JP2004222437A - Control device for dc brushless motor - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control device for a DC brushless motor suppressing the deterioration in responsiveness when detecting a rotor angle. <P>SOLUTION: An inspection voltage superposition part 21 superposes inspection voltages (Hd^, Hq^). A third adder 34 and a fourth adder 36 restrain the direction of a voltage vector composed of a differential voltage of a d-axis feedback voltage (Vd_fb) and a q-axis feedback voltage (Vq_fb) to the direction of a voltage vector composed of a differential voltage of the inspection voltages (Hd^, Hq^), and calculate a d-axis voltage (Vd) and a q-axis voltage (Vq). An angle detection means 25 calculates a sine reference value that corresponds to a sine value and a cosine reference value that corresponds to a cosine value of a double angle of a phase difference (θ-θ^) between an actual value (θ) of the rotor angle and an estimated value (θ^) of the rotor angle, by using a correction value of a modulation coefficient based on a d-axis actual current and a q-axis actual current when the inspection voltages are superposed, and the restrained d-axis feedback voltage and the restrained q-axis feedback voltage. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【００１２】
【数２】

【００１３】
【数３】

このとき、Ｕ相からみたギャップの磁気抵抗Ｒｇｕは、以下の式（４）により求めることができる。
【００１４】
【数４】

【００１５】
そのため、Ｕ相が単位巻線であると仮定すると、Ｕ相の自己インダクタンスＬｕは以下の式（５）により求めることができる。
【００１６】
【数５】

【００１７】
またＵ，Ｗ相間の相互インダクタンスＭｕｗと、Ｕ，Ｖ相間の相互インダクタンスＭｕｖは、磁気回路の構成より、それぞれ以下の式（６），式（７）により求めることができる。
【００１８】
【数６】

【００１９】
【数７】

【００２０】
Ｖ相、Ｗ相についても、同様にして自己インダクタンスと相互インダクタンスを求めることができ、これらにより、突極性を有するＤＣブラシレスモータの電圧方程式は、各相の自己インダクタンスの直流分をｌ、ｌの変動分をΔｌ、各相間の相互インダクタンスの直流分をｍとすると、以下の式（８）で表すことができる。
【００２１】
【数８】

【００２２】
ここで、Ｖｕ、Ｖｖ，ＶｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子に印加される電圧、Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子に流れる電流、ｒはＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子の電気抵抗、ωはロータ２の電気角速度、Ｋｅは誘起電圧定数である。
【００２３】
さらに、電気角速度ωがほぼ０で誘起電圧やロータ２の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合には、前記式（８）は、以下の式（９）により近似することができる。
【００２４】
【数９】

【００２５】
ここで、上記式（９）を相間電流、電圧による式に変形すると、以下の式（１０）が得られる。
【００２６】
【数１０】

【００２７】
また、上記式（１０）のインダクタンス行列は正則であるので、上記式（１０）を以下の式（１１），式（１２）の形に変形することができる。
【００２８】
【数１１】

【００２９】
【数１２】

【００３０】
また、ＤＣブラシレスモータをいわゆるｄｑ座標系で扱う場合は、ロータ角度の推定値（θ＾）を用いて、以下の式（１３），式（１４）で表される３相／ｄｑ変換を上記式（１１）に施すと、ロータ角度の推定値（θ＾）と実際値（θ）が等しい（θ＾＝θ）場合、以下の式（１５）が得られる。
【００３１】
【数１３】

【００３２】
【数１４】

【００３３】
【数１５】

【００３４】
【数１６】

【００３５】
【数１７】

【００３６】
ここで、上記式（１１）におけるロータ角度（θ）が、ロータ角度の実際値からθｅだけずれた推定値である場合には、該推定値を用いて３相／ｄｑ変換されたＩｄ＾，Ｉｑ＾，Ｖｄ＾，Ｖｑ＾と、ロータ角度の実際値を用いて変換されたＩｄ，Ｉｑ，Ｖｄ，Ｖｑとの間に、以下の式（１８），式（１９）の関係が成り立つ。
【００３７】
【数１８】

【００３８】
【数１９】

【００３９】
但し、θｅ：ロータ角度の実際値と推定値の位相差。
【００４０】
したがって、以下の式（２０）の関係式が導かれる。
【００４１】
【数２０】

【００４２】
そして、上記式（８）の場合と同様に、電気角速度ωがほぼ０で、誘起電圧やロータ２の角度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合は、上記式（２０）は、以下の式（２１）で近似することができる。
【００４３】
【数２１】

【００４４】
以上の説明を基礎として本発明を以下に説明する。本発明は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された電流値と前記モータのロータ角度とに基づいて、前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流とを算出するｄｑ実電流算出手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流と前記ｑ軸実電流との偏差と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流と前記ｄ軸実電流との偏差とを小さくするように、所定の制御サイクルで前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸フィードバック電圧と前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸フィードバック電圧とを生成して、前記モータの電機子の通電量をフィードバック制御する通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。
【００４５】
そして、所定周期における一定の電圧パターンが設定された基本電圧列データに該所定周期ごとに値が変化する変調用係数を乗じてｄ軸検査用電圧とｑ軸検査用電圧とを生成し、前記ｄ軸フィードバック電圧に該ｄ軸検査用電圧を重畳すると共に前記ｑ軸フィードバック電圧に該ｑ軸検査用電圧を重畳する検査用電圧重畳手段と、前記検査用電圧重畳手段により前記ｄ軸検査用電圧と前記ｑ軸検査用電圧が重畳されたときに、前記各制御サイクルにおいて、前回の制御サイクルにおいて前記ｄ軸電機子に印加されたｄ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおける前記ｄ軸フィードバック電圧の差分電圧及び前回の制御サイクルにおいて前記ｑ軸電機子に印加されたｑ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおける前記ｑ軸フィードバック電圧の差分電圧とを成分とする電圧ベクトルの方向が、今回の制御サイクルにおける前回の制御サイクルからの前記ｄ軸検査用電圧の差分電圧及び前記ｑ軸検査用電圧の差分電圧を成分とする電圧ベクトルの方向と一致するように、前記ｄ軸フィードバック電圧と前記ｑ軸フィードバック電圧とを制限するフィードバック電圧制限手段と、前記検査用電圧重畳手段により前記ｄ軸検査用電圧と前記ｑ軸検査用電圧が重畳されたときに、前記制御サイクルにおけるｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量と前記基本電圧列データと前記フィードバック電圧制限手段により制限されたｄ軸フィードバック電圧及びｑ軸フィードバック電圧に基づく前記変調用係数の補正値とを用いて、前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と、該位相差（θ−θ＾）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する参照値算出手段と、該正弦参照値と該余弦参照値とに基づいて、前記モータのロータ角度を検出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とする。
【００４６】
かかる本発明によれば、前記検査用電圧の周波数は前記所定周期ごとに変調されて周波数成分が分散される。そして、これにより、前記検査用電圧を重畳したときに、特定の周波数成分をもった耳障りなノイズが発生することを抑制することができる。
【００４７】
また、上記式（２１）における微分期間（ｄｔ）を前記制御サイクルの長さ（Δｔ）とし、ある制御サイクルにおいて、前記モータのロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ変換処理を行ったときの、該制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を｛Ｖｄ（１），Ｖｑ（１）｝とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を｛ΔＩｄ（１），ΔＩｑ（１）｝とすると、上記式（２１）は以下の式（２２）の形で表される。
【００４８】
【数２２】

【００４９】
同様に、次の制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を｛Ｖｄ （２），Ｖｑ（２）｝とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を｛ΔＩｄ（２），ΔＩｑ（２）｝とすると、上記式（２１）は以下の式（２３）の形で表される。
【００５０】
【数２３】

【００５１】
そして、前記所定周期中にｎ個の制御サイクルが含まれるものとし、それに応じて前記基本電圧列データが以下の式（２４）に示したようにｎ個のデータにより設定され、前記変調用係数をｓ（ｋ）（ｋ＝１，２，・・・、前記所定周期の時系列番号）とすると、前記検査用電圧は以下の式（２５）の形で表される。
【００５２】
【数２４】

【００５３】
【数２５】

【００５４】
但し、Ｈｄｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉ：検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋ：検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈｄ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分。
【００５５】
そして、前記通電制御手段は、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差を小さくするようにｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）を例えば以下の式（２６）により算出し、同様に、ｑ軸指令電圧（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくするようにｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を以下の式（２７）により算出する。
【００５６】
【数２６】

【００５７】
【数２７】

【００５８】
この場合、制御サイクル間における検査用電圧（Ｈｄｑ）の差分電圧を以下の式（２８）のようにおくと、前記フィードバック電圧制限手段は、以下の式（２９），式（３０）の演算により次の制御サイクルのｄ軸電圧とｑ軸電圧｛Ｖｄ＾（２），Ｖｑ＾（２）｝を設定することによって、前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｄ軸フィードバック電圧の差分電圧（ｄＶｄ＿ｆｂ）及び前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧の差分電圧（ｄＶｑ＿ｆｂ）を成分とする電圧ベクトルの方向を、今回の制御サイクルにおける前回の制御サイクルからのｄ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ_１）及びｑ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ_２）を成分とする電圧ベクトルの方向に制限することができる。
【００５９】
【数２８】

【００６０】
【数２９】

【００６１】
但し、Ｖｄ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧。
【００６２】
【数３０】

【００６３】
そのため、上記式（２２）と式（２３）を辺々減算すると、以下の式（３１）が得られる。
【００６４】
【数３１】

【００６５】
そして、上記式（３１）を変形して以下の式（３２）が得られ、前記所定周期中のｎ個の制御サイクルのそれぞれに対する式（３２）をまとめると、以下の式（３３）が得られる。
【００６６】
【数３２】

【００６７】
【数３３】

【００６８】
上記式（３３）において、ｎ＞１であるとき、行列Ｃは、ゼロベクトルでない独立な電圧ベクトル（ｄＶ（ｉ），ｄＶ（ｊ）、１≦ｉ≦ｎ、１≦ｊ≦ｎ、ｉ≠ｊ）が２個以上あれば列フルランクであり、モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ＝θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾）と、該位相差（θｅ）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値（Ｖｃ＾）の最小２乗推定値が以下の式（３４）により算出できる。
【００６９】
【数３４】

【００７０】
そして、該正弦余弦値（Ｖｓ＾）と該余弦参照値（Ｖｃ＾）とから、例えば以下の式（３５）により該位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度の実際値（θ＝θ＾＋θｅ）を算出することができる。
【００７１】
【数３５】

【００７２】
ここで、行列Ｃは前記基本電圧列パターンの関数であり、その成分が一定となるため、上記式（３４）における行列Ｄ＾の成分を予め算出しておくことができる。また、上記式（３４）における係数ｓ’（ｋ）は、以下の式（３６）のように表されるが、√（ｄＨｄ（ｉ）^２＋ｄＨｑ（ｉ）^２）は、基本電圧列パターンのデータと前記変調用係数とにより算出することができる。
【００７３】
【数３６】

【００７４】
そのため、前記所定周期内における各制御サイクルにおける、前記電流検出手段の検出電流の変化量から算出される検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾）と、前記フィードバック電圧制限手段により制限されたｄ軸フィードバック電圧及びｑ軸フィードバック電圧に基づく前記変調用係数（ｓ（ｋ））の補正値（ｓ’（ｋ））と、予め算出された行列Ｄの成分とを用いた簡易な演算処理により、前記モータのロータ角度を算出することができる。
【００７５】
そして、このように前記フィードバック電圧制限手段によってｄ軸フィードバック電圧とｑ軸フィードバック電圧を制限することにより、前記検査用電圧重畳手段により検査用電圧を重畳する際に、前記通電制御手段によるｄ軸電流及びｑ軸電流のフィードバック制御に対する干渉が生じることを抑制することができる。そのため、該干渉を抑制するために電流フィードバック系にローパスフィルタを施す処理が不要となり、ローパスフィルタを施した場合のように、ロータ角度検出の応答性が悪化することがない。
【００７６】
また、前記第１の態様及び第２の態様において、前記基本電圧列データは、前記電圧出力パターンにおける出力電圧の平均が０となるように設定されていることを特徴とする。
【００７７】
かかる本発明によれば、前記検査用電圧の重畳により前記駆動電圧又は前記ｄ軸電圧及びｑ軸電圧に与える影響を減少させることができる。
【００７８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図１〜図３を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２はモータコントローラの制御ブロック図、図３は検査用電圧の周期と検査用電圧及びｄｑ軸電流の推移を示した図である。
【００７９】
図２に示したモータコントローラ１０（本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置に相当する）は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００８０】
そして、モータコントローラ１０は、外部から与えられるｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）とｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）をフィードバック制御する。
【００８１】
モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子への印加電圧（以下、ｄ軸電圧（Ｖｄ）という）とｑ軸電機子への印加電圧（以下、ｑ軸電圧（Ｖｑ）という）とを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する駆動電圧の指令電圧（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に変換するｄｑ／３相変換部２０、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）を生成する検査用電圧重畳部２１（本発明の検査用電圧重畳手段に相当する）、及び指令電圧（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に応じた駆動電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加されるように複数のスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路により構成されたパワードライブユニット２２を備える。
【００８２】
さらに、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）とに応じてｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）とを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明のｄｑ実電流算出手段に相当する）、モータ１のロータ角度（θ）を検出する角度検出部２５（本発明の参照値算出手段及びロータ角度検出手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。
【００８３】
モータコントローラ１０は、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）を第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）の偏差に応じたｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）を生成する。
【００８４】
また、モータコントローラ１０は、同様にして、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）を第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差に応じたｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を生成する。
【００８５】
そして、コントローラ１０は、このようにして生成したｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）とをｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差、及びｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくする３相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００８６】
なお、第１減算器２８、第１ＰＩ演算部２９、第２減算器３１、第２ＰＩ演算部３２、ｄｑ／３相変換部２０、及びパワードライブユニット２２により、本発明の通電制御手段が構成される。
【００８７】
ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を３相の電圧指令（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に変換する際には、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２６によりＵ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）をｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）に変換する際にも、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。
【００８８】
そして、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器３４（本発明のｄｑ電圧制限手段の機能を含む）において検査用電圧重畳部２１によりｄ軸電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）に検査用電圧Ｈｄ＾を重畳し、また、第４加算器３６（本発明のｄｑ電圧制限手段の機能を含む）において検査用電圧重畳部２１によりｑ軸電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に検査用電圧Ｈｑ＾を重畳したときに、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ電流変換部２６により算出されたｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ＾）及びｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ＾）を用いて、モータ１のロータ角度を検出する。以下、モータコントローラ１０におけるロータ角度（θ）の検出処理について説明する。
【００８９】
検査用電圧重畳部２１は、図３（ａ）に示したように、モータコントローラ１０の制御サイクル（Δｔ）のｎ周期分を１周期とする検査用電圧Ｈｄｑ＾（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）を、以下の式（３７）により生成する。
【００９０】
【数３７】

【００９１】
但し、Ｈｄｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉ：検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋ：検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈｄ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分、ｓ（ｋ）：時系列番号ｋの周期における変調信号（ｓ）の値（本発明の変調用係数に相当する）、ｄｈｄｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データ、ｄｈｄ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｄ軸成分、ｄｈｑ＾（ｘ）：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｑ軸成分。
【００９２】
なお、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾＝｛ｄｈｄｑ＾（１），ｄｈｄｑ＾（２），…，ｄｈｄｑ（ｎ）｝）のデータは、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、変調信号（ｓ）のデータ｛ｓ（１），ｓ（２），…｝は、予めメモリに記憶してもよく、信号処理でよく使用されるＭ系列等の手法を用いて生成してもよい。
【００９３】
また、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾＝｛ｄｈｄｑ＾（１），ｄｈｄｑ＾（２），…，ｄｈｄｑ（ｎ）｝は、以下の式（３８）に示したように、１周期における平均が０となるように設定されている。
【００９４】
【数３８】

【００９５】
この場合、上記式（３７）に示したように、変調信号（ｓ）は検査用電圧（Ｈｄｑ＾）の１周期毎に変更されるため、検査用電圧（Ｈｄｑ＾）の１周期（Ｔ）における電圧レベルの平均は０となる。そして、これにより、ｄ軸電圧（Ｖｄ）及びｑ軸電圧（Ｖｑ）のレベルが次第に高くなって、モータ１の電機子電流のフィードバック制御系に影響を及ぼすことが抑制される。
【００９６】
そして、角度検出部２５は、検査用電圧重畳部２１により検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）が重畳されたときに、各制御サイクル（ｔ（１）〜ｔ（ｎ））において、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ変換部２６により算出されるｄ軸実電流及びｑ軸実電流を用いてモータ１のロータ角度を検出する。
【００９７】
ここで、検査用電圧（Ｈｄ ＾，Ｈｑ＾）のｋ番目の制御サイクルＴ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）におけるｄ軸実電流の２階差分とｑ軸実電流の２階差分を、以下の式（３９）に示したようにそれぞれｄｄＩｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄｄＩｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）とする。
【００９８】
【数３９】

【００９９】
また、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）のｋ番目の周期Ｔ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）における変化量｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ（ｉ＋ｋ・ｎ）｝は、上記式（３７）により、以下の式（４０），式（４１）で表される。
【０１００】
【数４０】

【０１０１】
【数４１】

【０１０２】
そして、第３加算器３４と第４加算器３６は、第１減算器２８及び第１のＰＩ演算部２９により上記式（２６）によって算出されるｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）の前記の制御サイクルにおけるｄ軸電圧（Ｖｄ）に対する差分電圧（ｄＶｄ＿ｆｂ）と、第２減算器３１及び第２のＰＩ演算部３２により上記式（２７）によって算出されるｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）の前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧（Ｖｑ）に対する差分電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）とを成分とする電圧ベクトルの方向を、検査用電圧の差分電圧｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を成分とする電圧ベクトルの方向に制限するため、以下の式（４２），式（４３）の演算により算出したｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）をｄｑ／３相変換部２０に出力する。
【０１０３】
【数４２】

【０１０４】
但し、ｋ_１：ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）、ｋ_２：ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）１、Ｖｄ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧。
【０１０５】
【数４３】

【０１０６】
そのため、上記式（３２）における行列ｃ＾（１）に対応する行列ｃ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）は、以下の式（４４）により表される。
【０１０７】
【数４４】

【０１０８】
そして、図３（ａ）のＴｓ（ｋ−１番目の周期Ｔ（ ｋ−１）の制御サイクルｔ（ｉ）〜ｋ番目の周期Ｔ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ））において、各制御サイクルについての上記式（３２）をまとめると、以下の式（４５）の形で表すことができ、さらに式（４５）を変形して以下の式（４６），式（４７）を得ることができる。
【０１０９】
【数４５】

【０１１０】
【数４６】

【０１１１】
【数４７】

【０１１２】
ここで、図３（ｂ）は、制御サイクルｔ（ｉ−２）〜ｔ（ｉ＋２）における検査用電圧（Ｈｄｑ）と検出電流（Ｉｄｑ）の推移を示した時系列グラフである。制御サイクル期間ｔ（ｉ）における検出電流の変化量（ｄＩｄｑ＾（ｉ））と制御サイクル期間ｔ（ｉ＋１）における検出電流の変化量（ｄＩｄｑ＾（ｉ＋１））から、上記式（３９）における検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾（ｉ））を算出することができる。
【０１１３】
また、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾）に応じて算出される上記式（４４）の行列ｃ＾（ｉ）の成分は一定となる。したがって、上記式（４６）における行列Ｃ＾の成分も一定となり、行列Ｃに基づいて算出される上記式（４７）の行列Ｄ＾の成分も一定となる。
【０１１４】
そのため、上記式（４７）の行列Ｄ＾の成分は、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾）により予め算出することができる。そこで、モータコントローラ１０のメモリには、このようにして算出された行列Ｄ＾の成分のデータが予め記憶されており、角度検出部２５は、メモリに記憶された行列Ｄ＾の成分のデータを用いて上記式（４７）の演算を実行する。
【０１１５】
この場合、角度検出部２５は、行列Ｄ＾の成分と各制御期間における検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾）及び変調信号（ｓ）を上記式（３１）により補正したｓ’との簡易な演算によりロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ＝θ−θ＾）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾＝Ｌ_１ｓｉｎ２θｅ）と余弦参照値（Ｖｃ＾＝Ｌ_１ｃｏｓ２θｅ）を算出することができる。そのため、正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）の算出時間を短縮することができる。
【０１１６】
また、このように、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を成分とする電圧の方向を、検査用電圧の変化量｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を成分とする電圧ベクトル方向に制限した場合、検査用電圧の重畳による電流フィードバック系への干渉を少なくするために、電流フィードバックにローパスフィルタを施す必要がなくなる。そのため、電流フィードバック系の応答性を良好に維持することができる。
【０１１７】
そして、角度検出部２５は、以下の式（４８）によりモータ１のロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度（θ＝θ＾＋θｅ）を検出する。
【０１１８】
【数４８】

【０１１９】
また、以下の式（４９）又は式（５０）によるオブザーバの追従演算によって、ロータ角度の推定値（θ＾）を、推定誤差（θｅ）が０に収束するように修正して、ロータ角度を検出することもできる。
【０１２０】
【数４９】

【０１２１】
【数５０】

【０１２２】
また、上記式（４９），式（５０）のｏｆｆｓｅｔの値を変更することによって、検出されるロータ角度の位相を強制的にずらして、検出誤差を減少させることができる。
【０１２３】
なお、上記式（５０）における√（Ｖｓ＾^２＋Ｖｃ＾^２）の演算は時間がかかるので、以下の式（５１）により近似してもよい。
【０１２４】
【数５１】

【０１２５】
また、本実施の形態では、検査用電圧重畳部２１は、上記式（３７）により、前回の制御サイクルにおける検査用電圧（Ｈｄｑ（ｉ−１＋ｋ・ｎ））に、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾（ｉ−１））と変調信号（ｓ（ｋ））との乗算値を加算して、今回の制御サイクルにおける検査用電圧（Ｈｄｑ ＾（ｉ＋ｋ・ｎ））を算出したが、予め変調信号（ｓ（ｋ）の値が設定されている場合には、基本電圧列データも既知であるので、検査用電圧（Ｈｄｑ＾）を予め算出することができる。
【０１２６】
この場合は、以下の式（５２），式（５３）により、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を算出することができる。
【０１２７】
【数５２】

【０１２８】
【数５３】

【０１２９】
そして、以下の式（５４），式（５５）により、前回の制御サイクルに対する今回の制御サイクルのｄ軸電圧の差分電圧（Ｖｄ（ｉ＋ｋ・ｎ）−Ｖｄ＿ｏｌｄ）とｑ軸電圧の差分電圧（Ｖｑ（ｉ＋ｋ・ｎ）−Ｖｑ＿ｏｌｄ）を成分とする電圧ベクトルの方向を、前回の制御サイクルに対する今回の検査用電圧の差分電圧（ｋ_１，ｋ_２）の方向に制限することができる。
【０１３０】
【数５４】

【０１３１】
【数５５】

【０１３２】
但し、Ｖｄ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄ：前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧。
【０１３３】
そのため、この場合は、第３加算器３４と第４加算器３６は、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を、以下の式（５６）により算出して、電流フィードバックの結果を検査用電圧の差分電圧（ｋ_１，ｋ_２）の方向に制限することができる。
【０１３４】
【数５６】

【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構成図。
【図２】第１の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図。
【図３】検査用電圧の周期及び検査用電圧と電機子電流の推移を示した図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…検査用電圧重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC brushless motor control device that detects the rotor angle of a DC brushless motor without using a rotor position detection sensor and controls the operation of the motor.
[0002]
[Prior art]
In order to obtain a desired torque by driving the DC brushless motor, it is necessary to apply a voltage to the armature at an appropriate phase corresponding to an electrical angle of a rotor having a magnetic pole (hereinafter referred to as a rotor angle). In order to reduce the cost of the DC brushless motor and the driving device by omitting the position detection sensor for detecting the rotor angle, various methods for detecting the rotor angle without using the position detection sensor have been proposed.
[0003]
For example, Patent Literature 1 and Patent Literature 2 disclose that in a motor control device that controls a DC brushless motor using a so-called dq coordinate system, when an estimation AC signal voltage is applied in one axis direction, A method of detecting the rotor angle by the resulting current is described.
[0004]
In addition, the inventors of the present application have also proposed a rotor angle detection device that detects a rotor angle without using a position detection sensor in an earlier application (Japanese Patent Application No. 2002-280408). In such a rotor angle detecting device, when a test voltage having a changed frequency is superimposed on a drive voltage applied to a three-phase armature of a salient-pole type DC brushless motor, the motor is driven in a predetermined control cycle. A sine reference value corresponding to a sine value of a double angle of a rotor angle of the motor and a cosine value corresponding to a cosine value of the double angle based on a change amount of a current flowing through the armature, basic voltage real data, and the modulation coefficient. Calculate a reference value.
[0005]
By modulating the frequency of the test voltage in this way, when the test voltage is superimposed on the drive voltage, it is possible to prevent the motor from generating annoying noise, and to refer to the sine reference value and the cosine reference value. The rotor angle of the motor can be detected based on the value.
[0006]
However, in such a rotor angle detection device, it is necessary to reduce the response speed of the current feedback system in order to suppress interference with the current feedback system due to superimposition of the inspection voltage. However, there is an inconvenience that the transient response of the device deteriorates.
[0007]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 10-323099 [Patent Document 2]
JP-A-11-332279
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been made in view of the above background, and suppresses generation of annoying noise when detecting a rotor angle by superimposing a test voltage on a drive voltage, and also suppresses transient in rotor angle detection. An object of the present invention is to provide a control device for a DC brushless motor that prevents deterioration of responsiveness.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
First, before describing the present invention, the basic concept of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 1A, when a salient pole type rotor 2 is used, the magnetic resistance of the gap between the rotor 2 and each of the U, V, and W armatures 3, 4, and 5 changes periodically. However, the change changes twice during one rotation of the rotor 2, that is, for one cycle while the rotor 2 rotates half a turn. The magnetic resistance becomes maximum when the rotor 2 is at the position (1) in the drawing, and becomes minimum when the rotor 2 is at the position (2) in the drawing.
[0010]
FIG. 1B schematically shows the magnetic circuit of FIG. 1A, and assuming that the average value of the magnetic resistance per cycle is 0.5, U, V, W The magnetic resistances Ru, Rv, and Rw in each phase are represented by the following equations (1) to (3).
[0011]
(Equation 1)

[0012]
(Equation 2)

[0013]
[Equation 3]

At this time, the magnetic resistance Rgu of the gap viewed from the U phase can be obtained by the following equation (4).
[0014]
(Equation 4)

[0015]
Therefore, assuming that the U-phase is a unit winding, the self-inductance Lu of the U-phase can be obtained by the following equation (5).
[0016]
(Equation 5)

[0017]
Further, the mutual inductance Muw between the U and W phases and the mutual inductance Muv between the U and V phases can be obtained from the following equations (6) and (7), respectively, from the configuration of the magnetic circuit.
[0018]
(Equation 6)

[0019]
(Equation 7)

[0020]
The self-inductance and the mutual inductance can be obtained in the same manner also for the V-phase and the W-phase, whereby the voltage equation of the DC brushless motor having saliency can be expressed as Assuming that the variation is Δl and the DC component of the mutual inductance between the phases is m, the following equation (8) can be used.
[0021]
(Equation 8)

[0022]
Here, Vu, Vv, and Vw are voltages applied to the U-phase, V-phase, and W-phase armatures, respectively, Iu, Iv, and Iw are currents flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase armatures, respectively. Is the electric resistance of the U-phase, V-phase and W-phase armatures, ω is the electric angular velocity of the rotor 2, and Ke is the induced voltage constant.
[0023]
Further, when the electric angular velocity ω is almost 0 and the influence of the induced voltage and the change in the angular velocity of the rotor 2 is small and the voltage drop due to the resistance r is negligible, the above equation (8) is replaced by the following equation (9). Can be approximated by
[0024]
(Equation 9)

[0025]
Here, when the above equation (9) is transformed into an equation based on the interphase current and voltage, the following equation (10) is obtained.
[0026]
(Equation 10)

[0027]
Further, since the inductance matrix of the above equation (10) is regular, the above equation (10) can be transformed into the following equations (11) and (12).
[0028]
[Equation 11]

[0029]
(Equation 12)

[0030]
When a DC brushless motor is handled in a so-called dq coordinate system, the three-phase / dq conversion represented by the following equations (13) and (14) is performed using the estimated rotor angle (θ ＾). When applied to equation (11), when the estimated value (θ 値) of the rotor angle is equal to the actual value (θ) (θ ＾ = θ), the following equation (15) is obtained.
[0031]
(Equation 13)

[0032]
[Equation 14]

[0033]
(Equation 15)

[0034]
(Equation 16)

[0035]
[Equation 17]

[0036]
Here, when the rotor angle (θ) in the above equation (11) is an estimated value shifted by θe from the actual value of the rotor angle, Id ＾, which is three-phase / dq converted using the estimated value, The following equations (18) and (19) hold between Iq ＾, Vd ＾, Vq ＾ and Id, Iq, Vd, Vq converted using the actual value of the rotor angle.
[0037]
(Equation 18)

[0038]
[Equation 19]

[0039]
Here, θe: phase difference between the actual value and the estimated value of the rotor angle.
[0040]
Therefore, the following relational expression (20) is derived.
[0041]
(Equation 20)

[0042]
Similarly to the case of the above equation (8), when the electric angular velocity ω is almost 0, the effect of the induced voltage and the angle change of the rotor 2 is small, and the voltage drop due to the resistance r is at a level that can be ignored, (20) can be approximated by the following equation (21).
[0043]
(Equation 21)

[0044]
The present invention will be described below based on the above description. The present invention provides a DC brushless motor in an equivalent circuit having a q-axis armature on a q-axis which is a magnetic flux direction of a field of the motor and a d-axis armature on a d-axis orthogonal to the q-axis. Current detection means for converting and handling the current flowing in the armature of the motor; and detecting the current flowing in the q-axis armature based on the current value detected by the current detection means and the rotor angle of the motor. Dq actual current calculating means for calculating an actual axis current and a d-axis actual current flowing through the d-axis armature, and a q-axis command current and a q-axis actual current which are command values of a current flowing through the q-axis armature. Is applied to the d-axis armature in a predetermined control cycle so as to reduce the deviation between the d-axis armature and the d-axis command current, which is the command value of the current flowing through the d-axis armature, and the d-axis actual current. a d-axis feedback voltage and a q-axis voltage applied to the q-axis armature; It generates a readback voltage, an improvement of a control apparatus of a DC brushless motor and a current supply control means for feedback controlling the energization amount of the armature of the motor.
[0045]
Then, a d-axis inspection voltage and a q-axis inspection voltage are generated by multiplying the basic voltage sequence data in which a constant voltage pattern is set in a predetermined period by a modulation coefficient whose value changes in each predetermined period, Inspection voltage superimposing means for superimposing the d-axis inspection voltage on the d-axis feedback voltage and superimposing the q-axis inspection voltage on the q-axis feedback voltage, and the d-axis inspection voltage by the inspection voltage superimposing means. And when the q-axis inspection voltage is superimposed, in each control cycle, the difference between the d-axis voltage applied to the d-axis armature in the previous control cycle and the d-axis feedback voltage in the current control cycle Voltage and the q-axis feedback voltage in the current control cycle with respect to the q-axis voltage applied to the q-axis armature in the previous control cycle. The direction of the voltage vector having the component voltage and the component is the voltage vector having the component of the difference voltage of the d-axis inspection voltage and the difference voltage of the q-axis inspection voltage from the previous control cycle in the current control cycle. Feedback voltage limiting means for limiting the d-axis feedback voltage and the q-axis feedback voltage so as to coincide with the direction, and the d-axis inspection voltage and the q-axis inspection voltage superimposed by the inspection voltage superimposing means. The modulation based on the amount of change in the d-axis actual current and the q-axis actual current in the control cycle, the basic voltage sequence data, and the d-axis feedback voltage and the q-axis feedback voltage limited by the feedback voltage limiting means. The phase difference (θ−θ) between the actual value (θ) of the rotor angle of the motor and the estimated value (θ ＾) is obtained using the correction value of the ＾), a reference value calculating means for calculating a sine reference value corresponding to a sine value of a double angle of the phase difference and a cosine reference value corresponding to a cosine value of a doubling angle of the phase difference (θ−θ ＾); A rotor angle detecting means for detecting a rotor angle of the motor based on the value and the cosine reference value.
[0046]
According to the present invention, the frequency of the inspection voltage is modulated at each of the predetermined periods, and the frequency components are dispersed. Thus, it is possible to suppress generation of harsh noise having a specific frequency component when the inspection voltage is superimposed.
[0047]
The derivative period (dt) in the above equation (21) is defined as the length of the control cycle (Δt), and in a certain control cycle, the three-phase / dq conversion is performed based on the estimated value of the rotor angle of the motor (θ 角度). When the processing is performed, the d-axis voltage and the q-axis voltage in the control cycle are {Vd (1), Vq (1)}, and the change amounts of the d-axis actual current and the q-axis actual current are ｛ΔId (1). , ΔIq (1)}, the above equation (21) is represented by the following equation (22).
[0048]
(Equation 22)

[0049]
Similarly, the d-axis voltage and the q-axis voltage in the next control cycle are {Vd (2), Vq (2)}, and the change amounts of the d-axis actual current and the q-axis actual current are ｛ΔId (2), ΔIq ( 2) If｝, the above equation (21) is represented by the following equation (23).
[0050]
[Equation 23]

[0051]
It is assumed that n control cycles are included in the predetermined period, and the basic voltage sequence data is set according to the n data as shown in the following equation (24) in accordance with the control coefficient. Is s (k) (k = 1, 2,..., The time series number of the predetermined period), the test voltage is expressed by the following equation (25).
[0052]
(Equation 24)

[0053]
(Equation 25)

[0054]
Here, Hdq ＾ (x): the output level of the test voltage in the x-th control cycle after the start of the superposition of the test voltage, i: the time series number of the control cycle in one cycle of the test voltage (i = 1 , 2,..., N), k: time series number of the cycle of the test voltage (k = 1, 2,...), Hd ＾ (x): x-th control cycle from the start of the superposition of the test voltage , Hq の (x): q-axis component of the output level of the test voltage in the x-th control cycle after the start of superposition of the test voltage.
[0055]
The energization control means calculates the d-axis feedback voltage (Vd_fb) by, for example, the following equation (26) so as to reduce the deviation between the d-axis command current (Id_c) and the d-axis actual current (Id_s), Similarly, the q-axis feedback voltage (Vq_fb) is calculated by the following equation (27) so as to reduce the deviation between the q-axis command voltage (Iq_c) and the q-axis actual current (Iq_s).
[0056]
(Equation 26)

[0057]
[Equation 27]

[0058]
In this case, if the differential voltage of the test voltage (Hdq) between the control cycles is set as in the following equation (28), the feedback voltage limiting means calculates the following equation (29) and equation (30). By setting the d-axis voltage in the next control cycle and the q-axis voltage {Vd} (2), Vq {(2)}, the d-axis feedback voltage in the current control cycle with respect to the d-axis voltage in the previous control cycle The direction of the voltage vector having the difference voltage (dVd_fb) and the difference voltage (dVq_fb) of the q-axis voltage in the current control cycle with respect to the q-axis voltage in the previous control cycle from the previous control cycle in the current control cycle is determined. direction of the voltage vector to the differential voltage of the d-axis inspection voltage (k ₁₎ and q-axis difference voltage of the test voltage (k ₂₎ and the component Can be limited to
[0059]
[Equation 28]

[0060]
(Equation 29)

[0061]
Here, Vd_old: d-axis voltage in the previous control cycle, and Vq_old: q-axis voltage in the previous control cycle.
[0062]
[Equation 30]

[0063]
Therefore, when the above equations (22) and (23) are subtracted from each other, the following equation (31) is obtained.
[0064]
[Equation 31]

[0065]
The following equation (32) is obtained by modifying the above equation (31), and the following equation (33) is obtained by summing up the equation (32) for each of the n control cycles in the predetermined cycle. Can be
[0066]
(Equation 32)

[0067]
[Equation 33]

[0068]
In the above equation (33), when n> 1, the matrix C has independent voltage vectors (dV (i), dV (j), 1 ≦ i ≦ n, 1 ≦ j ≦ n, i ≠) that are not zero vectors. If j) is two or more, the column is full rank, and the sine value of a double angle of the phase difference (θe = θ−θ ＾) between the actual value (θ) and the estimated value (θ ＾) of the rotor angle of the motor is obtained. The least squares estimated value of the corresponding sine reference value (Vs ＾) and the cosine reference value (Vc ＾) corresponding to the cosine value of the double angle of the phase difference (θe) can be calculated by the following equation (34).
[0069]
(Equation 34)

[0070]
Then, from the sine cosine value (Vs 例 え ば) and the cosine reference value (Vc ＾), the phase difference (θe) is calculated by, for example, the following equation (35), and the actual rotor angle value (θ = θ ＾ + θe) can be calculated.
[0071]
(Equation 35)

[0072]
Here, the matrix C is a function of the basic voltage sequence pattern, and its components are constant. Therefore, the components of the matrix D ＾ in the above equation (34) can be calculated in advance. Also, the coefficient s ′ (k) in the above equation (34) is expressed as in the following equation (36), where √ (dHd (i) ² + dHq (i) ² ) is the basic voltage train pattern. It can be calculated from data and the modulation coefficient.
[0073]
[Equation 36]

[0074]
Therefore, in each control cycle within the predetermined cycle, the second order difference (ddIdq) of the detected current calculated from the change amount of the detected current of the current detecting means, and the d-axis feedback limited by the feedback voltage limiting means. The motor is obtained by a simple calculation process using a correction value (s ′ (k)) of the modulation coefficient (s (k)) based on the voltage and the q-axis feedback voltage and a component of a matrix D calculated in advance. Can be calculated.
[0075]
By limiting the d-axis feedback voltage and the q-axis feedback voltage by the feedback voltage limiting means in this way, when the inspection voltage is superimposed by the inspection voltage superimposing means, the d-axis current by the energization control means is controlled. Further, it is possible to suppress the occurrence of interference with the feedback control of the q-axis current. Therefore, it is not necessary to perform a process of applying a low-pass filter to the current feedback system in order to suppress the interference, and the responsiveness of rotor angle detection does not deteriorate as in the case where the low-pass filter is applied.
[0076]
In the first aspect and the second aspect, the basic voltage sequence data is set such that an average of output voltages in the voltage output pattern becomes zero.
[0077]
According to the present invention, the influence on the drive voltage or the d-axis voltage and the q-axis voltage due to the superposition of the inspection voltage can be reduced.
[0078]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An example of an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a configuration diagram of a DC brushless motor, FIG. 2 is a control block diagram of a motor controller, and FIG. 3 is a diagram showing a cycle of a test voltage and a transition of a test voltage and a dq-axis current.
[0079]
The motor controller 10 (corresponding to a DC brushless motor control device of the present invention) shown in FIG. 2 is a motor armature 3, 4 of the salient-pole type DC brushless motor 1 (hereinafter referred to as motor 1) shown in FIG. , 5 are feedback-controlled, and the motor 1 is driven by a q-axis armature on a q-axis which is a magnetic flux direction of a field pole of the rotor 2 and a d-axis motor on a d-axis orthogonal to the q-axis. It is handled after being converted into an equivalent circuit in a dq coordinate system having a child.
[0080]
Then, the motor controller 10 controls the current flowing through the d-axis armature (hereinafter referred to as d-axis current) and the q-axis motor in accordance with the d-axis command current (Id_c) and the q-axis command current (Iq_c) given from the outside. The current flowing through the element (hereinafter, referred to as q-axis current) is feedback-controlled.
[0081]
The motor controller 10 converts the voltage applied to the d-axis armature (hereinafter referred to as d-axis voltage (Vd)) and the voltage applied to the q-axis armature (hereinafter referred to as q-axis voltage (Vq)) to the motor 1. A dq / 3-phase converter 20 for converting drive voltage applied to three-phase armatures U, V, and W into command voltages (Vu_c, Vv_c, Vw_c), and generates inspection voltages (Hd ＾, Hq ＾). The driving voltage (Vu, Vv, Vw) according to the inspection voltage superimposing section 21 (corresponding to the inspection voltage superimposing means of the present invention) and the command voltage (Vu_c, Vv_c, Vw_c) is U, V, The power drive unit 22 includes an inverter circuit in which a plurality of switching elements are bridge-connected so as to be applied to the armature of each phase of W, respectively.
[0082]
The motor controller 10 further includes a U-phase current sensor 23 (corresponding to current detection means of the present invention) for detecting a current flowing through the U-phase armature of the motor 1, and a current flowing through the W-phase armature of the motor 1. The d-axis according to the detected W-phase current sensor 24 (corresponding to the current detecting means of the present invention), the detected current value (Iu_s) of the U-phase current sensor 23, and the detected current value (Iw_s) of the W-phase current sensor 24 A three-phase / dq conversion unit 26 (a dq actual current calculation unit of the present invention) that calculates a d-axis actual current (Id_s) that is a detected current value and a q-axis actual current (Iq_s) that is a detected value of a q-axis current. ), An angle detecting unit 25 (corresponding to a reference value calculating means and a rotor angle detecting means of the present invention) for detecting a rotor angle (θ) of the motor 1, and a speed generator that interferes between the d-axis and the q-axis. Perform processing to cancel the effect of power Comprising an interference calculator 27.
[0083]
The motor controller 10 subtracts the d-axis command current (Id_c) and the d-axis actual current (Id_s) by the first subtractor 28, and performs a PI (proportional integration) process on the subtraction result by the first PI calculation unit 29. The first adder 30 adds the non-interference component to generate a d-axis feedback voltage (Vd_fb) corresponding to the difference between the d-axis command current (Id_c) and the d-axis actual current (Id_s).
[0084]
Similarly, the motor controller 10 subtracts the q-axis command current (Iq_c) and the q-axis actual current (Iq_s) by the second subtractor 31, and performs the PI processing by the second PI operation unit 32 on the subtraction result. And the non-interference component is added by the second adder 33 to generate a q-axis feedback voltage (Vq_fb) corresponding to a deviation between the q-axis command current (Iq_c) and the q-axis actual current (Iq_s).
[0085]
Then, the controller 10 inputs the d-axis feedback voltage (Vd_fb) and the q-axis feedback voltage (Vq_fb) thus generated to the dq / 3-phase converter 20. Thereby, the deviation between the d-axis command current (Id_c) and the d-axis actual current (Id_s) and the deviation between the q-axis command current (Iq_c) and the q-axis actual current (Iq_s) are reduced through the power drive unit 22. The three-phase voltages (Vu, Vv, Vw) are applied to the armature of the motor 1 and the current flowing through the armature of the motor 1 is feedback-controlled.
[0086]
The first subtractor 28, the first PI calculator 29, the second subtractor 31, the second PI calculator 32, the dq / 3-phase converter 20, and the power drive unit 22 constitute the power supply control means of the present invention. .
[0087]
Here, when the d-axis voltage (Vd) and the q-axis voltage (Vq) are converted into three-phase voltage commands (Vu_c, Vv_c, Vw_c) by the dq / 3-phase converter 20, the rotor angle ( θ) is required. The three-phase / dq conversion unit 26 converts the detection current value (Iu_s) of the U-phase current sensor 23 and the detection current value (Iw_s) of the W-phase current sensor 24 into a d-axis real current (Id_s) and a q-axis real current (Iq_s). ) Also requires the rotor angle (θ) of the motor 1.
[0088]
Then, the motor controller 10 uses the inspection voltage superimposing unit 21 in the third adder 34 (including the function of the dq voltage limiting unit of the present invention) without using a position detection sensor such as a resolver, and the d-axis voltage (Vd_fb). The test voltage Hd ＾ is superimposed on the q-axis voltage (Vq_fb) by the test voltage superimposing unit 21 in the fourth adder 36 (including the function of the dq voltage limiting means of the present invention). Are superimposed, the d-axis actual current (Id_s ＾) and the q-axis actual current (Iq_s ＾) calculated by the three-phase / dq current converter 26 based on the estimated rotor angle (θ ＾) of the motor 1 Is used to detect the rotor angle of the motor 1. Hereinafter, the detection process of the rotor angle (θ) in the motor controller 10 will be described.
[0089]
As shown in FIG. 3A, the inspection voltage superimposing unit 21 outputs the inspection voltage Hdq ＾ (Hd ＾, Hq ＾) having n cycles of the control cycle (Δt) of the motor controller 10 as one cycle. , Are generated by the following equation (37).
[0090]
(37)

[0091]
Here, Hdq ＾ (x): the output level of the test voltage in the x-th control cycle after the start of the superposition of the test voltage, i: the time series number of the control cycle in one cycle of the test voltage (i = 1 , 2,..., N), k: time series number of the cycle of the test voltage (k = 1, 2,...), Hd ＾ (x): x-th control cycle from the start of the superposition of the test voltage , D-axis component of the output level of the test voltage at Hq ＾ (x): q-axis component of the output level of the test voltage in the x-th control cycle since the start of superposition of the test voltage, s (k): The value of the modulation signal (s) in the cycle of the time series number k (corresponding to the modulation coefficient of the present invention), dhdq ＾ (x): the basic voltage in the x-th control cycle after starting the superposition of the test voltage Column data, dh ＾ (x): Start of superposition of test voltage d-axis component of the fundamental voltage column data in the x-th control cycle from, dhq ^ (x): q-axis component of the fundamental voltage column data in the x-th control cycle from the start of superimposition of the test voltage.
[0092]
The data of the basic voltage sequence data (dhdqｄ = {dhdq ＾ (1), dhdq ＾ (2),..., Dhdq (n)｝) is stored in a memory (not shown) in advance. Also, the data {s (1), s (2),...} Of the modulated signal (s) may be stored in a memory in advance, and may be generated using an M-sequence method often used in signal processing. You may.
[0093]
The basic voltage sequence data (dhdqｄ = {dhdq ＾ (1), dhdq ＾ (2),..., Dhdq (n)} has an average of 0 as shown in the following equation (38). It is set to be.
[0094]
[Equation 38]

[0095]
In this case, as shown in the above equation (37), the modulation signal (s) is changed every cycle of the test voltage (Hdq ＾), and thus, one cycle (T) of the test voltage (Hdq ＾). The average of the voltage levels at is zero. As a result, the levels of the d-axis voltage (Vd) and the q-axis voltage (Vq) gradually increase, thereby suppressing the influence on the armature current feedback control system of the motor 1.
[0096]
Then, when the inspection voltage (Hd ＾, Hq ＾) is superimposed by the inspection voltage superimposing unit 21, the angle detection unit 25 controls the motor 1 in each control cycle (t (1) to t (n)). Then, the rotor angle of the motor 1 is detected using the d-axis actual current and the q-axis actual current calculated by the three-phase / dq converter 26 based on the estimated rotor angle (θ ＾).
[0097]
Here, the second-order difference of the d-axis actual current and the second-order difference of the q-axis actual current in the control cycle t (i) of the k-th control cycle T (k) of the test voltage (Hd ＾, Hq ＾) are As shown in the following equation (39), ddId ＾ (i + kn) and ddIq ＾ (i + kn), respectively.
[0098]
[Equation 39]

[0099]
Further, the amounts of change {dHd} (i + kn), dHq (i + kn)} in the control cycle t (i) of the k-th cycle T (k) of the inspection voltage (Hd #, Hq #) are as described above. The following Expressions (40) and (41) are obtained by Expression (37).
[0100]
(Equation 40)

[0101]
(Equation 41)

[0102]
Then, the third adder 34 and the fourth adder 36 perform the above-described control cycle of the d-axis feedback voltage (Vd_fb) calculated by the first subtractor 28 and the first PI calculator 29 by the above equation (26). And the previous control cycle of the difference voltage (dVd_fb) with respect to the d-axis voltage (Vd) and the q-axis feedback voltage (Vq_fb) calculated by the second subtractor 31 and the second PI calculation unit 32 by the above equation (27). And the direction of the voltage vector having a difference voltage (Vq_fb) with respect to the q-axis voltage (Vq) as a component, the difference voltage {dHd} (i + kn), dHq {(i + kn)} of the test voltage as a component. In order to limit the direction of the voltage vector to be applied, the d-axis voltage (Vd) and the q-axis voltage (Vq) calculated by the following equations (42) and (43) are calculated in dq / 3 phase. And outputs it to the section 20.
[0103]
(Equation 42)

[0104]
Here, k ₁ : dHd ＾ (i + kn), k ₂ : dHd ＾ (i + kn) 1, Vd_old: d-axis voltage in the previous control cycle, and Vq_old: q-axis voltage in the previous control cycle.
[0105]
[Equation 43]

[0106]
Therefore, the matrix c ＾ (i + kn) corresponding to the matrix c ＾ (1) in the above equation (32) is represented by the following equation (44).
[0107]
[Equation 44]

[0108]
Then, in Ts (the control cycle t (i) of the (k-1) th cycle T (k-1) to the control cycle t (i) of the kth cycle T (k)) in FIG. The above equation (32) for the cycle can be summarized in the form of the following equation (45), and the following equation (46) and equation (47) can be obtained by further modifying the equation (45). it can.
[0109]
[Equation 45]

[0110]
[Equation 46]

[0111]
[Equation 47]

[0112]
Here, FIG. 3B is a time series graph showing transition of the inspection voltage (Hdq) and the detection current (Idq) in the control cycles t (i-2) to t (i + 2). From the detected current change amount (dIdqｉ (i)) during the control cycle period t (i) and the detected current change amount (dIdq ＾ (i + 1)) during the control cycle period t (i + 1), the detection in the above equation (39) is performed. The second-order difference (ddIdq ＾ (i)) of the current can be calculated.
[0113]
Further, the components of the matrix c ＾ (i) of the above equation (44) calculated according to the basic voltage sequence data (dhdq ＾) are constant. Therefore, the components of the matrix C in the above equation (46) are also constant, and the components of the matrix D in the above equation (47) calculated based on the matrix C are also constant.
[0114]
Therefore, the components of the matrix D ＾ in the above equation (47) can be calculated in advance using the basic voltage sequence data (dhdq ＾). Therefore, the data of the components of the matrix D ＾ calculated in this way are stored in the memory of the motor controller 10 in advance, and the angle detection unit 25 converts the data of the components of the matrix D ＾ stored in the memory into The calculation of the above equation (47) is performed using the above.
[0115]
In this case, the angle detection unit 25 calculates the simple difference between the components of the matrix D ＾, the second-order difference (ddIdq ＾) of the detected current in each control period, and s ′ obtained by correcting the modulation signal (s) by the above equation (31). The sine reference value (Vs ＾ = L ₁ sin2θe) and the cosine reference value according to the double angle of the phase difference (θe = θ−θ ＾) between the actual value (θ) and the estimated value (θ ＾) of the rotor angle by calculation. (Vc ＾ = L ₁ cos2θe) can be calculated. Therefore, the calculation time of the sine reference value (Vs #) and the cosine reference value (Vc #) can be reduced.
[0116]
Further, as described above, the direction of the voltage having the d-axis feedback voltage (Vd_fb) and the q-axis feedback voltage (Vq_fb) as components is determined by the change amount of the inspection voltage {dHd} (i + kn), dHq} (i + k · n). n) In the case of limiting in the voltage vector direction having｝ as a component, it is not necessary to apply a low-pass filter to the current feedback in order to reduce interference with the current feedback system due to the superposition of the test voltage. Therefore, the responsiveness of the current feedback system can be maintained satisfactorily.
[0117]
Then, the angle detection unit 25 calculates the phase difference (θe) between the actual value (θ) of the rotor angle of the motor 1 and the estimated value (θ ＾) according to the following equation (48), and calculates the rotor angle (θ = θ ＾ + θe) is detected.
[0118]
[Equation 48]

[0119]
Further, the estimated value (θ ＾) of the rotor angle is corrected by the observer's tracking operation by the following expression (49) or (50) so that the estimation error (θe) converges to 0, and the rotor angle is corrected. It can also be detected.
[0120]
[Equation 49]

[0121]
[Equation 50]

[0122]
Further, by changing the value of offset in the above equations (49) and (50), the phase of the detected rotor angle can be forcibly shifted, and the detection error can be reduced.
[0123]
Since the calculation of √ (Vs ＾ ² + Vc ＾ ² ) in the above equation (50) takes time, it may be approximated by the following equation (51).
[0124]
(Equation 51)

[0125]
Further, in the present embodiment, the test voltage superimposing unit 21 adds the basic voltage sequence data (dhdq ＾) to the test voltage (Hdq (i−1 + kn)) in the previous control cycle according to the above equation (37). (I-1)) and the multiplied value of the modulation signal (s (k)) are added to calculate the inspection voltage (Hdq ＾ (i + kn)) in the current control cycle. When the value of s (k) is set, the test voltage (Hdq ＾) can be calculated in advance because the basic voltage sequence data is also known.
[0126]
In this case, the d-axis voltage (Vd) and the q-axis voltage (Vq) can be calculated by the following equations (52) and (53).
[0127]
(Equation 52)

[0128]
(Equation 53)

[0129]
Then, according to the following equations (54) and (55), the difference voltage (Vd (i + kn) −Vd_old) of the d-axis voltage and the difference voltage (Vq) of the q-axis voltage in the current control cycle with respect to the previous control cycle are calculated. the direction of the (i + k · n) -Vq_old ) a voltage vector whose components, can be limited in the direction of the differential voltage of the current inspection voltage _(k 1, _{k 2)} for the preceding control cycle.
[0130]
(Equation 54)

[0131]
[Equation 55]

[0132]
Here, Vd_old: d-axis voltage in the previous control cycle, and Vq_old: q-axis voltage in the previous control cycle.
[0133]
Therefore, in this case, the third adder 34 and the fourth adder 36 calculate the d-axis voltage (Vd) and the q-axis voltage (Vq) by the following equation (56), and calculate the result of the current feedback. It can be limited in the direction of the difference voltage (k ₁ , k ₂ ) of the inspection voltage.
[0134]
[Equation 56]

[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a DC brushless motor.
FIG. 2 is a control block diagram of a motor controller according to the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing a cycle of an inspection voltage and a transition of an inspection voltage and an armature current.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC brushless motor, 2 ... rotor, 3 ... U-phase armature, 4 ... V-phase armature, 5 ... W-phase armature, 10 ... Motor controller, 20 ... dq / 3-phase conversion part, 21 ... Inspection voltage superimposing unit, 22: power drive unit, 23: U-phase current sensor, 24: W-phase current sensor, 25: angle detection unit, 26: three-phase / dq conversion unit, 27: non-interference calculation unit

Claims (2)

The DC brushless motor is handled by being converted into an equivalent circuit having a q-axis armature on a q-axis which is a magnetic flux direction of the field of the motor and a d-axis armature on a d-axis orthogonal to the q-axis. ,
Current detection means for detecting a current flowing through the armature of the motor; a q-axis actual current flowing through the q-axis armature based on a current value detected by the current detection means and a rotor angle of the motor; dq actual current calculating means for calculating a d-axis actual current flowing through the d-axis armature;
A deviation between a q-axis command current, which is a command value of a current flowing through the q-axis armature, and the q-axis actual current; a d-axis command current, a command value of a current flowing through the d-axis armature; Generating a d-axis feedback voltage to be applied to the d-axis armature and a q-axis feedback voltage to be applied to the q-axis armature in a predetermined control cycle so as to reduce the deviation from the current; A DC brushless motor control device comprising: an energization control unit that performs feedback control of the energization amount of the armature;
The d-axis inspection voltage and the q-axis inspection voltage are generated by multiplying the basic voltage sequence data in which a constant voltage pattern is set in a predetermined cycle by a modulation coefficient whose value changes in each predetermined cycle, to generate the d-axis inspection voltage. Inspection voltage superimposing means for superimposing the d-axis inspection voltage on the feedback voltage and superimposing the q-axis inspection voltage on the q-axis feedback voltage;
When the d-axis inspection voltage and the q-axis inspection voltage are superimposed by the inspection voltage superimposing means, the d-axis voltage applied to the d-axis armature in the previous control cycle in each control cycle. And the difference voltage of the d-axis feedback voltage in the current control cycle and the difference voltage of the q-axis feedback voltage in the current control cycle with respect to the q-axis voltage applied to the q-axis armature in the previous control cycle. So that the direction of the voltage vector corresponding to the direction of the voltage vector having the components of the difference voltage of the d-axis inspection voltage and the difference voltage of the q-axis inspection voltage from the previous control cycle in the current control cycle as the components. Feedback voltage limiting means for limiting the d-axis feedback voltage and the q-axis feedback voltage;
When the d-axis inspection voltage and the q-axis inspection voltage are superimposed by the inspection voltage superimposing means, the amount of change in the d-axis actual current and the q-axis actual current in the control cycle, the basic voltage sequence data, Using the correction value of the modulation coefficient based on the d-axis feedback voltage and the q-axis feedback voltage limited by the feedback voltage limiting means, an actual value (θ) and an estimated value (θ ＾) of the rotor angle of the motor. A reference for calculating a sine reference value corresponding to a sine value of a double angle of the phase difference (θ−θ ＾) and a cosine reference value corresponding to a cosine value of a double angle of the phase difference (θ−θ ＾) Value calculation means;
A control device for a DC brushless motor, comprising: a rotor angle detecting means for detecting a rotor angle of the motor based on the sine reference value and the cosine reference value. 2. The DC brushless motor control device according to claim 1, wherein the basic voltage sequence data is set such that an average of output voltages in the voltage output pattern becomes 0. 3.

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