JP2004527169A - 増幅器回路 - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
本発明は、請求項1の前半部分に記載した増幅器回路に関する。
【背景技術】
【0002】
一般に、高抵抗増幅器の入力における動作点の設定および容量性信号源に対するバイアス電圧の供給(結合)には高オーミック抵抗が使用される。図1は従来技術による対応する回路構成を示している。同図で、C1はコンデンサ−マイクロフォン・カプセルの形式の50pFの容量性信号源を表わし、これは3ギガオーム(GOhm)の高オーミック抵抗R1を介して+60Vの直流(DC)電源Vbias1に結合されている。容量性信号源C1の有効(有用)信号S1は例えばオーディオ信号で、この信号は1nFの直列結合容量C2(この容量C2は動作点電圧を分離(減結合)するために信号路中に挿入されている)を経て増幅器IC1の高抵抗の非反転入力(+)に供給される。増幅器IC1の出力信号S2は負帰還形態で該増幅器IC1の反転入力(−)に帰還される。信号電圧に関して云えば、V=1の増幅度(増幅率)が得られ、低い信号源インピーダンスをもった出力信号S2が使用可能になる。この出力信号は、電圧および位相に関して信号S1と同じ有効信号情報をもっている(搬送する)。3ギガオーム(GOhm)の高オーミック抵抗R2を介して増幅器IC1の非反転入力(+)に結合された+5Vのバイアス電圧源Vbias2が設けられており、増幅器IC1の動作点を設定する。
【0003】
【0004】
理論的に必要な結合抵抗R1、R2の最小値は、伝送されるべき有効信号S1の所望の下限周波数を設定する。例えば、下限周波数が20Hz、信号源の容量が20pFであれば、結合抵抗R1、R2(これらの抵抗の並列接続は信号源C1の負荷として作用する)の値は160メグオーム(MOhm)になる。このタイプの抵抗値は非常に高いノイズ電圧を発生するが、このノイズ電圧は、分圧比に対応する2つの結合抵抗R1、R2からなる並列回路の抵抗値と容量性信号源のインピーダンスの値との比に低減される。また、この場合、抵抗R1、R2からなる並列回路の抵抗値が特定の係数(倍数)だけ増大すると、ノイズ電圧はこの係数だけ減少する。これに対して並列抵抗R1、R2中で発生するノイズ電圧は周知の物理法則に従って上記の係数の平方根だけ増大する。この計算に関しては、このことは抵抗値を2倍にする毎に3dBのノイズ利得(ゲイン)が得られることを意味する。
【0005】
残念ながらこの抵抗値の増加には大きな欠点を伴なう。即ち、動作電圧Vbias1およびVbias2のスイッチング(装置のスイッチ−オン)からの経過時間、または信号源容量および必要な結合容量C2を充電するために容量性信号源C1にバイアス電圧Vbias1を切換える(供給する)時間も直線的に増大する。一般には1乃至3ギガオーム(GHhm)の抵抗値が使用される。通常のマイクロフォンでは、充電時間すなわちアイドリング時間は10乃至15秒の範囲にあり、アナログ−デジタル変換器をもったマイクロフォンでは、動作点の要求が増大することにより30秒より長い時間になる可能性がある。それにもかかわらず、ノイズ利得の目的から(を考慮して)抵抗値をさらに大きくすることが望ましい。その理由は、約10乃至20ギガオーム(GOhm)までは他のノイズ源による充分な優勢状態(weitgehende Ueberdeckung、隠蔽)は生じないからである。さらに、R1、R2の抵抗値が増加した場合、しばしば存在する不可避の漏洩電流が増大するために、実際には供給された動作点電圧が信号源C1または増幅器IC1の非反転入力(+)において次第に不正確になるということが予測される。
【0006】
【0007】
【発明の開示】
【0008】
本発明の目的は、アイドリング時間が非常に長くなり、また漏洩電流の影響が過大になるという欠点を伴うことなく、初めに述べたような形式の増幅器回路においてかなりのノイズ利得を得ることにある。
【0009】
本発明によれば、この目的は請求項1の特徴部分に記載の構成によって達成される。
【0010】
請求項1による増幅器回路の好ましい実施形態および変形例は従属請求項に記載されている。
【0011】
本発明は、結合抵抗R1、R2を、非線形抵抗と高オーミック結合抵抗の直列接続からなる回路網と置換するという考え方に基づくものである。信号源容量と結合容量C2の充電時間を決定する結合抵抗は比較的(相対的に)小さな値とすることができる。その理由は、非線形抵抗は充電期間中は低インピーダンスをもった導電性であり、信号源容量および結合容量の充電後はその抵抗値は自動的にノイズ特性を改善するのに必要な高い抵抗値を呈することによる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0012】
本発明を図2乃至図5を参照して詳細に説明する。
【0013】
図2に示す基本的な回路図では、図1に示す従来技術と比較して結合抵抗R1がダイオードD1の形式の非線形抵抗と高オーミック抵抗R3の直列接続に置換されている。この手段を採用すると、抵抗R3と直列に接続された非線形電流−電圧特性をもった構成素子D1を介してバイアス電圧Vbias1が供給される。キャパシタC1およびC2が充電または再充電された後は実質的に電流は流れず、ダイオードD1の2つの端子の間には電圧は存在せず、そのダイオードD1は遮断状態になっている。このため、ダイオードD1で発生するノイズ電圧は、非常に小さくなり、回路全体の避けることのできない小さな漏洩電流に基づくものである。これに対して、キャパシタC1、C2の充電期間中はダイオードD1は導通状態になり、充電(負荷)電流と充電時間は、図1による結合抵抗R1の300分の1と小さく、僅か10メグオーム(MOhm)の抵抗値をもった直列に接続されたオーミック抵抗R3によって決定される。
【0014】
他の如何なる手段も使用することなく、ダイオードD1は、このダイオードD1の電流−電圧特性が導通範囲内にあることにより、供給されたAC(交流)電圧の有効信号S1によって導通状態にされる。このことは、容量性信号源C1が非常に高いインピーダンスをもっていることにより、この容量性信号源C1の好ましくない非線形負荷を生じさせる。また、ダイオードD1は結合抵抗中に発生したノイズ電圧を少なくとも部分的に伝送するにすぎない。
【0015】
これらの好ましくない影響を完全に防止するために、増幅器IC1(この信号増幅率はV=1に設定されている)の出力からのインピーダンス変換された有効信号S2をダイオードD1と抵抗R3の間の接続点に帰還するキャパシタC3が設けられている。この帰還の重要な点は、有効信号S2の位相と値はダイオードD1の両端子において同じであり、それによってダイオードD1は有効信号S2の振幅には全く関係なく永久的に電位差が0、即ち永久的に遮断状態に保たれていることである。このことにより、信号源C1に対する動作電圧源Vbias1のインピーダンス(抵抗)が極めて高くなり、供給されるノイズは極めて低くなる。一方、ダイオードD1は、キャパシタC1、C2が再充電されると導通状態になる。充電時間は時定数R3/C2のみによって決定され、この値は図1に示す従来技術に比して非常に小さくなる。時定数R3/C2の大きさは、前述の有効信号S2の帰還がなお充分に有効である所望の下限周波数に依存する。伝送されるべき最低有効周波数(オーディオ信号の場合、一般に20Hz)の例えば10分の1の選択された下限周波数は制限なしにこの条件を満たす。さらに、キャパシタC3は、結合抵抗によって発生されたノイズ電圧が増幅器IC1の出力に対して短絡されるように作用し、従ってもはや不都合な現象は現われない。
【0016】
実際には動作期間中に、例えばマイクロフォン・カプセルの感度または方向特性を変更するために信号源C1のバイアス電圧Vbiasが変化する可能性がある。この点に関して、ここで述べた動作メカニズムは、バイアス電圧Vbias1がスイッチ・オンされた後キャパシタC1、C2を充電することに関して重要であるのみならず、より小さなバイアス電圧Vbias1または負であることもあるバイアス電圧Vbias1が設定されるべきときに放電を加速させるために重要である。この場合、図3に示すように、他のダイオードD2がダイオードD1と逆並列接続され、それによって上述の充電過程はバイポーラ(両極性)形式で行なわれるようになる。
【0017】
図2および図3で説明した本発明の構成は、増幅器またはインピーダンス変換器IC1の動作点を設定するためにも使用することができる。このためには、図4に示すように、図1に関連する結合抵抗R2の代わりに構成素子R4、C4、D3およびD4からなる回路網が使用される。この回路網も、同様に、2つの逆並列接続されたダイオードD3、D4とこれらと直列関係に配置されたオーミック結合抵抗R4との直列接続と、さらに有効信号S2を抵抗R4とダイオードD3、D4の間の接続点に帰還するための結合キャパシタC4と、を含んでいる。図3に関して説明した動作メカニズムは増幅器IC1の動作メカニズムに対しても同様に有効である。
【0018】
増幅器IC1の有効信号増幅率が1より大きい場合には、図5による実施例を使用する必要がある。ここで、負帰還の形態で増幅器IC1の反転入力(−)に帰還された出力信号S2はオーミック抵抗R5、R6よりなる抵抗分圧器によって分圧される。例えば、10:1の分圧比を用いた場合は、信号増幅率はV=10になる。その理由は、(増幅器IC1の非反転入力(+)における有効信号S1に比して)大きさ(値)および位相が同じ信号S3が常に増幅器IC1の反転入力(−)に現われるからである。図5による典型例の実施形態では、信号をキャパシタC3およびC4の接続点(ベース)に帰還するためには、帰還信号として出力信号S2ではなく、その出力信号から導出(取出)された信号すなわち分圧比R5/R6で分圧された信号S3が使用される。
【0019】
もちろん、非線形電圧−電流特性をもった構成素子としては、ダイオードD1乃至D4の代わりにLED、ツエナ・ダイオード等を使用することもできる。
【0020】
実際には本発明に従って実施された増幅器回路は、ノイズ信号を測定するための選択された評価曲線に基づいて2乃至10dB改善された信号対ノイズ比を得るために使用される。同時に不所望な充電および放電時間は1秒未満に短縮される。
【図面の簡単な説明】
【0021】
【図1】図1は従来技術による対応する回路構成を示している。
【図2】図2は本発明による増幅器回路の基本電気回路図である。
【図3】図3は本発明による増幅器回路の他の基本電気回路図である。
【図4】図4は本発明による増幅器回路の好ましい実施例の基本電気回路図である。
【図5】図5は本発明による増幅器回路の他の好ましい実施例の基本電気回路図である。
Claims (6)
- 容量性信号源、特にコンデンサ−マイクロフォン・カプセルと、
高抵抗の非反転入力を有する後段の増幅器と、
信号源の動作点を決定するために該信号源を第1のバイアス電圧源に結合するための第1の結合インピーダンスと、
上記増幅器の動作点を決定するために上記増幅器の非反転入力を第2のバイアス電圧源に結合するための第2の結合インピーダンスと、
上記信号源と上記増幅器の非反転入力の間の信号路中にある少なくとも1つの第1の結合キャパシタと、
を有し、
特徴として、
上記第1の結合インピーダンス(D1、R3;D1、D2、R3)は第1の非線形抵抗(D1;D1、D2)と第1のオーミック抵抗(R3)の直列接続からなり、上記増幅器(IC1)の出力信号(S2)またはこの出力信号から導出された信号は第2の結合キャパシタ(C3)を介して上記第1の結合インピーダンス(D1、R3;D1、D2、R3)に帰還されるものである、
オーディオ周波数信号用増幅器回路。 - 上記第2の結合インピーダンス(D3、R4;D3、D4、R4)は第2の非線形抵抗(D3;D3、D4)と第2のオーミック抵抗(R4)の直列接続からなり、上記増幅器(IC1)の出力信号(S2)またはこの出力信号から導出された信号は第3の結合キャパシタ(C4)を介して上記第2の結合インピーダンス(D3、R4;D3、D4、R4)に帰還されることを特徴とする、
請求項1に記載の増幅器回路。 - それぞれ上記第1と第2の非線形抵抗としてダイオード(D1またはD3)が設けられていることを特徴とする、請求項1または2に記載の増幅器回路。
- 上記第1と第2の非線形抵抗として2つのダイオード(D1、D2またはD3、D4)の逆並列接続が設けられていることを特徴とする、請求項1または2に記載の増幅器回路。
- 上記増幅器(IC1)の出力信号(S2)は、その振幅の全体の値が、上記増幅器(IC1)の反転入力(−)に帰還され、また上記第2と第3の結合キャパシタ(C3またはC4)を介して上記第1と第2の結合インピーダンス(D1、D2、R3;D3、D4、R4)に帰還されることを特徴とする、請求項1乃至4のいずれかに記載の増幅器回路(図4)。
- 上記増幅器(IC1)の出力信号(S2)は、その振幅の一部の値(R5/R6)が上記増幅器(IC1)の反転入力(−)に帰還され、また上記第2と第3の結合キャパシタ(C3またはC4)を介して上記第1と第2の結合インピーダンス(D1、D2、R3;D3、D4、R4)に帰還されることを特徴とする、請求項1乃至4のいずれかに記載の増幅器回路(図5)。
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