JP2004319532A

JP2004319532A - 発光素子の駆動回路及び駆動方法並びに光通信装置

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Publication number: JP2004319532A
Application number: JP2003106969A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Oka; 弘幸岡; Yoshitake Furukawa; 芳毅古川
Original assignee: Stanley Electric Co Ltd
Current assignee: Stanley Electric Co Ltd
Priority date: 2003-04-10
Filing date: 2003-04-10
Publication date: 2004-11-11

Abstract

【課題】ＬＥＤなどの発光素子の駆動回路において、発光素子の優れた光のアイパターン特性を生かしながら、簡単な手法で消光比を向上させることができ、同時に装置の消費電流を低減させることができるようにする。
【解決手段】発光素子であるＬＥＤ１の周波数特性と逆の周波数特性を持つ駆動部を有し、該駆動部は、ＬＥＤ１の遮断周波数を極として所定の傾きで上昇するゲイン特性を持つ電流出力型のトランジスタＱ１を備えた増幅器で構成する。そして、この増幅器は、所望の周波数を生成するコンデンサＣ２と抵抗Ｒ３の周波数生成部と、トランジスタＱ２〜Ｑ８からなる二つのカレントミラー回路で構成された電流逓倍部を有するようにし、更に該電流逓倍部から分配してＬＥＤ１に逆方向電流を与えるディスチャージ回路を有するようにする。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＬＥＤ（発光ダイオード）等の発光素子を駆動する駆動回路及びその駆動方法並びにそれを有した光通信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８はこの種の発光素子の駆動回路の構成を示す図であり、発光素子からその遮断周波数を超える周波数成分の光信号を得ることを目的とした駆動方法を示し、本発明者らにより提案されたものである。
【０００３】
この例では、発光素子であるＬＥＤ１の駆動電流とその光出力の間の周波数特性に着目し、その逆の特性を持つ電流生成部を有し、その電流をカレントミラー回路により逓倍しており、その電流によりＬＥＤ１を駆動することで上記の目的を達成している。図中、２は駆動信号の入力端子、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は抵抗、Ｑ１〜Ｑ５はトランジスタである。
【０００４】
図９は上記の回路を用いて得られた光出力のアイパターンを示す図である。アイパターンは、入力信号にランダムなデジタル入力を与え、出力の波形をビット間のタイミングを同期させて何度も重ね書き表示させたもので、デジタル伝送系の特性評価のために広く用いられる手法である。この例では、５００Ｍｂｐｓの実測値を提示している。
【０００５】
上記図９に示すアイパターンにおいて、デジタル信号の最小パルス幅は１ＢＴ（１ビットタイム）とよばれ、その時間の間隔で現れる開口部の大きさで伝送品質の良否が比較される。この開口部が大きい方が、復調の際にレベルとタイミングの判定が確実になり、より良好な伝送系であると評価される。
【０００６】
また、光出力のレベルのＨ１とＨ２は、入力デジタル信号の‘Ｈ’（高）のレベルと‘Ｌ’（低）のレベルに対応して得られた光出力の二つのレベルである。
【０００７】
図１０は図９のアイパターンを得るための駆動電流の波形を概念的に示す図であり、破線は光波形、実線は電流波形を示している。高い周波数成分の多い、パルスの立上がり、立下がりの電流変化が強調された波形となっている。
【０００８】
ここで、上記の発光素子からの光信号を受信する受信器の特性によっては、該信号に重畳する直流成分により増幅器が飽和するなどの問題が発生することがある。このため、光信号の直流成分重畳特性として消光比（ＥＲ）という基準が設けられている。
【０００９】
この消光比は、図９における光出力の‘Ｈ’のレベル（Ｈ１）と‘Ｌ’のレベル（Ｈ２）の比率の対数を取ってデシベル表記したものである。すなわち、次式で定義される。
【００１０】
ＥＲ＝１０×ｌｏｇ（Ｈ１／Ｈ２）［ｄＢ］
そして、上記の消光比を大きくしたときの改善策として、発光素子に逆バイアス電流を印加することが提案されている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照。）。
【００１１】
【特許文献１】
特開昭５８−１３７３４０号公報
【特許文献２】
特開昭６４−５０７８号公報
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の発光素子の駆動回路にあっては、次のような問題があった。
【００１３】
図９に示すアイパターンは良好であり、この伝送レートでの通信は全く問題ないと判断できるが、この波形のオフセット値、すなわち直流成分が問題となる場合がある。この図９の波形は、前述の消光比は２［ｄＢ］であり、良好とは言いがたい。
【００１４】
そこで、消光比を上げるように改善すべく、直流成分が小さくなるように定数を再設定して得られた結果が図１１に示すアイパターンである。しかし、このアイパターンは、図９のアイパターンと比べてＨ２のレベルに近い方で波形に二重線が現れ、また開口部に水平部分がなくなるなど、パターンが劣化してしまっている。
【００１５】
このように、従来例の回路では大きな消光比を得ようとすると、良好なアイパターンが得られないという問題があった。この原因は、消光比を改善しようと電流振幅の直流成分を小さくしていったため、図１２に示すようにカレントミラー回路が光出力のＨ２側で機能しなくなったこと（電流波形がクリップ）に起因している。
【００１６】
また、図９に示す光出力のアイパターンで、レベルＨ２未満の光出力は伝送情報のない光出力であり、光通信装置の発光部としては、回路上このレベルが必要なことで、更なる省電力化が難しいという問題があった。
【００１７】
本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、上記の優れた光のアイパターン特性を生かしながら、簡単な手法で消光比を向上させることができ、同時に装置の消費電流を低減させることができる発光素子の駆動回路及び駆動方法並びに光通信装置を提供することを目的としている。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る発光素子の駆動回路は、発光素子の周波数特性と逆の周波数特性を持つ駆動部を有し、該駆動部は、前記発光素子の遮断周波数を極として所定の傾きで上昇するゲイン特性を持つ電流出力型の増幅器からなり、該増幅器は、所望の周波数を生成する周波数生成部と、カレントミラー回路で構成された電流逓倍部を有するとともに、該電流逓倍部から分配して前記発光素子に逆方向電流を与えるディスチャージ回路を有するようにしたものである。
【００１９】
本発明に係る発光素子の駆動方法は、発光素子の周波数特性と逆の周波数特性を持ち該発光素子の遮断周波数を極として所定の傾きで上昇するゲイン特性を持った周波数生成部と、カレントミラー回路で構成された電流逓倍部を有する電流出力型の増幅器からなる駆動部により前記発光素子を駆動するとともに、ディスチャージ回路により前記電流逓倍部から分配して前記発光素子に逆方向電流を与えるようにしたものである。
【００２０】
本発明に係る光通信装置は、上記の発光素子の駆動回路を備えるようにしたものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面について説明する。
【００２２】
発光素子の消光比を大きくしたときに問題となるのは、発光素子の消灯側の回路動作である。この消灯時の光出力の高速化については、前述のように発光素子に逆方向電流を印加することが有効であることが知られている。
【００２３】
そこで本発明では、従来例で採用しているカレントミラー回路の出力段が低出力電流時に特に高インピーダンスになる特性を持っていることに着目し、極めて簡単な手法で、また回路のＩＣ化に際してもその集積化を阻害することのない方法で発光素子に逆方向電流を印加する方法を実現するものである。
【００２４】
〔実施例１〕
図１は本発明の実施例１の構成を示す回路図であり、図８と同様発光素子であるＬＥＤ１を駆動する駆動回路の特性を示している。同図中、２は駆動信号の入力端子、３は電流出力端子、Ｃ１〜Ｃ３はコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、Ｑ１〜Ｑ８はトランジスタである。
【００２５】
図２は本回路のＬＥＤオン（ＯＮ）時の光出力（周波数特性）を示す図であり、ＬＥＤ１の電流及び光と後述するピーキング後の光を示している。また、図３は同ＬＥＤオフ（ＯＦＦ）時の光出力を示す図であり、コンデンサＣ３の電流、ＬＥＤ１の光及び後述するディスチャージ後の光を示している。
【００２６】
次に、図１の駆動回路の動作を図４の（ａ）〜（ｇ）に示す各部の動作波形を基に説明する。
【００２７】
（１）ピーキング電流波形生成部
入力信号（駆動信号）に印加されたデジタル信号は、トランジスタＱ１により必要な電流振幅に変換されるとともに、電流バイアス（直流成分）が加算され、更にコンデンサＣ２と抵抗Ｒ３により得られる周波数特性を付加された電流としてトランジスタＱ２に供給される。ここで、コンデンサＣｌは入力信号とトランジスタＱ１の増幅器のバイアス電位とを分離するカップリングコンデンサ、抵抗Ｒ１とＲ２はトランジスタＱ１のベースの動作点電位を決める分圧抵抗であり、抵抗Ｒ３とともにトランジスタＱ２に供給される電流の直流成分も決めている。
【００２８】
上記コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３は、ピーキングの周波数特性を決定し、使用する発光素子であるＬＥＤ１の遮断周波数ｆｃとの関係が、おおよそ次式で表されるように設定される。
【００２９】
ｆｃ＝１／（２π×Ｃ２×Ｒ３）
（２）カレントミラー部
トランジスタＱ２及びＱ３〜Ｑ５はカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ２のコレクタに流れ込んだ電流を逓倍し、ＬＥＤ１を駆動する電流の絶対値を決めている。このとき出力される電流Ｉｄの波形は、図４の（ｂ）に示されている。そして、同図に示すようにカレントミラー回路の出力振幅に対して、低電流域でのクリップを許容している。
【００３０】
（３）電流分配器
本実施例では、更にトランジスタＱ２を入力とし、トランジスタＱ６を出力とするカレントミラー回路と同じく、トランジスタＱ２を入力としトランジスタＱ８を出力とするカレントミラー回路の二つの電流分配器を具備している。
【００３１】
（４）電流−電圧変換部
トランジスタＱ２〜Ｑ６よりなるカレントミラー回路の出力（トランジスタＱ６のコレクタの電流）は、上記電流Ｉｄと同位相で、抵抗Ｒ４に電圧降下を生じさせる。このため、トランジスタＱ６のコレクタには図４の（ｃ）のＶｃ６のように光出力が大のとき（Ｈ１）に低電圧、光出力が小のとき（Ｈ２）に高電圧が得られる。
【００３２】
すなわち、電流−電圧変換動作をしている。ここで抵抗Ｒ４は、トランジスタＱ６のコレクタ電流でできるだけ大きな電圧変化が得られるようできるだけ大きな抵抗値が設定されている。
【００３３】
また、トランジスタＱ７はエミッタ−フォロア動作をしており、トランジスタＱ７のエミッタすなわちトランジスタＱ８のコレクタには、トランジスタＱ７のベース電位からトランジスタＱ７のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅだけ低い電圧が低インピーダンスで得られる（図４の（ｃ）のＶｃ８）。
【００３４】
（５）ディスチャージ回路
トランジスタＱ６と同様に、トランジスタＱ８のコレクタには電流Ｉｄと同位相の電流が流れ、かつその電流はカレントミラー回路の出力であることより、入力により変動する定電流源となっている。また、その値は光出力レベルがＨ１のときの吸い込み電流の方がＨ２のときの吸い込み電流よりも大きくなっている。
【００３５】
すなわち、光出力がＨ１のとき、トランジスタＱ８は大きく電流を吸い込み、コレクタ電圧Ｖｃ８を引き下げる作用をする（トランジスタＱ８のコレクタ−エミッタ間が低インピーダンス）。このとき、トランジスタＱ７の出力は低電圧状態であり、トランジスタＱ８の電流吸い込みと同じ方向にコレクタ電圧Ｖｃ８に作用する。また、光出力がＨ２のとき、トランジスタＱ８の電流吸い込みは小さくなり、コレクタ電圧Ｖｃ８に与える影響は小さくなってゆく（トランジスタＱ８のコレクタ−エミッタ間が高インピーダンス）。
【００３６】
−方、トランジスタＱ７の出力は高電圧側であり、Ｖｃ８の電圧は上昇する。そして、上記（４）の電流−電圧変換部と（５）のディスチャージ回路の組み合わせで、コレクタ電圧Ｖｃ８に光出力とは逆相の低インピーダンスの電圧が、Ｈ１、Ｈ２それぞれ別の経路で供給されることになる。
【００３７】
ここで、本実施例では、上述のように発光素子であるＬＥＤ１の周波数特性と逆の周波数特性を持つ駆動部を有しており、該駆動部は、ＬＥＤ１の遮断周波数を極として所定の傾きで上昇するゲイン特性を持つ電流出力型の増幅器からなっている。そして、この増幅器は、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３により所望の周波数を生成する周波数生成部と、トランジスタＱ１〜Ｑ８からなる二つのカレントミラー回路で構成された電流逓倍部とを有するとともに、該電流逓倍部から分配してＬＥＤ１に逆方向電流を与えるディスチャージ回路を有している。
【００３８】
そして、上記ディスチャージ回路は、電流分配された電流出力端子３とＬＥＤ１のカソード間に接続されたコンデンサＣ３を有し、電流出力端子３には、ＬＥＤ１の駆動電流Ｉｄと同期した電圧変動もしくはインピーダンス変動のあるＶｃｃの電圧源が接続されている。
【００３９】
上記のように本実施例では、トランジスタＱ８のコレクタの電流出力端子３と発光素子であるＬＥＤ１のカソード間にコンデンサＣ３を接続している。ＬＥＤ１のカソードの電圧Ｖｃ４は、このコンデンサＣ３がなければ、電源電圧ＶｃｃからＬＥＤ１の順方向電圧降下分（Ｖｆ）だけ低い値でほぼ一定している。Ｈ１〜Ｈ２の遷移でもわずかの変化である。つまり、コンデンサＣ３から見れば高周波的に仮想接地側である。
【００４０】
次に、上記コンデンサＣ３に印加される電圧ＶＣ３及びコンデンサＣ３に流れる電流（図４の（ｅ）参照）について説明する。
【００４１】
ＬＥＤ１の光出力がＨ１のとき、ＬＥＤ１側は《電源電圧−Ｖｆ》の電圧が与えられ、反対側（トランジスタＱ８のコレクタ側）は低電位が与えられる。よって、このときコンデンサＣ３はその電位差で充電されることになる（図４の（ｄ）においてＶＣ３はプラス）。
【００４２】
そして、ＬＥＤ１の光出力がＨ２になると、トランジスタＱ８のコレクタ電圧がＶｃ８まで急速に引き上げられる。このとき、コンデンサＣ３に充電されている電圧はそのままなので、コンデンサＣ３のＬＥＤ１側の電圧も急速に引き上げられることになる。したがって、その瞬間ＬＥＤ１側のカソード側には《Ｖｃ８Ｈ》＋《電源電圧−Ｖｆ》の電圧が発生し、ＬＥＤ１に逆方向の電流すなわち負方向の電流が流れることになる（図４の（ｆ）参照）。
【００４３】
本実施例では、ＬＥＤ１はＰＮ接合のダイオード構造を想定しているので、ＰＮ接合に逆方向に電流が流れた場合、その電流は発光に寄与していた内部キャリアの消滅を加速させることになる（ＬＥＤの内部電荷のディスチャージ）。すなわち、光出力の立下がり時間の短縮が実現される効果を得ることができる。
【００４４】
このとき、コンデンサＣ３の値としては、電流波形図（図４の（ｅ））に示すようにエッジが強調され、かつその電流の周波数特性が図３に示すようになるように設定される（コンデンサＣ３の値を大きくしすぎると、電流ゲインポールが低周波側へ移動し、目的とするアイパターンは得られない）。
【００４５】
前述のように、消光比を大きくすると、コンデンサＣ２で設定された駆動電流の周波数特性は、光出力の立上がり時には有効であるが、立下がり時にはＬＥＤ１の駆動電流Ｉｄがクリップされて機能しなくなってくる。
【００４６】
しかし、本実施例のように電流をコンデンサＣ３に流すことで、光出力の立下がり時（光出力のＨ２側）のピーキング特性をＬＥＤ１の光出力の特性に加算することができ、上記の問題を解消することができる。
【００４７】
すなわち、光出力の立上がり時にはコンデンサＣ２で、立下がり時にはコンデンサＣ３で別々にピーキングを実施できることになる。このことは、例えば使用する発光素子の光出力立上がり特性と立下がり特性が異なっている場合など、素子の特性に合わせた精密な調整が定数設定でできることになり、光通信装置としては特に有効である。
【００４８】
上記のコンデンサＣ３に充電された電荷は、一つの方向としてＬＥＤ１の内部キャリア消滅のために使われ、また電流ＩｄはＬＥＤ１の消灯時もゼロではないので、トランジスタＱ３〜Ｑ５のコレクタに吸収され、放電されてゆく。
【００４９】
そして、次にＬＥＤ１の光出力がＨ１になるとき、トランジスタＱ８のコレクタ電流はコンデンサＣ２によるピーキング特性もあり、急増する。一方、トランジステＱ６のコレクタ電位すなわち連動するトランジスタＱ７のエミッタ電位は急減する。
【００５０】
すなわち、コンデンサＣ３のトランジスタＱ８のコレクタ側の電位は急速に低くなり、コンデンサＣ３はトランジスタＱ８の定電流源で充電が始まる。このときの充電電流はＩｄと同位相、同特性であり、コンデンサＣ３は高周波的には短絡とみなされるので、トランジスタＱ８のコレクタに流れる分だけ電流Ｉｄが比例増加する。
【００５１】
すなわち、コンデンサＣ３による経路を付加することで、ＬＥＤ１の光出力の立上がり特性が若干ではあるが改善される。したがって、ＬＥＤ１の優れた光のアイパターン特性を生かしながら、簡単な手法で消光比を向上させることができると同時に、装置の消費電流を低減させることができる。
【００５２】
図５は本実施例により得られたＬＥＤ１の５００Ｍｂｐｓの光出力アイパターンを示す図である。発光素子であるＬＥＤ１として、遮断周波数ｆｃが８５ＭＨｚのＬＥＤを使用している。消光比は５ｄＢ得られており、アイパターンとしても十分な開口部が得られている。
【００５３】
また、高い消光比を要求しない光受信器に対する光通信装置の発光部としても、同じ光振幅を得ながら消費電流のより小さな発光部が実現できる。更に、本実施例の構成では、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３の電流ピーキングで光の立上がり応答を改善し、コンデンサＣ３によるディスチャージ回路で光の立下がり応答を改善している。
【００５４】
したがって、光の立上がりと立下がりが別々に調整可能である。よって、例えば発光素子の特性として、立上がり特性と立下がり特性が異なっていた場合、それぞれ別々に調整が可能となり、アイパターン特性を更に改善することができる。
【００５５】
また、本実施例においては、カレントミラー回路を多目的に活用し、増加する素子を最小限に抑えている。よって、回路規模の増加を抑制することができる。
【００５６】
〔実施例２〕
図６は本発明の実施例２の構成を示す回路図であり、図１と同一符号は同一構成要素を示している。
【００５７】
本実施例は、駆動する電流Ｉｄと同位相の信号を取り出し、発光素子であるＬＥＤ１に消灯のタイミングで逆電流を印加している点では実施例１と同じであるが、同期回路４により開閉（オン／オフ）するスイッチＳＷ１をトランジスタＱ８のコレクタ側に接続している。
【００５８】
上記同期回路４の入力信号としては、図示していないがブロック全体の入力信号から取っても良いし、その他から取っても良い。また、スイッチＳＷ１としては、トランジスタやＦＥＴなどを使用することができる。
【００５９】
また本実施例では、逆バイアス電流用の電圧を蓄えたコンデンサＣ３の電圧をかさ上げする低インピーダンス電圧源として、回路全体の電源を利用している。そして、ＬＥＤ１の光出力が‘Ｈ’になるとき、コンデンサＣ３のトランジスタＱ８のコレクタ側電位を引き下げる作用をするのは、トランジスタＱ８のコレクタ電流のみとなる。したがって、このときのコンデンサＣ３の容量としては、最小パルス幅時間１ＢＴの間にトランジスタＱ８のコレクタ電流で十分逆電流の印加のための電荷が充電されるように値が決められている。
【００６０】
〔実施例３〕
図７は本発明の実施例３の構成を示す回路図であり、図１と同一符号は同一構成要素を示している。
【００６１】
本実地例は、ディスチャージ回路のみで発光素子であるＬＥＤ１の応答を改善した例である。すなわち、トランジスタＱ９をトランジスタＱ８にパラレルに追加して、コンデンサＣ３の充電能力つまりＬＥＤ１に流す微分した順電流を強化し、実施例１のピーキング用コンデンサＣ２を削除している。
【００６２】
本回路では、ＬＥＤ１に順方向、逆方向の両方の微分電流を印加している。逆方向に微分電流をＬＥＤ１に流す量は実施例１と同じである。また、抵抗Ｒ４で電流波形を電圧に変換し、トランジスタＱ７でバッファアンプを構成している。
【００６３】
ここで実施例１と異なる部分は、カレントミラー回路の電流源として動いているトランジスタＱ８にトランジスタＱ９をパラレル接続し、トランジスタＱ７とトランジスタＱ８＋Ｑ９のエミッタ−コレクタ間インピーダンスを近づけるように設定している。このことで、コンデンサＣ３の充電、放電時定数を合わせこんでいる。
【００６４】
また、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ５で微分量を調整している。ＬＥＤ１の光ｆ特性を上げるには、コンデンサＣ３に与える電圧振幅を抵抗Ｒ４で調整する。コンデンサＣ３の電流ゲインポールは次式で決まる。
【００６５】
ｆｃ＝１／（２π×Ｃ３×Ｒ５）
よって、発光素子であるＬＥＤ１には順方向、逆方向とも対称の微分波形の電流が流れ、ＬＥＤ１のＯＮ／ＯＦＦともに図３のボード線図で動作が可能となり、上述の実施例と同様の作用効果が得られる。
【００６６】
なお、本発明は、光通信装置において発光素子を駆動するための回路であって、その発光素子の持っている遮断周波数より高い周波数成分の光信号を得ようとするものに対して広く適用することができる。
【００６７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、発光素子の優れた光のアイパターン特性を生かしながら、簡単な手法で消光比を向上させることができ、同時に装置の消費電流を低減させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１の構成を示す回路図
【図２】実施例１の光出力を示す図
【図３】実施例１の光出力を示す図
【図４】実施例１の各部の動作波形を示す図
【図５】実施例１の光出力アイパターンを示す図
【図６】本発明の実施例２の構成を示す回路図
【図７】本発明の実施例３の構成を示す回路図
【図８】従来例の構成を示す回路図
【図９】従来例の光出力アイパターンを示す図
【図１０】従来例の駆動電流波形を示す図
【図１１】消光比を上げた光出力アイパターンを示す図
【図１２】消光比を上げたときの駆動電流波形を示す図
【符号の説明】
１ＬＥＤ（発光素子）
２入力端子
３電流出力端子
４同期回路
Ｃ１〜Ｃ３コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ４抵抗
Ｑ１〜Ｑ９トランジスタ
ＳＷ１スイッチ

Claims

発光素子を駆動する駆動回路において、前記発光素子の周波数特性と逆の周波数特性を持つ駆動部を有し、該駆動部は、前記発光素子の遮断周波数を極として所定の傾きで上昇するゲイン特性を持つ電流出力型の増幅器からなり、該増幅器は、所望の周波数を生成する周波数生成部と、カレントミラー回路で構成された電流逓倍部を有するとともに、該電流逓倍部から分配して前記発光素子に逆方向電流を与えるディスチャージ回路を有することを特徴とする発光素子の駆動回路。
前記ディスチャージ回路は、電流逓倍部から分配された電流の出力端子と発光素子の間に接続されたコンデンサを有し、その電流出力端子に発光素子の駆動電流と同期した電圧変動もしくはインピーダンス変動のある電圧源が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の発光素子の駆動回路。
発光素子を駆動する駆動方法において、前記発光素子の周波数特性と逆の周波数特性を持ち該発光素子の遮断周波数を極として所定の傾きで上昇するゲイン特性を持った周波数生成部と、カレントミラー回路で構成された電流逓倍部を有する電流出力型の増幅器からなる駆動部により前記発光素子を駆動するとともに、ディスチャージ回路により前記電流逓倍部から分配して前記発光素子に逆方向電流を与えるようにしたことを特徴とする発光素子の駆動方法。
前記ディスチャージ回路は電流逓倍部から分配された電流の出力端子と発光素子の間に接続されたコンデンサを有し、該コンデンサから発光素子に逆方向電流を与えるようにしたことを特徴とする請求項３に記載の発光素子の駆動方法。
請求項１または２に記載の発光素子の駆動回路を備えたことを特徴とする光通信装置。