JP4031710B2 - 増幅器回路 - Google Patents

Description

本発明は、請求項１の前半部分に記載した増幅器回路に関する。このタイプの増幅器回路は米国特許第３，５９５，９９８Ａ号により公知である。
米国特許第３，５９５，９９８ Ａ

一般に、高抵抗増幅器の入力における動作点の設定および容量性信号源に対するバイアス電圧の供給（結合）には高オーミック抵抗が使用される。図１は従来技術による対応する回路構成を示している。同図で、Ｃ１はコンデンサ−マイクロフォン・カプセルの形式の５０ｐＦの容量性信号源を表わし、これは３ギガオーム（ＧＯｈｍ）の高オーミック抵抗Ｒ１を介して+６０Ｖの直流（ＤＣ）電源Ｖｂｉａｓ１に結合されている。容量性信号源Ｃ１の有効（有用）信号Ｓ１は例えばオーディオ信号で、この信号は１ｎＦの直列結合容量Ｃ２（この容量Ｃ２は動作点電圧を分離（減結合）するために信号路中に挿入されている）を経て増幅器ＩＣ１の高抵抗の非反転入力（＋）に供給される。増幅器ＩＣ１の出力信号Ｓ２は負帰還形態で該増幅器ＩＣ１の反転入力（−）に帰還される。信号電圧に関して云えば、Ｖ＝１の増幅度（増幅率）が得られ、低い信号源インピーダンスをもった出力信号Ｓ２が使用可能になる。この出力信号は、電圧および位相に関して信号Ｓ１と同じ有効信号情報をもっている（搬送する）。３ギガオーム（ＧＯｈｍ）の高オーミック抵抗Ｒ２を介して増幅器ＩＣ１の非反転入力（＋）に結合された+５Ｖのバイアス電圧源Ｖｂｉａｓ２が設けられており、増幅器ＩＣ１の動作点を設定する。

図１の回路と同様の回路構成は米国特許第３，５９５，９９８Ａ号により知られている。この公知の増幅器回路も同様に容量性電圧源としてコンデンサ−マイクロフォン・カプセルＭを持っており、その動作点は第１のバイアス電圧源Ｕ_Pに接続されたオーミック抵抗Ｒ_Vによって決定される。第１のバイアス電圧源Ｕ_Pと第２のバイアス電圧源Ｕ_Bの間の減結合を有効にしてダウンストリーム（下流の、後段の）増幅器の動作点を設定するために、コンデンサーマイクロフォン・カプセルＭと増幅器ＦＥＴのゲート電極３との間の信号路中に結合キャパシタＣ_Kが配置されている。増幅器トランジスタの動作点はオーミック抵抗Ｒ_j、Ｒ₂、Ｒ₃、Ｒ_VおよびダイオードＤからなる抵抗性分圧回路網によって決定される。バイアス電圧源Ｕ_Bとして任意の極性の電源電圧が使用できる。その理由は、電界効果トランジスタは一般に対称な構造を有し、そのためソース電極とドレン電極は供給された電圧に基づいて機能を交替する、即ち（Ｎチャンネル形の場合）より負の電圧を有する電極がソースとしての役割を引き受けるからである。出力信号は、構成素子Ｒ₄、Ｒ₅、ＣおよびＴｒによってソースおよびドレン電極において同じ態様で対称的に得られる。ゲート電極における動作電圧のみは電源電圧の極性の関数として適応していなければならない。その理由は、動作電圧は、通常、電源電圧の２分の１に相当するからである。これは抵抗Ｒ₂と直列に接続されたダイオードＤによって形成（影響）される。負電源電圧の場合、増幅器ＦＥＴに対する動作点は分圧器Ｒ１/Ｒ３によって生成される。この場合はダイオードＤは遮断していて無効状態にある（影響をおよぼさない）。正電源電圧の場合は、反転分圧比が必要になる。これは、ダイオードＤを導通させ、抵抗Ｒ３と並列に抵抗Ｒ２を接続することによって実現される。

理論的に必要な結合抵抗Ｒ１、Ｒ２またはＲ_Vの最小値は、伝送されるべき有効信号Ｓ１の所望の下限周波数を設定する。例えば、下限周波数が２０Ｈｚ、信号源の容量が２０ｐＦであれば、信号源Ｃ１の負荷またはＲ_Vに対して並列的に動作する結合抵抗Ｒ１、Ｒ２またはＲ_V（これらの抵抗の並列接続は信号源Ｃ１の負荷として作用する）の値は１６０メガオーム（ＭＯｈｍ）になる。このタイプの抵抗値は非常に高いノイズ電圧を発生するが、このノイズ電圧は、分圧比に対応する２つの結合抵抗Ｒ１、Ｒ２またはＲ_Vからなる並列回路の抵抗値と容量性信号源のインピーダンスの値との比に低減される。また、この場合、抵抗Ｒ１、Ｒ２またはＲ_Vからなる並列回路の抵抗値が特定の倍数（倍数）だけ増大すると、ノイズ電圧はこの係数だけ減少する。これに対して並列抵抗Ｒ１、Ｒ２またはＲ_V中で発生するノイズ電圧は周知の物理法則に従って上記の係数の平方根だけ増大する。この計算に関しては、このことは抵抗値を２倍にする毎に３ｄＢのノイズ利得（ゲイン）が得られることを意味する。

残念ながらこの抵抗値の増加には大きな欠点を伴なう。即ち、動作電圧Ｖｂｉａｓ１およびＶｂｉａｓ２のスイッチング（装置のスイッチ−オン）からの経過時間、または信号源の容量および必要な結合容量Ｃ２を充電するために容量性信号源Ｃ１にバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１を切換える（供給する）時間も直線的に増大する。一般には１乃至３ギガオーム（ＧＨｈｍ）の抵抗値が使用される。通常のマイクロフォンでは、充電時間すなわちアイドリング時間は１０乃至１５秒の範囲にあり、アナログ−デジタル変換器をもったマイクロフォンでは、動作点の要求が増大することにより３０秒より長い時間になる可能性がある。それにもかかわらず、ノイズ利得の目的から（を考慮して）抵抗値をさらに大きくすることが望ましい。その理由は、約１０乃至２０ギガオーム（ＧＯｈｍ）までは他のノイズ源による充分な優勢状態（weitgehende Ueberdeckung、隠蔽）は生じないからである。さらに、Ｒ１、Ｒ２またはＲ_Vの抵抗値が増加した場合、しばしば存在する不可避の漏洩電流が増大するために、実際には供給された動作点電圧が信号源Ｃ１または増幅器の非反転入力（＋）において次第に不正確になるということが予測される。

さらに、増幅器の出力信号を高抵抗直列抵抗と２つの逆並列ダイオードからなる直列接続点に帰還することはＥＰ ０ ８８０ ２２５ Ａ２により知られている。その接続点は増幅器の動作点を設定するために設けられたものである。その引用された参照文献では、この帰還は逆並列ダイオード（図２乃至図５）の２つの端子には実質的に差電圧は生じないという事実によって実現される。そのためダイオードと並列の不利になる(有害な)キャパシタスは無効状態に維持される。ＥＰ ０ ８８０ ２２５ Ａ２による回路では、信号源の動作点は別のバイアス電圧源によって設定されず、そのため信号源と増幅器との間の信号路中に結合容量は存在しない。従って、この公知の回路では、結合キャパシタが存在しないことにより、可能な最短充電時間に関する問題は存在しない。
ＥＰ ０ ８８０ ２２５ Ａ２

同じことが米国特許第５，５８９，７９９Ａ号による増幅器回路についても云える。その増幅器回路では、信号源として非バイアス形マイクロフォン・カプセルが存在し、また信号源と増幅器の間の信号路中に結合キャパシタは存在しない。
米国特許第５，５８９，７９９ Ａ

本発明によれば、この目的は請求項１の特徴部分に記載の構成によって達成される。

請求項１による増幅器回路の好ましい実施形態および変形例は従属請求項に記載されている。

本発明は、結合抵抗Ｒ１、Ｒ２を、非線形抵抗と高オーミック結合抵抗の直列接続からなる回路網と置換するという考え方に基づくものである。信号源容量と結合容量Ｃ２の充電時間を決定する結合抵抗は比較的（相対的に）小さな値とすることができる。その理由は、非線形抵抗は充電期間中は低インピーダンスをもった導電性であり、信号源容量および結合容量の充電後はその抵抗値は自動的にノイズ特性を改善するのに必要な高い抵抗値を呈することによる。

本発明を図２乃至図５を参照して詳細に説明する。

図２に示す基本的な回路図では、図１に示す従来技術と比較して結合抵抗Ｒ１がダイオードＤ１の形式の非線形抵抗と高オーミック抵抗Ｒ３の直列接続に置換されている。この手段を採用すると、抵抗Ｒ３と直列に接続された非線形電流−電圧特性をもった構成素子Ｄ１を介してバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１が供給される。キャパシタＣ１およびＣ２が充電または再充電された後は実質的に電流は流れず、ダイオードＤ１の２つの端子の間には電圧は存在せず、そのダイオードＤ１は遮断状態になっている。このため、ダイオードＤ１で発生するノイズ電圧は、非常に小さくなり、回路全体の避けることのできない小さな漏洩電流に基づくものである。これに対して、キャパシタＣ１、Ｃ２の充電期間中はダイオードＤ１は導通状態になり、充電（負荷）電流と充電時間は、図１による結合抵抗Ｒ１の３００分の１と小さく、僅か１０メグオーム（ＭＯｈｍ）の抵抗値をもった直列に接続されたオーミック抵抗Ｒ３によって決定される。

他の如何なる手段も使用することなく、ダイオードＤ１は、このダイオードＤ１の電流−電圧特性が導通範囲内にあることにより、供給されたＡＣ（交流）電圧の有効信号Ｓ１によって導通状態にされる。このことは、容量性信号源Ｃ１が非常に高いインピーダンスをもっていることにより、この容量性信号源Ｃ１の好ましくない非線形負荷を生じさせる。また、ダイオードＤ１は結合抵抗中に発生したノイズ電圧を少なくとも部分的に伝送するにすぎない。

これらの好ましくない影響を完全に防止するために、増幅器ＩＣ１（この信号増幅率はＶ＝１に設定されている）の出力からのインピーダンス変換された有効信号Ｓ２をダイオードＤ１と抵抗Ｒ３の間の接続点に帰還するキャパシタＣ３が設けられている。この帰還の重要な点は、有効信号Ｓ２の位相と値はダイオードＤ１の両端子において同じであり、それによってダイオードＤ１は有効信号Ｓ２の振幅には全く関係なく永久的に電位差が０、即ち永久的に遮断状態に保たれていることである。このことにより、信号源Ｃ１に対する動作電圧源Ｖｂｉａｓ１のインピーダンス（抵抗）が極めて高くなり、供給されるノイズは極めて低くなる。一方、ダイオードＤ１は、キャパシタＣ１、Ｃ２が再充電されると導通状態になる。充電時間は時定数Ｒ３/Ｃ２のみによって決定され、この値は図１に示す従来技術に比して非常に小さくなる。時定数Ｒ３／Ｃ２の大きさは、前述の有効信号Ｓ２の帰還がなお充分に有効である所望の下限周波数に依存する。伝送されるべき最低有効周波数（オーディオ信号の場合、一般に２０Ｈｚ）の例えば１０分の１の選択された下限周波数は制限なしにこの条件を満たす。さらに、キャパシタＣ３は、結合抵抗によって発生されたノイズ電圧が増幅器ＩＣ１の出力に対して短絡されるように作用し、従ってもはや不都合な現象は現われない。

実際には動作期間中に、例えばマイクロフォン・カプセルの感度または方向特性を変更するために信号源Ｃ１のバイアス電圧Ｖｂｉａｓが変化する可能性がある。この点に関して、ここで述べた動作メカニズムは、バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１がスイッチ・オンされた後キャパシタＣ１、Ｃ２を充電することに関して重要であるのみならず、より小さなバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１または負であることもあるバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１が設定されるべきときに放電を加速させるために重要である。この場合、図３に示すように、他のダイオードＤ２がダイオードＤ１と逆並列接続され、それによって上述の充電過程はバイポーラ（両極性）形式で行なわれるようになる。

図２および図３で説明した本発明の構成は、増幅器またはインピーダンス変換器ＩＣ１の動作点を設定するためにも使用することができる。このためには、図４に示すように、図１に関連する結合抵抗Ｒ２の代わりに構成素子Ｒ４、Ｃ４、Ｄ３およびＤ４からなる回路網が使用される。この回路網も、同様に、２つの逆並列接続されたダイオードＤ３、Ｄ４とこれらと直列関係に配置されたオーミック結合抵抗Ｒ４との直列接続と、さらに有効信号Ｓ２を抵抗Ｒ４とダイオードＤ３、Ｄ４の間の接続点に帰還するための結合キャパシタＣ４と、を含んでいる。図３に関して説明した動作メカニズムは増幅器ＩＣ１の動作メカニズムに対しても同様に有効である。

増幅器ＩＣ１の有効信号増幅率が１より大きい場合には、図５による実施例を使用する必要がある。ここで、負帰還の形態で増幅器ＩＣ１の反転入力（−）に帰還された出力信号Ｓ２はオーミック抵抗Ｒ５、Ｒ６よりなる抵抗分圧器によって分圧される。例えば、１０：１の分圧比を用いた場合は、信号増幅率はＶ＝１０になる。その理由は、（増幅器ＩＣ１の非反転入力（＋）における有効信号Ｓ１に比して）大きさ（値）および位相が同じ信号Ｓ３が常に増幅器ＩＣ１の反転入力（−）に現われるからである。図５による典型例の実施形態では、信号をキャパシタＣ３およびＣ４の接続点（ベース）に帰還するためには、帰還信号として出力信号Ｓ２ではなく、その出力信号から導出（取出）された信号すなわち分圧比Ｒ５／Ｒ６で分圧された信号Ｓ３が使用される。

もちろん、非線形電圧−電流特性をもった構成素子としては、ダイオードＤ１乃至Ｄ４の代わりにＬＥＤ、ツエナ・ダイオード等を使用することもできる。

実際には本発明に従って実施された増幅器回路は、ノイズ信号を測定するための選択された評価曲線に基づいて２乃至１０ｄＢ改善された信号対ノイズ比を得るために使用される。同時に不所望な充電および放電時間は１秒未満に短縮される。

図１は従来技術による対応する回路構成を示している。 図２は本発明による増幅器回路の基本電気回路図である。 図３は本発明による増幅器回路の他の基本電気回路図である。 図４は本発明による増幅器回路の好ましい実施例の基本電気回路図である。 図５は本発明による増幅器回路の他の好ましい実施例の基本電気回路図である。

Claims (5)

1. 容量性電圧源としてのコンデンサ−マイクロフォン・カプセルと、増幅器（ＩＣ１）と、前記コンデンサ−マイクロフォン・カプセルと前記増幅器（ＩＣ１）の間の信号路中に配置された結合キャパシタ（Ｃ２）と、を有する、オーディオ周波数信号用増幅器回路であって、
   前記コンデンサ−マイクロフォン・カプセルは、その動作点を決定するために第１の結合インピーダンス（Ｒ３、Ｄ１；Ｒ３、Ｄ１、Ｄ２）を介して第１のバイアス電圧源（Ｖｂｉａｓ１）に結合されており、
   前記増幅器は、その動作点を決定するためにその非反転入力が第２の結合インピーダンス（Ｒ４、Ｄ３；Ｒ４、Ｄ３、Ｄ４）を介して第２のバイアス電圧源（Ｖｂｉａｓ２）に結合されており、
   特徴として、
   前記第１と第２の結合インピーダンス（Ｒ３、Ｄ１；Ｒ３、Ｄ１、Ｄ２；Ｒ４、Ｄ３；Ｒ４、Ｄ３、Ｄ４）はそれぞれ非線形抵抗（Ｄ１；Ｄ１、Ｄ２；Ｄ３；Ｄ３、Ｄ４）と比較的低い抵抗値を有する第１または第２のオーミック抵抗（Ｒ３；Ｒ４）との直列接続からなり、前記カプセルと前記増幅器（ＩＣ１）の間の信号路中の非線形抵抗は、前記コンデンサ−マイクロフォン・カプセルのキャパシタ（Ｃ１）および前記結合キャパシタ（Ｃ２）の充電期間中は導通状態になり、それによってこれらの充電時間は低抵抗の第１の抵抗またはオーミックの第２の抵抗（Ｒ３、Ｒ４）によって決定され、各結合インピーダンス中の非線形抵抗（Ｄ１；Ｄ１、Ｄ２；Ｄ３；Ｄ３、Ｄ４）は前記コンデンサ−マイクロフォン・カプセルのキャパシタ（Ｃ１）および前記カプセルと前記増幅器（ＩＣ１）の間の信号路中の前記キャパシタ（Ｃ２）の各充電後は高インピーダンス値を呈し、それによって前記非線形抵抗のみが各結合インピーダンス中に非常に小さいノイズ電圧を発生させ、前記増幅器（ＩＣ１）の出力信号（Ｓ２）またはこの出力信号から導出された信号が前記第１と第２の結合インピーダンスに帰還されるものである、
   オーディオ周波数信号用増幅器回路。
2. それぞれ前記第１と第２の非線形抵抗としてダイオード（Ｄ１またはＤ３）が設けられていることを特徴とする、請求項１に記載の増幅器回路。
3. 前記第１と第２の非線形抵抗として２つのダイオード（Ｄ１、Ｄ２またはＤ３、Ｄ４）の逆並列接続が設けられていることを特徴とする、請求項１または２に記載の増幅器回路。
4. 前記増幅器（ＩＣ１）の出力信号（Ｓ２）は、その振幅の全体の値が、
   前記増幅器（ＩＣ１）の反転入力（−）に帰還され、また前記第２と第３の結合キャパシタ（Ｃ３またはＣ４）を介して前記第１と第２の結合インピーダンス（Ｄ１、Ｄ２、Ｒ３；Ｄ３、Ｄ４、Ｒ４）に帰還されることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれかに記載の増幅器回路（図４）。
5. 前記増幅器（ＩＣ１）の出力信号（Ｓ２）は、その振幅の一部の値（Ｒ５/Ｒ６）が前記増幅器（ＩＣ１）の反転入力（−）に帰還され、また前記第２と第３の結合キャパシタ（Ｃ３またはＣ４）を介して前記第１と第２の結合インピーダンス（Ｄ１、Ｄ２、Ｒ３；Ｄ３、Ｄ４、Ｒ４）に帰還されることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれかに記載の増幅器回路（図５）。

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