑整流し、直流電圧を出力する。
【0018】
102は誤差検出回路であり、ツェナダイオードZD21のツェナ電圧を基準電圧とし、オペアンプIC22のプラス入力端子に入力する。二次側出力電圧の情報はオペアンプIC22のマイナス端子に入力される。この2つの電位差に応じた電圧がオペアンプの出力電圧として現れる。コンデンサC24、抵抗R26は位相補償用の回路である。
【0019】
オプトカプラPC21はオペアンプIC22の出力電圧に応じた電流が発光ダイオードに流れ、その情報を一次側に配置されたフォトトランジスタの電流として伝える。
【0020】
主スイッチング素子Q21は電源投入時は起動抵抗R21からの電流がC21に充電されることにより制御端子の電圧が上昇しオンする。また、連続発振時にはトランスT21の帰還巻線に発生するリンギングによりオンする。このリンギングはトランスT21に蓄えられたエネルギーが二次巻線を通じて二次側に全て放出されたときに発生する。オフはスイッチング素子Q22がオンすることにより制御端子の電圧が下がることにより行われる。スイッチング素子Q22の制御端子にはコンデンサC22が取り付けられており、主スイッチング素子Q21がオンすると、トランスT21の帰還巻線の電圧が上昇することにより抵抗R24を介して充電される。また、オプトカプラPC21のフォトトランジスタに流れる電流も主スイッチング素子の制御端から充電される。
【0021】
主スイッチング素子Q21のオン時間はコンデンサC22への充電スピードにより決定される。C22の電圧がスイッチング素子Q22の制御端の閾値電圧を超えるとQ22がオンし、主スイッチング素子Q21がオフするからである。このコンデンサ22への充電電流は抵抗R24とオプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流の和である。オプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流は二次側の誤差検出回路の出力電圧に依存する。誤差検出回路の出力はオペアンプIC22のマイナス入力端子の電圧が高ければ低く、低ければ高くなるため、オプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流はマイナス入力端子の電圧が高ければ大きく、低ければ小さくなる。したがって、主スイッチング素子Q21のオン時間はマイナス入力端子の電圧が高ければ短く、低ければ長くなる。
【0022】
ここで、本スイッチングレギュレータを備えた装置が動作中、すなわち負荷が大きいときと、休止中、すなわち負荷が小さいときの動作を説明する。
【0023】
装置が動作中はスイッチング素子Q23の制御端子はHIであり、Q23はオン状態となる。したがって、オペアンプIC22のマイナス端子には二次側出力電圧をR31とR32で分圧した電圧が入力される。したがって、ツェナダイオードZD21のツェナ電圧をVzdとすると二次側出力電圧V1はV1=Vzd/R32*(R31+R32)になるよう制御される。
【0024】
一方、装置が休止中はQ23の制御端子はHI/LOWを繰り返すパルス波形となる。このパルスは通常数百Hz〜数kHzに設定される。このパルスがHIの時の目標電圧はV1になり、LOWのときの目標電圧V2はV2=Vzd/(R32+R33)*(R31+R32+R33)となる。この電圧はどちらも装置が動作するに充分な電圧であり、たとえば装置に求められている二次側出力電圧が24V±10%であったなら、V1=24.25V、V2=23.75Vに設定される。パルスがHIからLOWに変化すると、急激に目標電圧が変化する。したがって、オペアンプIC22の出力電圧は急激に低下する。たとえば、R26=270kΩ,R31=59kΩ,R32=10kΩ,R33=247Ωとし、出力電圧が24.25Vの時オペアンプIC22の出力電圧は0.65V低下する。R27=2.2kΩ、オプトカプラPC21の電流伝達率が200%であれば、オプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流は600uAも増加する。C22の容量が4700pFであれば、約5usecでC22はスイッチング素子Q22の閾値電圧0.7Vまで達する。一般に自励式スイッチングレギュレータの発振周波数は数十kHzであるから、これは瞬時にこの自励式スイッチングレギュレータの発振を停止させるに等しい。
【0025】
パルスがHIからLOWに変化したとき、本スイッチングレギュレータが発振停止になるかどうかはそのときの出力電圧に依存する。
【0026】
発振が停止した後もオプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流は継続され、抵抗R24に流れる電流による電圧降下がスイッチング素子Q22の閾値電圧以上ある間は発振は停止しつづける。その後、二次側出力電圧は低下し、オプトカプラのフォトトランジスタ電流による抵抗R24の電圧降下がスイッチング素子Q22の閾値電圧以下になると起動抵抗R21からコンデンサC21に充電が行われ、主スイッチング素子Q21の閾値電圧を超え、本スイッチングレギュレータの発振が開始される。
【0027】
本動作は、負荷が小さい場合はフォトトランジスタ電流による抵抗R24の電圧降下がスイッチング素子Q22の閾値電圧以下になるまで二次側出力電圧が低下するのに時間がかかるため本スイッチングレギュレータは間欠動作となる。しかし、負荷が大きい場合は、目標電圧がV2であったとしてもただちにフォトトランジスタ電流による抵抗R24の電圧降下はスイッチング素子Q22の閾値電圧以下となるため、本スイッチングレギュレータの発振は直ちに開始され目標電圧V2で動作し始める。したがって、二次側出力の異常な低下は発生しない。
【0028】
また、2つの目標電圧の偏差が小さいため、オペアンプIC22に取り付けられている位相補償回路C24、R26の積分効果は極めて小さく、スイッチング素子Q23にパルスを印加しても二次側出力電圧の低下は無視できるほど小さい。
【0029】
なお、図1に示した本実施例以外の誤差検出回路の回路構成もさまざまなものが考えられる。
【0030】
たとえば図2はR32とR33の抵抗の配置を変えたものである。
【0031】
図3は二次側出力電圧を分圧している回路ではなく、ツェナダイオードZD21を抵抗で分圧して基準電圧を作成している形であり、基準電圧を切り替えている。
【0032】
図4は図3にたいして、基準電圧を分圧している抵抗の配置を変化させている。
【0033】
図5、図6は誤差検出回路にオペアンプではなく、基準電圧を内蔵したシャントレギュレータを使用している。
【0034】
なお、図3、図4、の場合は上記実施例に対しスイッチング素子Q23に与えるパルスのレベルが逆となる。
【0035】
図1、図2、図5及び図6の場合はスイッチング素子Q23はO装置動作中の出力電圧の精度低下を招かぬよう、オン抵抗の小さなMOSFETを用いることが望ましい。図3及び図4については、スイッチング素子Q23のオン時は間欠動作時の低電圧側目標電圧をきめているため、スイッチング素子による電圧降下はそれほど問題とならず、図3、図4のようにバイポーラトランジスタで充分である。
【0036】
また、スイッチング素子Q23に与えるパルスは、発振器を用いてもよいが、装置を制御しているマイクロコンピュータがある場合は、このマイクロコンピュータで直接与えるほうが、簡単である。
【0037】
なお、図3に示す実施例にて実験を行った場合、下記のような結果が得られた。
【0038】
入力AC120V、出力24Vの定格出力40Wのスイッチングレギュレータにおいて、24V出力100mAにて周波数1kHz、オンDuty10%のパルスをスイッチング素子Q23に与えた場合、出力電圧は24V、入力電力は2.9Wであった。スイッチング素子Q23にパルスを与えない場合の入力電力は3.8Wであった。また、特許第3219145号の手法を用いた場合は入力電圧は2.8Wと若干低いが、出力電圧が22.5Vまで低下した。
【0039】
【発明の効果】
以上説明したようにスイッチングレギュレータに2つの目標出力電圧を設け、装置動作時にはそのうち1つの目標出力電圧を継続的に使用し、装置休止時には2つの目標出力電圧を切り替えることにより、出力電圧の低下を招くことなくスイッチングレギュレータを間欠動作にして装置休止時の消費電力を削減することができる。
【0040】
また、間欠動作をさせるときに必要なパルス波の時間管理が不要となり、制御レスで簡便に間欠動作をさせることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例を示す回路図
【図2】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図3】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図4】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図5】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図6】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【符号の説明】
Q21,Q22,Q23 制御端子つきスイッチング素子
T21 トランス
IC21 シャントレギュレータ
IC22 オペアンプ
ZD21 ツェナダイオード
PC21 オプトカプラ
101 整流平滑回路
102 誤差検出回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングレギュレータを備えた装置において、特に装置の動作時の消費電流と休止時の動作電流に著しい差がある装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
スイッチングレギュレータは装置に求められる最大の負荷の状態において最大の効率を発揮できるよう設計される。これは熱設計から当然のことである。
【0003】
しかしながら、スイッチングレギュレータは負荷が軽くなると効率が低下するものが多い。これは負荷が軽くなればなるほど顕著である。
【0004】
したがって、スイッチングレギュレータが備えられた装置が動作時と休止時の2つの状態をもち、その2つの状態の消費電流に著しい開きがある場合(一般に休止状態のほうが消費電流が低いと考えられる)、休止状態においてスイッチングレギュレータの効率が落ちてしまう。
【0005】
本問題を解決するため、特許第3219145号において、機器休止時にスイッチング電源の誤差検出回路の基準電圧をGNDレベルに断続的に変化させる、あるいは検出電圧に断続的に目標電圧よりも高い電圧を加えてやることにより、自励式スイッチング電源が断続的に動作する状態(以下間欠動作と呼ぶ)にしてやり、機器休止時の効率を上げる手法が提案されている。
【0006】
また、特開2000−156977には、軽負荷時にスイッチング電源の二次側から一次側に発振停止信号を伝達する手段を設ける、あるいは2つの検出電圧を切り替えることによりスイッチング電源を間欠動作させ、効率の上昇を図る提案がなされている。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許第3219145号を用いた場合、以下の問題が発生する。
【0008】
基準電圧をGNDレベルに下げる構成の場合、誤差検出回路に必ず付随するコンデンサと抵抗で構成された位相補償回路が積分回路として働き、間欠動作時意図しない出力電圧の低下が必ず発生してしまう。また、間欠動作時負荷が大きくなった場合、この位相補償回路の影響により出力電圧の異常低下が発生する。
【0009】
また、特開2000−156977の場合は、停止信号をTRUEしているときのみ発振停止し、停止信号をFLASEとすると発振する。このため、停止信号のTRUE及びFALSEにしている時間の管理が必要なため、制御が煩雑である。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明においては装置が休止状態においてスイッチングレギュレータを間欠動作させる手段として、装置が動作可能な出力電圧以内の電圧でスイッチングレギュレータの基準電圧を変動させる。また、誤差検出回路の出力を一次側に伝達するオプトカプラのフォトトランジスタの電流を、一次側の主スイッチング素子の制御端子から供給し、かつ自励式スイッチング電源の最低発振周波数を決定する抵抗の電流供給源をトランス帰還巻線から行う。
【0011】
本手段を用いることにより基準電圧の切り替え幅が小さくなり、誤差検出回路に付随する位相補償回路による出力電圧低下を極めて小さくできる。また、負荷が大きくなったとしても出力電圧は必ず装置が動作可能な電圧値内に収まるため、出力電圧の異常低下は発生しない。また、間欠動作をさせるときに必要なパルス波の時間管理が不要となり、制御レスで簡便に間欠動作をさせることができる。
【0012】
【発明の実施の形態】
図1は本発明の第1の実施例を示すスイッチングレギュレータの回路図である。
【0013】
図1において、D11,D12,D13,D14は整流素子であり、商用電源から供給されるAC電源を全波整流する。
【0014】
C11は平滑コンデンサであり、上記整流素子で整流された全波整流波形を平滑し直流電圧とする。
【0015】
T21は絶縁トランスであり、一次巻線、二次巻線、帰還巻線を備える。
【0016】
Q21は主スイッチング素子であるMOSFETであり、オン/オフ発振させることにより断続的に一次巻線に電流を流す。
【0017】
101は整流素子D21とコンデンサC23により構成された整流平滑回路であり、主スイッチング素子Q21がオフの期間に発生する二次巻線電圧を平滑整流し、直流電圧を出力する。
【0018】
102は誤差検出回路であり、ツェナダイオードZD21のツェナ電圧を基準電圧とし、オペアンプIC22のプラス入力端子に入力する。二次側出力電圧の情報はオペアンプIC22のマイナス端子に入力される。この2つの電位差に応じた電圧がオペアンプの出力電圧として現れる。コンデンサC24、抵抗R26は位相補償用の回路である。
【0019】
オプトカプラPC21はオペアンプIC22の出力電圧に応じた電流が発光ダイオードに流れ、その情報を一次側に配置されたフォトトランジスタの電流として伝える。
【0020】
主スイッチング素子Q21は電源投入時は起動抵抗R21からの電流がC21に充電されることにより制御端子の電圧が上昇しオンする。また、連続発振時にはトランスT21の帰還巻線に発生するリンギングによりオンする。このリンギングはトランスT21に蓄えられたエネルギーが二次巻線を通じて二次側に全て放出されたときに発生する。オフはスイッチング素子Q22がオンすることにより制御端子の電圧が下がることにより行われる。スイッチング素子Q22の制御端子にはコンデンサC22が取り付けられており、主スイッチング素子Q21がオンすると、トランスT21の帰還巻線の電圧が上昇することにより抵抗R24を介して充電される。また、オプトカプラPC21のフォトトランジスタに流れる電流も主スイッチング素子の制御端から充電される。
【0021】
主スイッチング素子Q21のオン時間はコンデンサC22への充電スピードにより決定される。C22の電圧がスイッチング素子Q22の制御端の閾値電圧を超えるとQ22がオンし、主スイッチング素子Q21がオフするからである。このコンデンサ22への充電電流は抵抗R24とオプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流の和である。オプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流は二次側の誤差検出回路の出力電圧に依存する。誤差検出回路の出力はオペアンプIC22のマイナス入力端子の電圧が高ければ低く、低ければ高くなるため、オプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流はマイナス入力端子の電圧が高ければ大きく、低ければ小さくなる。したがって、主スイッチング素子Q21のオン時間はマイナス入力端子の電圧が高ければ短く、低ければ長くなる。
【0022】
ここで、本スイッチングレギュレータを備えた装置が動作中、すなわち負荷が大きいときと、休止中、すなわち負荷が小さいときの動作を説明する。
【0023】
装置が動作中はスイッチング素子Q23の制御端子はHIであり、Q23はオン状態となる。したがって、オペアンプIC22のマイナス端子には二次側出力電圧をR31とR32で分圧した電圧が入力される。したがって、ツェナダイオードZD21のツェナ電圧をVzdとすると二次側出力電圧V1はV1=Vzd/R32*(R31+R32)になるよう制御される。
【0024】
一方、装置が休止中はQ23の制御端子はHI/LOWを繰り返すパルス波形となる。このパルスは通常数百Hz〜数kHzに設定される。このパルスがHIの時の目標電圧はV1になり、LOWのときの目標電圧V2はV2=Vzd/(R32+R33)*(R31+R32+R33)となる。この電圧はどちらも装置が動作するに充分な電圧であり、たとえば装置に求められている二次側出力電圧が24V±10%であったなら、V1=24.25V、V2=23.75Vに設定される。パルスがHIからLOWに変化すると、急激に目標電圧が変化する。したがって、オペアンプIC22の出力電圧は急激に低下する。たとえば、R26=270kΩ,R31=59kΩ,R32=10kΩ,R33=247Ωとし、出力電圧が24.25Vの時オペアンプIC22の出力電圧は0.65V低下する。R27=2.2kΩ、オプトカプラPC21の電流伝達率が200%であれば、オプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流は600uAも増加する。C22の容量が4700pFであれば、約5usecでC22はスイッチング素子Q22の閾値電圧0.7Vまで達する。一般に自励式スイッチングレギュレータの発振周波数は数十kHzであるから、これは瞬時にこの自励式スイッチングレギュレータの発振を停止させるに等しい。
【0025】
パルスがHIからLOWに変化したとき、本スイッチングレギュレータが発振停止になるかどうかはそのときの出力電圧に依存する。
【0026】
発振が停止した後もオプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流は継続され、抵抗R24に流れる電流による電圧降下がスイッチング素子Q22の閾値電圧以上ある間は発振は停止しつづける。その後、二次側出力電圧は低下し、オプトカプラのフォトトランジスタ電流による抵抗R24の電圧降下がスイッチング素子Q22の閾値電圧以下になると起動抵抗R21からコンデンサC21に充電が行われ、主スイッチング素子Q21の閾値電圧を超え、本スイッチングレギュレータの発振が開始される。
【0027】
本動作は、負荷が小さい場合はフォトトランジスタ電流による抵抗R24の電圧降下がスイッチング素子Q22の閾値電圧以下になるまで二次側出力電圧が低下するのに時間がかかるため本スイッチングレギュレータは間欠動作となる。しかし、負荷が大きい場合は、目標電圧がV2であったとしてもただちにフォトトランジスタ電流による抵抗R24の電圧降下はスイッチング素子Q22の閾値電圧以下となるため、本スイッチングレギュレータの発振は直ちに開始され目標電圧V2で動作し始める。したがって、二次側出力の異常な低下は発生しない。
【0028】
また、2つの目標電圧の偏差が小さいため、オペアンプIC22に取り付けられている位相補償回路C24、R26の積分効果は極めて小さく、スイッチング素子Q23にパルスを印加しても二次側出力電圧の低下は無視できるほど小さい。
【0029】
なお、図1に示した本実施例以外の誤差検出回路の回路構成もさまざまなものが考えられる。
【0030】
たとえば図2はR32とR33の抵抗の配置を変えたものである。
【0031】
図3は二次側出力電圧を分圧している回路ではなく、ツェナダイオードZD21を抵抗で分圧して基準電圧を作成している形であり、基準電圧を切り替えている。
【0032】
図4は図3にたいして、基準電圧を分圧している抵抗の配置を変化させている。
【0033】
図5、図6は誤差検出回路にオペアンプではなく、基準電圧を内蔵したシャントレギュレータを使用している。
【0034】
なお、図3、図4、の場合は上記実施例に対しスイッチング素子Q23に与えるパルスのレベルが逆となる。
【0035】
図1、図2、図5及び図6の場合はスイッチング素子Q23はO装置動作中の出力電圧の精度低下を招かぬよう、オン抵抗の小さなMOSFETを用いることが望ましい。図3及び図4については、スイッチング素子Q23のオン時は間欠動作時の低電圧側目標電圧をきめているため、スイッチング素子による電圧降下はそれほど問題とならず、図3、図4のようにバイポーラトランジスタで充分である。
【0036】
また、スイッチング素子Q23に与えるパルスは、発振器を用いてもよいが、装置を制御しているマイクロコンピュータがある場合は、このマイクロコンピュータで直接与えるほうが、簡単である。
【0037】
なお、図3に示す実施例にて実験を行った場合、下記のような結果が得られた。
【0038】
入力AC120V、出力24Vの定格出力40Wのスイッチングレギュレータにおいて、24V出力100mAにて周波数1kHz、オンDuty10%のパルスをスイッチング素子Q23に与えた場合、出力電圧は24V、入力電力は2.9Wであった。スイッチング素子Q23にパルスを与えない場合の入力電力は3.8Wであった。また、特許第3219145号の手法を用いた場合は入力電圧は2.8Wと若干低いが、出力電圧が22.5Vまで低下した。
【0039】
【発明の効果】
以上説明したようにスイッチングレギュレータに2つの目標出力電圧を設け、装置動作時にはそのうち1つの目標出力電圧を継続的に使用し、装置休止時には2つの目標出力電圧を切り替えることにより、出力電圧の低下を招くことなくスイッチングレギュレータを間欠動作にして装置休止時の消費電力を削減することができる。
【0040】
また、間欠動作をさせるときに必要なパルス波の時間管理が不要となり、制御レスで簡便に間欠動作をさせることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例を示す回路図
【図2】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図3】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図4】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図5】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【図6】本発明を施した誤差検出回路の他の構成
【符号の説明】
Q21,Q22,Q23 制御端子つきスイッチング素子
T21 トランス
IC21 シャントレギュレータ
IC22 オペアンプ
ZD21 ツェナダイオード
PC21 オプトカプラ
101 整流平滑回路
102 誤差検出回路
Claims (4)
- 一次巻線、二次巻線、帰還巻線の少なくとも3つの巻線を備えたトランス、
該一次巻線に流れる電流の導通遮断を制御する制御端子を備えた第1のスイッチング素子、
上記第1のスイッチング素子の制御部と入力電源間を接続した起動抵抗、
二次巻線に発生する電圧を平滑整流する平滑整流部、
平滑整流部の出力電圧を所望の値と比較する誤差検出回路、
誤差検出回路の出力を一次側に伝達するオプトカプラ、
帰還巻線の出力電圧は上記第1のスイッチング素子の制御端子のオンタイミングを決定し、
オプトカプラの出力電流が入力され、その電流値に基づき上記第1のスイッチング素子の制御端子のオフタイミングを決定する制御部、
上記制御部に帰還巻線から電流を供給する抵抗、
該抵抗は該オプトカプラの電流出力端に直接、若しくは抵抗を介して接続されている、
上記オプトカプラの一次側電流流入端を上記第1のスイッチング素子の制御端子に接続したスイッチングレギュレータにおいて、
上記誤差検出器において制御される二次側出力の目標電圧を2ヶ有し切り替え可能であり、
それら2ヶの目標電圧は本スイッチングレギュレータが設けられた装置を動作させるに必要な電圧範囲内であり、
本装置が動作中は2ヶの目標電圧のどちらか一方の電圧側を使用し、
本装置が休止中はこれら2ヶの目標電圧を数百Hz〜数kHzで切り替えることを特徴とするスイッチングレギュレータを備えた装置。 - 請求項1において、スイッチングレギュレータの2ヶの目標電圧を切り替える手段として、装置の動作を制御するマイクロコンピュータを用いたことを特徴とするスイッチングレギュレータを備えた装置。
- 一次巻線、二次巻線、帰還巻線の少なくとも3つの巻線を備えたトランス(T21)、
制御端子を備えた2つのスイッチング素子(Q21,Q22)、
オプトカプラ(PC21)、
整流平滑回路(101)、
誤差検出回路(102)、
5つの抵抗(R21,R22,R23,R24,R25)、
2つのコンデンサ(C21,C22)、
を備え、
トランスT21の一次巻線のマイナス極側とスイッチング素子Q21の電流流入端子が接続され、
トランスT21の一次巻線のプラス極側と抵抗R21の一端が接続され、
抵抗R21の他端はスイッチング素子Q21の制御端子、コンデンサC21と抵抗R23の直列回路の一端、抵抗R22の一端、スイッチング素子Q22の電流流入端、及びオプトカプラPC21のフォトトランジスタと抵抗R25で構成された直列回路のフォトトランジスタ電流流入側に接続され、
抵抗R22の他端はスイッチング素子Q21およびQ22の電流流出端、コンデンサC22の一端、及びトランスT21の帰還巻線のマイナス極側と接続され、
コンデンサC21と抵抗R23の直列回路の他端はトランスT21の帰還巻線のプラス極側及びR24の一端と接続され、
抵抗R24の他端はスイッチング素子Q22の制御端子、コンデンサC22の他端及びオプトカプラのフォトトランジスタと抵抗R25で構成された直列回路のフォトトランジスタ電流流出側に接続され、
整流平滑回路101はトランスT21の二次巻線に、スイッチング素子Q21がオフの時に該二次巻線に電流が流れる向きに接続され、
整流平滑回路101の出力電圧と基準電圧を比較しその差に応じた電圧を出力する誤差検出回路102を備え、
誤差検出回路102の出力はオプトカプラPC21の発光ダイオードのカソード側に直接、あるいは抵抗を介して接続されたスイッチングレギュレータにおいて、
上記誤差検出器において制御される二次側出力の目標電圧を2ヶ有し切り替え可能であり、
それら2ヶの目標電圧は本スイッチングレギュレータが設けられた装置を動作させるに必要な電圧範囲内であり、
本装置が動作中は2ヶの目標電圧のどちらか一方の電圧側を使用し、
本装置が休止中はこれら2ヶの目標電圧を数百Hz〜数kHzで切り替えることを特徴とするスイッチングレギュレータを備えた装置。 - 請求項1において、スイッチングレギュレータの2ヶの目標電圧を切り替える手段として、装置の動作を制御するマイクロコンピュータを用いたことを特徴とするスイッチングレギュレータを備えた装置。
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP2003128923A JP2004336874A (ja) | 2003-05-07 | 2003-05-07 | スイッチングレギュレータを備えた装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2003128923A JP2004336874A (ja) | 2003-05-07 | 2003-05-07 | スイッチングレギュレータを備えた装置 |
Publications (1)
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JP2004336874A true JP2004336874A (ja) | 2004-11-25 |
Family
ID=33504917
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2003128923A Withdrawn JP2004336874A (ja) | 2003-05-07 | 2003-05-07 | スイッチングレギュレータを備えた装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2004336874A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2013038583A1 (ja) * | 2011-09-14 | 2013-03-21 | パナソニック株式会社 | 半導体装置およびそれを備えた電源システム |
-
2003
- 2003-05-07 JP JP2003128923A patent/JP2004336874A/ja not_active Withdrawn
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO2013038583A1 (ja) * | 2011-09-14 | 2013-03-21 | パナソニック株式会社 | 半導体装置およびそれを備えた電源システム |
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