JP2004312993A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ用電流検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】各トランジスタに対する個々の電流測定を可能にし、過負荷から保護し、費用のかかる測定抵抗および過度の加熱並びに差動増幅器を回避する、迅速に電流を検出する装置。
【解決手段】第１車載電源網の第１エネルギー蓄積部と、第２車載電源網の第２エネルギー蓄積部の間に配置されたＤＣ／ＤＣコンバータに対する電流検出回路であり、コンバータは少なくとも１つのハイサイドスイッチングトランジスタおよび／またはローサイドスイッチングトランジスタと、蓄積コイルを具備している相部分を有し、各スイッチングトランジスタはセンス電界効果スイッチングトランジスタであり、センス電界効果スイッチングトランジスタはケルビンソース端子とカレントセンス端子を有し、各スイッチングトランジスタには、第１トランジスタと第２トランジスタとカレントミラー回路を有している電流検出回路が割り当てられている、電流検出回路。
【選択図】図１

Description

本発明は、第１の車載電源網の第１のエネルギー蓄積部と、第２の車載電源網の第２のエネルギー蓄積部の間に配置された（ステップアップまたはステップダウンまたは双方向）ＤＣ／ＤＣコンバータ用の電流検出回路に関する。ここで第２の車載電源網の電圧は、第１の車載電源網の電圧より低い。このＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくとも１つのハイサイドスイッチングトランジスタおよび／またはローサイドスイッチングトランジスタおよび、蓄積コイルを具備している相部分を有する。

自動車内の電気的負荷が増大し続けていることによって、ますます大きなジェネレータ出力が必要とされる。今日では通常である、約２. ５ｋＷの出力を可能にする１４Ｖクローポール（ランデル型）ジェネレータはじきに充分ではなくなるだろう。従って、４２Ｖによって３倍高い車載電源電圧が定められる。これは電流レベルが同じ場合に、約３倍のジェネレータ出力を可能にする。

このようなより高い車載電源電圧はさしあたって、単独で使用されることはない。なぜなら依然として負荷列に通常の１４Ｖ車載電源電圧が供給されなければならないからである。このためにＤＣ／ＤＣコンバータが必要とされる。このＤＣ／ＤＣコンバータは、４２Ｖの車載電源網から給電され、１４Ｖの出力電圧を供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力性能は約１〜３ｋＷである。

既存の１４Ｖ車載電源網との互換性を拡張するために、このようなコンバータは、４２Ｖ車載電源網が１４Ｖ車載電源網によって給電されることが可能でなければならない。すなわち、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが必要とされている。

２つの車載電源網の高い電流および電圧比を考慮して、多相、殊に三相のＤＣ／ＤＣコンバータが有利であることが判明している。

双方向の三相ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図は、図２に示されている。ここでこのＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のエネルギー蓄積部Ｂ１を有する第１の車載電源網（４２Ｖ）と第２のエネルギー蓄積部Ｂ２を有する第２の車載電源網（１４Ｖ）の間に配置されている。

このコンバータは、相互に並列配置された３つの相部分から成る。ここでこの相部分は第１の車載電源網（４２Ｖ）の第１のエネルギー蓄積部Ｂ１（３６Ｖ）に対して並列に配置されている。各相部分は、ハイサイド−スイッチングトランジスタ（Ｍ１, Ｍ３, Ｍ５）およびローサイド−スイッチングトランジスタ（Ｍ２, Ｍ４, Ｍ６）の直列回路から成る。各直列回路のスイッチングトランジスタＭ１−Ｍ２、Ｍ３−Ｍ４およびＭ５−Ｍ６の接続点は、蓄積コイルＬ１、Ｌ２およびＬ３と測定抵抗Ｒｍｅｓｓ１、Ｒｍｅｓｓ２、Ｒｍｅｓｓ３の直列回路を介して共通の接続点Ａと接続されている。ここでこの接続点は、フィルタコンデンサＣを介して基準電位ＧＮＤと接続されている。フィルタコンデンサＣと並列に、第２の１４Ｖ車載電源網の第２の１２Ｖエネルギー蓄積部が配置されている。

ステップダウンモード（第２のエネルギー蓄積部Ｂ２が第１のエネルギーエネルギー蓄積部Ｂ１によって充電される）では、ハイサイド−スイッチングトランジスタＭ１、Ｍ３およびＭ５がスイッチとして作動し、それぞれ１２０°シフトされる。ローサイド−スイッチングトランジスタＭ２、Ｍ４およびＭ６は、同期してスイッチングされるフリーホイールダイオードとして作動する。

例えば第１の相部分ＰＨ１では、電流は第１のエネルギー蓄積部Ｂ１から、導電性のハイサイド−トランジスタＭ１およびこの時に充電されるコイルＬ１を通って、同じように充電される第２のエネルギー蓄積部Ｂ２へ流れ、第２のエネルギー蓄積部から第１のエネルギー蓄積部Ｂ１へ戻る。

所定の電流レベルに達すると、ハイサイド−トランジスタＭ１は非導電性に制御される；ここで電流は放電しているコイルＬ１から、同じように充電される第２のエネルギー蓄積部Ｂ２およびここで導電性に制御されたローサイドトランジスタＭ２を通って、コイルＬ１に戻る。これはコイルＬ１が放電されるまで続く。

ステップアップモード（第１のエネルギー蓄積部Ｂ１が第２のエネルギーエネルギー蓄積部Ｂ２によって充電される）では、ローサイド−スイッチングトランジスタＭ２、Ｍ４およびＭ６がスイッチとして作動し、それぞれ１２０°シフトされる。ハイサイド−スイッチングトランジスタＭ１、Ｍ３およびＭ５は、同期してスイッチングされるフリーホイールダイオードとして作動する。

例えば再び第１の相部分ＰＨ１では、電流は第２のエネルギー蓄積部Ｂ２から、この時に充電されるコイルＬ１および導電性のローサイドトランジスタＭ２を通って第２のエネルギー蓄積部Ｂ２へ戻る。

所定の電流レベルに達すると、ローサイド−トランジスタＭ２は非導電性に制御される。ここで電流は放電しているコイルＬ１から、ここで導電性に制御されたハイサイドトランジスタＭ１を通って、この時に充電される第１のエネルギー蓄積部Ｂ１へ流れて、第２のエネルギー蓄積部Ｂ２へ戻る。

スイッチングトランジスタＭ１〜Ｍ６に対する制御信号ｓｔ１〜ｓｔ６は、図示されていない開制御／閉ループ制御部が供給する。

自動車内の狭い構造空間によって、蓄積コイルＬ１〜Ｌ３の値は比較的小さくなり、例えば５μＨである。従って、例えば１５０ｋＨｚの高いスイッチング周波数が必要とされる。この時に生じる高い電流（約１００Ａまで）を迅速に測定することは、特に高い回路技術的な挑戦である。各相部分に対する電流Ｉ１〜Ｉ３の測定は、これまで（図２）、各１つの差動増幅器Ｄ１〜Ｄ３を介して行われてきた。ここでこの差動増幅器の入力側には、測定抵抗Ｒｍｅｓｓ１〜Ｒｍｅｓｓ３の接続端子の電位が供給される。各差動増幅器Ｄ１〜Ｄ３の出力側に生じる電圧信号は、相応の測定抵抗に印加された電圧に比例しており、この電圧は同じように、この測定抵抗を通って流れる電流に比例している。差増幅器Ｄ１〜Ｄ３の出力信号は、ＤＣ／ＤＣコンバータの図示されていない開制御回路／閉ループ制御回路に供給される。

このような電流測定の基準電位は、第２の車載電源網（＋１２Ｖ〜＋１４Ｖ）の電圧であるので、測定値は差動増幅器Ｄ１〜Ｄ３によるさらなる処理のためにまずは、測定基準電位ＧＮＤまで上昇されなければならない。

この場合に、同相除去および速度は特にクリチカルなパラメータである：
ａ）同相除去（Gleichtaktunterdrueckung）はクリチカルなパラメータである、なぜなら、
・測定信号は、高い電流およびそれに結び付いている、測定抵抗Ｒｍｅｓｓでの損失出力によって、非常に微少なはずであり（＜１００ｍＶ、なぜなら１００Ａ^＊１００ｍＶ＝１０Ｗだからである）、
・第２の車載電源網の１４Ｖの電圧は多数のボルト変化領域を有している、からである。
適切な差動増幅器は、８０ｄＢより小さい同相除去を有していなければならない。

ｂ）速度はクリチカルなパラメータである。なぜなら所与の入力電圧（例えば４２Ｖ）および蓄積コイルのインダクタンス（例えば５μＨ）では、短絡時の第２車載電源網における相電流の過度の上昇を阻止するために、測定値が１μｓより短い時間で検出されなければならないからである。

このような目的に対して適切な差動増幅器は有利には、組み込まれてのみ構成される。組み込まれたこの種のモジュールは、例えば名称ＡＤ２２０５７として、コストのかかる解決方法として存在する。

図２に示された回路は、相部分ＰＨ１〜ＰＨ３の出力電流Ｉ１〜Ｉ３のみを測定する。
スイッチングトランジスタＭ１からＭ６の個々の電流の検出は不可能である。従ってトランジスタのエラーは直接的には検出されない。このような場合に調整部は遅れて反応するので、これは全体的な相部分の過負荷および損傷につながる恐れがある。

付加的に測定抵抗Ｒｍｅｓｓ１〜Ｒｍｅｓｓ３は、高価な特別構成部分である。これは回路全体の費用予算、およびその熱拡張によって熱的な収支にも負担をかける。

本発明の課題は、切換調整部（Schaltreglern）における電流を迅速に検出する装置を実現することである。この装置は、各個々のトランジスタに対して、直接的かつ個々の電流測定を可能にし、エラー状況の迅速な識別によって過負荷に対する保護を提供し、費用のかかる測定抵抗およびこれに結び付いている過度の加熱、並びに同じようにコストのかかる差動増幅器を回避することができる。

上述の課題は、第１の車載電源網の第１のエネルギー蓄積部と、第２の車載電源網の第２のエネルギー蓄積部の間に配置された（ステップアップ、ステップダウン、または双方向）ＤＣ／ＤＣコンバータに対する電流検出回路であって、当該第２の車載電源網の電圧は前記第１の車載電源網の電圧より低く、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは少なくとも１つのハイサイドスイッチングトランジスタおよび／またはローサイドスイッチングトランジスタと、蓄積コイルを具備している相部分とを有している形式のものであって、ＤＣ／ＤＣコンバータの各ハイサイドスイッチングトランジスタおよび／またはローサイドスイッチングトランジスタはセンス電界効果スイッチングトランジスタであって、当該センス電界効果スイッチングトランジスタはケルビンソース端子およびカレントセンス端子を有しており、各スイッチングトランジスタには、電流検出回路が割り当てられており、当該電流検出回路は、
・スイッチングトランジスタのケルビンソース端子と接続され、トランスダイオードとして接続された、第１のトランジスタを有しており、
・スイッチングトランジスタのカレントセンス端子と接続され、ベース回路内で作動される第２のトランジスタを有しており、
・基準電位に関するカレントミラー回路を有しており、当該カレントミラー回路は、前記第２のトランジスタのコレクタ電流を、前記第１のトランジスタのコレクタ電流において反映させる、ことを特徴とする、ＤＣ／ＤＣコンバータ用電流検出回路によって解決される。

本発明の有利な発展形態は、従属請求項に記載されている。

本発明は、相部分内のスイッチングトランジスタに対していわゆる「センスＦＥＴ電界効果（Sensefet）」−トランジスタを使用し、このセンス電解効果−トランジスタを流れる電流を、特別な評価回路によって測定するという技術的な教示を含む。

本発明の実施例を以下で、概略的な図面に基づいてより詳細に説明する。

本発明では、相部分内のスイッチングトランジスタに対して、例えばタイプＩＲＣＺ４４からのいわゆる「センス電界効果」トランジスタが使用される。このセンス電界効果トランジスタのデータは、同じネーミングのデータ表から分かり、その回路図は図３に示されている。ここでこれは、トランジスタ電流の測定を可能にする付加的な出力側を有する特別なＭＯＳパワートランジスタのことである。

端子であるゲートＧ、ドレインＤおよびソースＳの他に、２つのさらなる端子Ｋｓ（「ケルビンソース」）およびＣｓ（「カレントセンス」）の間で、例えば１ｍＡの微少電流が測定される。これは例えば１Ａのソース電流の１：１０００の割合でスケーリングされた写し（Abbild）である。

「アプリケーションノート」」、このセンス電界効果トランジスタ、図５（演算増幅器）および図６（抵抗を有する）のＡＮ−９５９から、トランジスタ電流を検出する回路が公知であるが、アースに関連した使用に制限されている。すなわちこれらは、図２に従った回路内の「ローサイド」トランジスタＭ２、Ｍ４およびＭ６に対してのみ考慮の対象になる。「ハイサイド」トランジスタＭ１、Ｍ３およびＭ５に対してこれらは不適切である。演算増幅器を有する回路は比較的小さい伝送誤差を有するが、演算増幅器によって速度が制限されてしまう。これに対して抵抗を有する回路は迅速であるが、比較的大きい伝送誤差を有する。これに加えて、抵抗での電圧信号は相当に小さく（〜１００ｍＶ）、さらなる処理のために増幅されなければならない。

図４にはセンス電界効果トランジスタ、例えば図２のハイサイドトランジスタＭ１のセンス電流を原則的に検出する、本発明による回路装置が示されている。

センス電界効果トランジスタは、端子Ｋｓ（ケルビンソース）およびＣｓ（カレントソース）との間で電流源Ｉｓである。この電流源は短絡において作動されなければならない。端子Ｋｓはさらに、センス電界効果トランジスタのソース端子Ｓと低抵抗で接続されており（図３参照）、センス電界効果トランジスタＭ１のソース電圧電位＋ＶＳを定める（図４では電圧源ＶＳとして示されている）。

バイポーラトランジスタによって構成された回路装置は、
一方では、端子Ｋｓと基準電位ＧＮＤとの間に配置された、ｐｎｐトランジスタＱ１とｎｐｎトランジスタＱ３と抵抗Ｒ１の直列回路から成る。ここでこのｐｎｐトランジスタＱ１のエミッタ端子は端子Ｋｓと接続されており、ｎｐｎトランジスタＱ３のコレクタ端子は、ｐｎｐトランジスタＱ１のコレクタ端子と接続されている。また抵抗Ｒ１は、ｎｐｎトランジスタＱ３のエミッタ端子と基準電位ＧＮＤの間に配置されている。

バイポーラトランジスタによって構成された回路装置は、
他方では、端子Ｃｓと基準電位ＧＮＤとの間に配置された、ｐｎｐトランジスタＱ２とｎｐｎトランジスタＱ４と抵抗Ｒ２の直列回路から成る。ここでこのｐｎｐトランジスタＱ２のエミッタ端子は端子Ｃｓと接続されており、ｎｐｎトランジスタＱ４のコレクタ端子は、ｐｎｐトランジスタＱ２のコレクタ端子と接続されている。また抵抗Ｒ２は、ｎｐｎトランジスタＱ４のエミッタ端子と基準電位ＧＮＤの間に配置されている。

トランジスタＱ１およびＱ２のベース端子も、トランジスタＱ３およびＱ４のベース端子も相互に接続されており、トランジスタＱ１およびＱ４のベース端子はそれぞれ自身のコレクタ端子に接続されている。

トランジスタＭ１（図２）のソース電圧電位＋ＶＳは、制御信号ｓｔ１ａの切換周波数のクロックで非常に迅速に＋４２Ｖと約−０. ７Ｖの間を順次移行する。

本発明による回路装置の第１の課題は、端子Ｃｓで、端子Ｋｓからの基準電位とのバーチャルな電圧波節を提供することである。

この課題は、ベース回路において作動されるトランジスタＱ２によって解決される。なぜなら、トランジスタＱ２のエミッタ端子は非常に低抵抗の入力側だからである。直流電圧を設定するために、Ｑ２のベース端子はトランスダイオードとして接続されたトランジスタＱ１と接続される。このトランジスタＱ１のエミッタは、端子Ｋｓと接続されている。

２つのトランジスタＱ１およびＱ２内に同じ電流（例えば、本発明ではセンス電界効果トランジスタとして構成された、図２のハイサイドトランジスタＭ１のセンス電流）が流れた場合、２つのトランジスタのベース−エミッタ電圧（異なるエミッタ−コレクタ電圧によって引き起こされる小さい偏差まで）は同じになる：Ｖ（Ｋｓ）＝Ｖ（Ｃｓ）。

２つのトランジスタ内に同じ電流を生じさせるために、トランジスタＱ２のコレクタ電流は、トランジスタＱ３およびＱ４並びに抵抗Ｒ１およびＲ２から構成されるカレントミラーによって、Ｑ１に導かれる。

抵抗Ｒ２では、出力側Ｏｕｔと基準電位ＧＮＤの間で、電圧が取り出される。この電圧はハイサイドトランジスタＭ１を通って流れるセンス電流に比例している。

図４に示されたこの回路装置の欠点は、最終的にトランジスタＱ１〜Ｑ４の電流増幅器によって引き起こされてしまう残差である。

図５には、改善された回路装置が示されており、ここではカレントミラー（Ｑ３, Ｑ４）は、それ自体公知の「ウィルソン」カレントミラーとして構成されている。このために、
一方では、トランジスタＱ１およびＱ３（図４）の２つのコレクタ端子の間に、さらなるｎｐｎトランジスタ３ｂが挿入される。このｎｐｎトランジスタ３ｂのコレクタ端子は、トランジスタＱ１のコレクタ端子と接続されており、エミッタ端子は、トランジスタＱ３（図５では参照番号Ｑ３ａを有している）のコレクタ端子と接続されており、ベース端子はトランジスタＱ４のコレクタ端子と接続されている。

他方では、トランジスタＱ２およびＱ４（図４）の２つのコレクタ端子の間に、さらなるｐｎｐトランジスタ２ｂが挿入される。このｐｎｐトランジスタ２ｂのコレクタ端子は、トランジスタＱ４のコレクタ端子と接続されており、エミッタ端子は、トランジスタＱ２（図５では参照番号Ｑ２ａを有している）のコレクタ端子と接続されており、ベース端子はトランジスタＱ１のコレクタ端子と接続されている。

このような回路装置によって、最終的にトランジスタＱ１〜Ｑ４の電流増幅器によって引き起こされる残差が格段に減少される。

図６には、図４の回路装置に相応する回路装置が示されている。しかし図６では、バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ４が微少信号ＭＯＳ電界効果トランジスタＦ１〜Ｆ４によって置き換えられている。この実施形態では、最終的にトランジスタＱ１〜Ｑ４の電流増幅器によって引き起こされる残差が完全に除去される。

さらなる誤りが、４２Ｖ電圧の変動への依存、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータ（図２）のハイサイドトランジスタＭ１、Ｍ３およびＭ５の切換動作によって生じる。しかしこのような誤りは、図６の回路装置では、図２に記載された公知の装置回路における測定抵抗Ｒｍｅｓｓによる電流測定時より、約ファクタ４〜５だけ小さい。

図７には、電流検出を行う本発明による回路装置、例えば図４に記載された回路装置がどのようにステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータ内に組み込まれるかが示されている。見やすくするためにここでは唯一の相部分を有する例だけが示されている。

このようなコンバータは、第１の車載電源網（４２Ｖ）の第１のエネルギー蓄積部Ｂ１（３６Ｖ）に対して並列に配置された直列回路から成る。この直列回路は、センス電界効果トランジスタＭ１と、基準電位ＧＮＤからスイッチングトランジスタＭ１のソース端子の方向へ電流を伝導させるダイオードＦＤから成る。ダイオードＦＤに対して並列に、蓄積コイルＬ１とフィルタコンデンサＣから成る直列回路が配置されており、フィルタコンデンサＣに対して並列に、第２の車載電源網（１４Ｖ）のエネルギー蓄積部Ｂ２（１２Ｖ）が配置されている。スイッチングトランジスタＭ１のゲート端子には、制御信号ｓｔ１ａが印加される。図２に記載されたローサイドトランジスタＭ２の代わりにここではダイオードＦＤがフライホイールダイオードとして作用する。

センス電界効果スイッチングトランジスタＭ１の端子ＫｓおよびＣｓと、基準電位ＧＮＤの間に、図４の回路装置（Ｑ１〜Ｑ４, Ｒ１, Ｒ２）が挿入される。図４で、より良好な理解を補助するために挿入された電流源Ｉｓと、ソース電圧電位＋ＶＳはもはや図７では示されていない。図２におけるローサイドトランジスタＭ２の代わりに、図７ではダイオードＦＤがフライホイールダイオードとして作用する。

端子Ｏｕｔでは、センス電界効果トランジスタＭ１を流れる、スケーリングされた電流が、抵抗Ｒ２で降下したアース基準電圧として使用され、この電圧は図示されていない開制御／閉ループ制御回路においてさらに処理される。

この回路では、センス電界効果スイッチングトランジスタおよびダイオードは、ステップアップコンバータを得るために相互に交換可能である。

図１には、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの本発明による回路が示されている。この双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のエネルギー蓄積部Ｂ１を有する第１の車載電源網（４２Ｖ）と、第２のエネルギー蓄積部Ｂ２を有する第２の車載電源網（１４Ｖ）の間に配置されており、第１のエネルギー蓄積部Ｂ１によって第２のエネルギー蓄積部Ｂ２を充電する、または第２のエネルギー蓄積部Ｂ２によって第１のエネルギー蓄積部Ｂ１を充電することが可能である。

見やすくするために、破線の枠で囲まれたコンバータの１つの相部分ＰＨＩ１しか示されていない。さらに相部分が設けられている場合、同じように構成された相部分は、この第１の相部分に対して並列に配置される。

コンバータのこの相部分ＰＨＩ１は、第１の車載電源網（４２Ｖ）の第１のエネルギー蓄積部Ｂ１（３６Ｖ）に対して並列に配置された直列回路から成る。この直列回路は、ハイサイド−センス電界効果−スイッチングトランジスタＭ１と、ローサイド−センス電界効果−スイッチングトランジスタＭ２から成る。ローサイド−センス電界効果−スイッチングトランジスタＭ２に対して並列に、蓄積コイルＬ１と全ての相部分に対して共通のフィルタコンデンサＣから成る直列回路が配置され、フィルタコンデンサＣに対して並列に、第２の車載電源網（１４Ｖ）の第２のエネルギー蓄積部Ｂ２（１２Ｖ）が配置されている。２つの車載電源網は共通の基準電位ＧＮＤを有している。ハイサイド−スイッチングトランジスタＭ１のゲート端子には制御信号ｓｔ１が印加され、ローサイド−スイッチングトランジスタＭ２のゲート端子には制御信号ｓｔ２が印加される。ここで２つのスイッチングトランジスタは同時には導通するようにされない。

ハイサイド−センス電界効果−スイッチングトランジスタＭ１も、ローサイド−センス電界効果−スイッチングトランジスタＭ２にも、これらのトランジスタに割り当てられた電流検出回路、例えば図４に記載された電流検出回路（Ｑ１〜Ｑ４, Ｒ１, Ｒ２）が設けられている。ここで、ローサイド−センス電界効果−スイッチングトランジスタＭ２に対して同じに構成された第２の電流検出回路は、参照番号Ｑ６〜Ｑ９およびＲ５、Ｒ６を有している。しかし図５または図６に記載された回路と同じように良好である。

センス電流を検出する本発明のこのような回路装置はそれぞれ、端子Ｋｓ１、Ｃｓ１ないしＫｓ２、Ｃｓ２と、ネガティブな供給電位−Ｖｃｃ（図７のような、基準電位ＧＮＤではない）の間に挿入される。

飽和電圧によって電流検出回路の機能がようやくソース電圧から可能である。これは、この回路の基準電圧より約１. ５Ｖ高い。０Ｖまでまたはそれより低いセンス電流（例えば−０. ７Ｖまで、コンバータの最も低いソース電圧）を検出するためにこれに従って、ネガティブな電圧が必要である。このネガティブな電圧は、最も小さいソース電圧より少なくとも１. ５Ｖネガティブである。これは、基準電位が０Ｖではなく、少なくとも−１. ５Ｖになる、図４〜図７に記載された電流評価回路にも当てはまる。

別の評価、例えば図示されていないマイクロコントローラのＡ／Ｄコンバータ、または過電流識別への関連を可能にするために、ハイサイド−センス電界効果−スイッチングトランジスタＭ１のセンス電流も、ローサイド−センス電界効果−スイッチングトランジスタＭ２のセンス電流も、それぞれ１つのさらなる電流源によって抵抗でマッピングされる。

さらに、ハイサイドトランジスタＭ１の電流検出回路に対しては、トランジスタＱ５が設けられる。このトランジスタＱ５のエミッタ端子は、抵抗Ｒ３を介してネガティブな供給電位−Ｖｃｃに接続されており、そのコレクタ端子は抵抗Ｒ４を介してポジティブな供給電位＋Ｖｃｃに接続されており、そのベース端子はトランジスタＱ４のコレクタ端子と接続されている。

ローサイドトランジスタＭ２の電流検出回路に対しては、同じようにトランジスタＱ１０が設けられている。このトランジスタＱ１０のエミッタ端子は、抵抗Ｒ７を介してネガティブな供給電位−Ｖｃｃと接続されており、そのコレクタ端子は抵抗Ｒ８を介してポジティブな供給電位＋Ｖｃｃと接続されており、そのベース端子はトランジスタＱ９のコレクタ端子と接続されている。

供給電位＋Ｖｃｃおよび−Ｖｃｃは有利には、図示されていない上述したマイクロコントローラの供給電位ないしは基準電位に相応する。従って、センス電流の検出は、端子Ｃｓ１' と＋Ｖｃｃの間、ないしはＣｓ２' と＋Ｖｃｃの間での抵抗Ｒ４およびＲ８で下降する電圧を介して、固定された基準電位＋Ｖｃｃによって行われる。

２つのセンス電界効果−トランジスタＭ１およびＭ２は通常、同時には導電性にはならないので、図１ａに示されたように、抵抗Ｒ４とＲ８を唯一の抵抗Ｒ４８に統一することによって、共通の相電流を、端子Ｃｓと＋Ｖｃｃの間の抵抗Ｒ４８で下降する電圧を介して同時に測定することもできる。

このような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの作動方式は、図２に示された、公知の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの上述した作動方式に相当する。

本発明による電流検出回路の各実施例によって、
・ステップアップＤＣ／ＤＣコンバータ、またはステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータまたは双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおける各相部分のハイサイド−スイッチングトランジスタの電流も、ローサイド−スイッチングトランジスタの電流も迅速かつ個々に、かつ直接的に測定可能であり、
・電流検出の高い帯域幅（速度）およびＤＣ／ＤＣコンバータの改善された調整帯域幅が可能になり、
・出力信号の簡単なスケーリングが可能であり；例えば、Ａ／Ｄコンバータ（マイクロコンピュータ）の測定領域へ容易に整合可能であり、
・スイッチングトランジスタの過負荷に対する保護が、トランジスタを流れる電流の測定、すなわちエラー状況の識別によって与えられ、
・費用のかかるセンス抵抗およびセンス抵抗の付加的な加熱並びに費用のかかる差動増幅器を回避することができる。

属する、本発明の電流評価回路を有する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの相部分の回路図である。

図１の部分図である。

電流評価回路を有する公知の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

センス電界効果トランジスタの回路図である。

センス電界効果トランジスタのセンス電流を原則的に検出する本発明による回路装置である。

センス電界効果トランジスタのセンス電流を検出する改善された回路装置である。

ＭＯＳＦＥＴトランジスタを有するセンス電界効果トランジスタのセンス電流を検出する別の回路装置である。

２つの車載電源網間の本発明による下方調整器の回路装置である。

符号の説明

Ｂ１、Ｂ２ エネルギー蓄積部
Ｍ１、Ｍ３、Ｍ５ ハイサイドスイッチングトランジスタ
Ｍ２、Ｍ４、Ｍ６ ローサイドスイッチングトランジスタ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３ 蓄積コイル
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ２ａ、Ｑ２ｂ、Ｑ３、Ｑ３ａ、Ｑ３ｂ、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６ トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ４８ 抵抗
ＰＨ１、ＰＨ２、ＰＨ３ 相部分
Ｋｓ、Ｋｓ１、Ｋｓ２ ケルビンソース端子
Ｃｓ、 Ｃｓ１、 Ｃｓ２ カレントセンス端子
ｓｔ１、ｓｔ２、ｓｔ３、ｓｔ４、ｓｔ５、ｓｔ６ 制御信号

Claims (9)

1. 第１の車載電源網の第１のエネルギー蓄積部（Ｂ１）と、第２の車載電源網の第２のエネルギー蓄積部（Ｂ２）の間に配置された（ステップアップ、ステップダウン、または双方向）ＤＣ／ＤＣコンバータに対する電流検出回路であって、
   当該第２の車載電源網の電圧は前記第１の車載電源網の電圧より低く、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは少なくとも１つのハイサイドスイッチングトランジスタ（Ｍ１, Ｍ３, Ｍ５）および／またはローサイドスイッチングトランジスタ（Ｍ２, Ｍ４, Ｍ６）と、蓄積コイル（Ｌ１, Ｌ２, Ｌ３）を具備している相部分とを有している形式のものであって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの各ハイサイドスイッチングトランジスタ（Ｍ１, Ｍ３, Ｍ５）および／またはローサイドスイッチングトランジスタ（Ｍ２, Ｍ４, Ｍ６）はセンス電界効果スイッチングトランジスタであって、
   当該センス電界効果スイッチングトランジスタはケルビンソース端子（Ｋｓ, Ｋｓ１, Ｋｓ２）およびカレントセンス端子（Ｃｓ, Ｃｓ１, Ｃｓ２）を有しており、
   各スイッチングトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ６）には、電流検出回路が割り当てられており、当該電流検出回路は、
   ・スイッチングトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ６）のケルビンソース端子（Ｋｓ, Ｋｓ１, Ｋｓ２）と接続され、トランスダイオードとして接続された、第１のトランジスタ（Ｑ１, Ｑ６）を有しており、
   ・スイッチングトランジスタのカレントセンス端子（Ｃｓ, Ｃｓ１, Ｃｓ２）と接続され、ベース回路内で作動される、第２のトランジスタ（Ｑ２, Ｑ２ａ, Ｑ７）を有しており、
   ・基準電位（ＧＮＤ, −Ｖｃｃ）に関するカレントミラー回路（Ｑ３, Ｑ３ａ，Ｑ４, Ｑ８, Ｒ１, Ｒ２, Ｒ５, Ｒ６）を有しており、当該カレントミラー回路は、前記第２のトランジスタ（Ｑ２, Ｑ２ａ, Ｑ７）のコレクタ電流を、前記第１のトランジスタ（Ｑ１, Ｑ６）のコレクタ電流に反映する、
   ことを特徴とする、ＤＣ／ＤＣコンバータ用電流検出回路。
2. 前記第２のトランジスタ（Ｑ２）は、
   ・自身のエミッタ端子が前記スイッチングトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ６）のカレントセンス端子と接続され、
   ・自身のベース端子が前記第１のトランジスタ（Ｑ１）のベース端子と接続される、ように接続されており、
   前記第１のトランジスタ（Ｑ１）は、
   ・自身のエミッタ端子が前記スイッチングトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ６）のケルビンソース端子（Ｋｓ）と接続され、
   ・自身のベース端子が自身のコレクタ端子と接続される、ように接続されており、
   前記カレントミラー回路（Ｑ３, Ｑ４, Ｒ１, Ｒ２）は、第３のトランジスタ（Ｑ３）および第４のトランジスタ（Ｑ４）を有しており、
   ・前記第３のトランジスタのコレクタ端子は、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）のコレクタ端子と接続されており、
   ・前記第３のトランジスタのエミッタ端子は、第１の抵抗（Ｒ１）を介して、基準電位（ＧＮＤ, −Ｖｃｃ）と接続されており、
   ・前記第４のトランジスタのコレクタ端子は、前記第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ端子と接続されており、
   ・前記第４のトランジスタのベース端子は、自身のコレクタ端子および前記第３のトランジスタ（Ｑ３）ののベース端子と接続されており、
   ・前記第４のトランジスタのエミッタ端子は、第２の抵抗（Ｒ２）を介して、基準電位（ＧＮＤ, −Ｖｃｃ）と接続されている、請求項１記載の電流検出回路。
3. 前記カレントミラー回路（Ｑ３ａ, Ｑ４, Ｒ１, Ｒ２）はウィルソンカレントミラー回路として構成されており、
   前記第１のトランジスタ（Ｑ１）と前記第３のトランジスタ（Ｑ３ａ）の間に、付加的なトランジスタ（Ｑ３ｂ）が挿入されており、
   ・当該付加的なトランジスタのコレクタ端子は前記第１のトランジスタ（Ｑ１）のコレクタ端子と接続されており、
   ・前記付加的なトランジスタのエミッタ端子は前記第３のトランジスタ（Ｑ３ａ）のコレクタ端子と接続されており、
   ・前記付加的なトランジスタのベース端子は、前記第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ端子と接続されており、
   前記第２のトランジスタ（Ｑ２ａ）と前記第４のトランジスタ（Ｑ４）の間に、さらなるトランジスタ（Ｑ２ｂ）が挿入されており、
   ・当該さらなるトランジスタのエミッタ端子は前記第２のトランジスタ（Ｑ２ａ）のコレクタ端子と接続されており、
   ・当該さらなるトランジスタのコレクタ端子は前記第４のトランジスタ（Ｑ４）のコレクタ端子と接続されており、
   ・当該さらなるトランジスタのベース端子は、前記第１のトランジスタ（Ｑ１）のコレクタ端子と接続されている、請求項２記載の電流検出回路。
4. さらなるカレントミラー回路に第５のトランジスタ（Ｑ５, Ｑ１０）が設けられており、
   ・当該第５のトランジスタのベース端子は前記第４のトランジスタ（Ｑ４, Ｑ９）のコレクタ端子と接続されており、
   ・当該第５のトランジスタのエミッタ端子は、第３の抵抗（Ｒ３, Ｒ７）を介して、基準電位（ＧＮＤ, −Ｖｃｃ）と接続されており、
   ・当該第５のトランジスタのコレクタ端子は、第４の抵抗（Ｒ４, Ｒ８）を介して、ポジティブな供給電位（＋Ｖｃｃ）と接続されている、請求項１から３までのいずれか１項記載の電流検出回路。
5. 前記電流検出回路の基準電位（−Ｖｃｃ）として、およびさらなるカレントミラー回路の供給電位（＋Ｖｃｃ）として、マイクロコントローラの供給電位または基準電位が用いられる、請求項１から４までのいずれか１項記載の電流検出回路。
6. 前記基準電位（−Ｖｃｃ）は、割り当てられたスイッチングトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ６）の最も低いソース電圧より少なくとも１. ５Ｖだけ低い、請求項５記載の電流検出回路。
7. 第２の抵抗（Ｒ２, Ｒ６）または第４の抵抗（Ｒ４, Ｒ８）で低下する電圧は、割り当てられたスイッチングトランジスタ（Ｍ１〜Ｍ６）を通って流れるセンス電流に比例している、請求項１から４までのいずれか１項記載の電流検出回路。
8. 相部分（ＰＨ１, ＰＨ２, ＰＨ３）の２つのスイッチングトランジスタ（Ｍ１−Ｍ２, Ｍ３−Ｍ４, Ｍ５−Ｍ６）の電流検出回路の２つの第４抵抗（Ｒ４, Ｒ８）は、共通の第４抵抗（Ｒ４８）を構成し、
   当該第４抵抗は、ポジティブな供給電位（＋Ｖｃｃ）と、２つの第５トランジスタ（Ｑ５, Ｑ９）の相互に接続されたコレクタ端子の間に配置されており、
   前記共通の第４抵抗（Ｒ４８）で低下する電圧は、割り当てられた相部分（ＰＨ１, ＰＨ２, ＰＨ３）を通って流れる電流に比例している、請求項７記載の電流検出回路。
9. 各電流検出回路のトランジスタは、ＭＯＳ電界効果トランジスタとして構成されている、請求項１から８までのいずれか１項記載の電流検出回路。

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