JP4119183B2 - DC brushless motor rotor angle detector - Google Patents

DC brushless motor rotor angle detector Download PDF

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、突極型のDCブラシレスモータのロータ角度を検出するロータ角度検出装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
DCブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角(以下、ロータ角度という)に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてDCブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。
【0003】
本願発明者らも、先の出願(特願2001−288303)において、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出するロータ角度検出装置を提案している。かかるロータ角度検出装置においては、突極型のDCブラシレスモータの3相の電機子に印加する駆動電圧に高周波電圧を重畳したときに、該3相の電子機のうちの第1相に流れる電流の検出値及び第2相に流れる電流の検出値と、該高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、該モータのロータ角度の2倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該2倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。
【0004】
そして、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いてDCブラシレスモータのロータ角度の推定値(θ^)と実際値(θ)との位相差(θ−θ^)を表す第1の位相差データを算出し、該第1の位相差データが表す該位相差(θ−θ^)に一定のオフセット値を加えた第2の位相差データが表す該位相差(θ−θ^)を解消するように構成したオブザーバを用いて前記ロータ角度を算出することによって、前記ロータ角度の検出誤差を減少させて前記ロータ角度の検出精度を高めている。
【0005】
しかし、本願発明者らは、その後の検討により、上述したオブザーバを用いて算出された前記モータのロータ角度に基づいて前記モータの電機子に印加する駆動電圧の位相を決定したときに、実際のロータ角度の変化に対する該駆動電圧の制御系の応答性が悪化し、該駆動電圧により生じる回転磁界の位相の遅れにより前記モータの脱調等が生じる場合があることを知見した。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記背景を鑑みてなされたものであり、位置検出センサを用いることなく検出したロータ角度に基づいてDCブラシレスモータの作動を制御する際に生じる制御応答性の悪化を抑制したロータ角度検出装置を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、突極型のDCブラシレスモータの3相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該3相の電機子のうちの第1相の電機子に流れる電流を検出する第1電流検出手段と、該3相の電機子のうちの第2相の電機子に流れる電流を検出する第2電流検出手段と、前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときに前記第1電流検出手段により検出される第1電流値及び前記第2電流検出手段により検出される第2電流値と、前記高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、前記モータのロータ角度の2倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該2倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値抽出手段と、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロータ角度の推定値(θ^)と実際値(θ)との位相差(θ−θ^)を表す第1の位相差データを算出し、該第1の位相差データに所定のオフセット値を加えた第2の位相差データが表す前記位相差(θ−θ^)を解消するように構成したオブザーバにより、前記ロータ角度を算出するロータ角度算出手段とを備えたDCブラシレスモータのロータ角度検出装置の改良に関する。
【0008】
そして、前記モータの回転数を検出する回転数検出手段を備え、前記ロータ角度算出手段は、該回転数検出手段により検出される前記モータの回転数に応じて、前記オフセット値を決定することを特徴とする。
【0009】
かかる本発明において、前記モータの回転数が急激に増減すると、前記モータのロータ角度の変化に対して前記ロータ角度算出手段によるロータ角度の算出が追従できなくなって、ロータ角度の検出遅れが生じる場合があり、この場合は前記モータの実際のロータ角度に対するロータ角度の検出誤差が大きくなる。
【0010】
また、詳細は後述するが、前記オフセット値を小さくするほど、前記モータのロータ角度の変化量に対する前記第2の位相差データにより表される前記位相差(θ−θ^)の変化量が大きくなる。
【0011】
そこで、前記モータの回転数が急激に上昇する場合のように、前記ロータ角度検出手段による前記モータのロータ角度の検出遅れが生じるときは、前記ロータ角度算出手段は、前記オフセット値を小さくして前記モータのロータ角度の変化量に対する前記位相差(θ−θ^)の変化量を増大させることにより、前記モータのロータ角度の変化に対するロータ角度の検出遅れの影響を減少させ、ロータ角度の検出誤差を減少させることができる。
【0012】
そして、このようにロータ角度の検出誤差を減少させることによって、前記ロータ角度算出手段により算出されたロータ角度に基づいて、前記電圧印加手段により前記モータの電機子に印加する駆動電圧を決定したときに、該駆動電圧により生じる回転磁界と前記モータのロータ角度との位相のずれが小さくなるため、前記モータのロータ角度の変化に対する制御応答性の悪化を抑制して、前記モータの出力トルクの低下や脱調が生じることを防止することができる。
【0013】
また、前記モータの回転開始時は前記モータに比較的高いトルクを生じさせる必要があるため、前記モータのロータ角度を精度良く検出して前記モータの電機子に印加する前記駆動電圧の位相を決定する必要がある。一方、前記モータの回転数が上昇するに従って、前記ロータ角度算出手段によるロータ角度の検出遅れの影響が大きくなる。
【0014】
そこで、本発明は、前記ロータ角度算出手段は、前記モータの回転開始後、前記モータの回転数が上昇するに従って前記オフセット値を減少させることを特徴とする。
【0015】
かかる本発明によれば、前記ロータ角度検出手段は、前記モータの回転開始後、前記モータの回転数が上昇するに従って前記オフセット値を減少させることによって、回転開始時は前記オフセット値を加えた効果により前記ロータ角度の検出誤差を小さくして前記モータに確実にトルクを生じさせて前記モータの始動時間を短縮すると共に、前記モータの回転数の上昇による前記モータのロータ角度の検出遅れを抑制することができる。
【0016】
また、前記参照値抽出手段は、次式(5)と(6)により前記正弦参照値と前記余弦参照値を抽出し、前記ロータ角度算出手段は、前記第1の位相差データとして次式(7)により算出したΔθを用い、前記第2の位相差データとして次式(8)により算出したΔθを用いたことを特徴とする。
【0017】
【数5】

Figure 0004119183
【0018】
【数6】
Figure 0004119183
【0019】
【数7】
Figure 0004119183
【0020】
【数8】
Figure 0004119183
但し、上記式(5)〜(8)において、Vs:前記正弦参照値、Vc:前記余弦参照値、Iu:前記第1電流値、Iw:前記第2電流値、ω:前記高周波電圧の角速度、Δθ:前記第1の位相差データ、Δθ:前記第2の位相差データ、offset:前記オフセット値。
【0021】
かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記参照値算出手段によって前記上記式(5),(6)により算出された前記正弦参照値(Vs)と前記余弦参照値(Vc)とを用いて、上記式(7),(8)により前記オブザーバの構成に必要となる前記第1の位相差データ(Δθ)と前記第2の位相差データ(Δθ)を算出することができる。
【0022】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図1〜図4を参照して説明する。図1はDCブラシレスモータの構成図、図2は図1に示したDCブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図、図3はoffset値を加えた位相差データを用いたときの効果を示したグラフ、図4はoffset値/回転数の設定パターンを示したグラフである。
【0023】
図2に示したモータコントローラ10は、図1に示した突極型のDCブラシレスモータ1(以下、モータ1という)の電機子3,4,5に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ1をロータ2の界磁極の磁束方向であるq軸上にあるq軸電機子と該q軸と直交するd軸上にあるd軸電機子とを有するdq座標系による等価回路に変換して扱う。
【0024】
そして、モータコントローラ10は、外部から与えられるd軸電機子に流れる電流(以下、d軸電流という)の指令値であるId_cとq軸電機子に流れる電流(以下、q軸電流という)の指令値であるIq_cとが、実際にモータ1の3相の電機子に流れる電流の検出値から3相/dq変換により算出したd軸電流の検出値であるId_sとq軸電流の検出値であるIq_sとに、それぞれ一致するように、モータ1の3相の電機子に印加する電圧を制御する。
【0025】
モータコントローラ10は、d軸電機子に印加する電圧(以下、d軸電圧という)の指令値であるVd_cとq軸電機子に印加する電圧(以下、q軸電圧という)の指示値であるVq_cとを、モータ1のU,V,Wの3相の電機子に印加する電圧の指令値であるVU_c,VV_c,VW_cに変換するdq/3相変換部20、dq/3相変換部20から出力されるVU_c,VV_c,VW_cに、それぞれ高周波電圧vu,vv,vwを重畳する高周波重畳部21(本発明の高周波重畳手段に相当する)、及び該高周波電圧が重畳されたVU_c,VV_c,VW_cに応じた電圧VU,VV,VWをモータ1のU,V,Wの各相の電機子にそれぞれ印加するパワードライブユニット22(本発明の電圧印加手段に相当する)を備える。
【0026】
さらに、モータコントローラ10は、モータ1のU相(本発明の第1相に相当する)の電機子に流れる電流を検出するU相電流センサ23(本発明の第1電流検出手段に相当する)、モータ1のW相(本発明の第2相に相当する)の電機子に流れる電流を検出するW相電流センサ24(本発明の第2電流検出手段に相当する)、U相電流センサ23の検出電流値Iu_sとW相電流センサ24の検出電流値Iw_sとを用いてモータ1のロータ角度θ(図1参照)を検出する角度検出部25、Iu_sとIw_sとを用いてId_sとIq_sとを算出する3相/dq変換部26、及びd軸とq軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打消す処理を行なう非干渉演算部27を備える。
【0027】
モータコントローラ10は、d軸電流の指令値Id_cと検出値Id_sとを第1減算器28で減算し、その減算結果に第1のPI演算部29でPI(比例積分)処理を施し、第1加算器30で非干渉成分を加算して、Id_cとId_sとの偏差に応じたd軸電圧の指令値Vd_cを生成する。
【0028】
また、モータコントローラ10は、同様にして、q軸電流の指令値Iq_cと検出値Iq_sとを第2減算器31で減算し、その減算結果に第2のPI演算部32でPI処理を施し、第2加算器33で非干渉成分を加算して、Iq_cとIq_sとの偏差に応じたq軸電圧の指令値Vq_cを生成する。
【0029】
そして、モータコントローラ10は、d軸電圧の指令値Vd_cとq軸電圧の指令値Vq_cとをdq/3相変換部20に入力する。これにより、パワードライブユニット22を介して、d軸電流の指令値Id_cと検出値Id_sとの偏差、及びq軸電流の指令値Iq_cと検出値Iq_sとの偏差を解消するように、モータ1の電機子に3相電圧VU,VV,VWが印加され、モータ1の電機子に流れる電流が制御される。
【0030】
ここで、3相/dq変換部26は、U相電流センサ23の検出電流値Iu_sと、W相電流センサ24の検出電流値Iw_sと、ロータ角度θとからd軸電流の検出値Id_sとq軸電流の検出値Iq_sとを、以下の式(9)と式(10)から算出するため、モータコントローラ10はロータ角度θを検出する必要がある。
【0031】
【数9】
Figure 0004119183
【0032】
【数10】
Figure 0004119183
そして、モータコントローラ10は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、dq/3相変換部20から出力されるU,V,W相に印加する電圧の指令値VU_c,VV_c,VW_cに対して、高周波重畳部21から出力される高周波電圧vu,vv,vw(以下の式(11)で表される)をそれぞれ重畳することによってロータ角度θを検出する。
【0033】
【数11】
Figure 0004119183
すなわち、第3加算器34でVU_cにvuを加算し、第4加算器35でVV_cにvvを加算し、第5加算器36でVW_cにvwを加算する。そして、角度検出部25は、高周波電圧vu,vv,vwを重畳したときに、U相電流センサ23により検出される電流値Iu_sとW相電流センサ24により検出される電流値Iw_sとを用いて、ロータ角度θを検出する。
【0034】
また、モータコントローラ10には、回転数センサ40(本発明の回転数検出手段に相当する)によるモータ1の回転数の検出信号re_sが入力される。なお、角度検出部25は、本発明の参照値抽出手段とロータ角度算出手段と磁束密度検出手段の機能を含み、角度検出部25、パワードライブユニット22、高周波重畳部21、U相電流センサ23、W相電流センサ24、及び回転数センサ40により本発明のDCブラシレスモータのロータ角度検出装置が構成される。以下、高周波重畳部21と角度検出部25とによるロータ角度θの検出処理について説明する。
【0035】
角度検出部25は、上述した式(5)と式(6)のIuとIwに、U相電流センサ23により検出された電流値Iu_sとW相電流センサ24により検出された電流値Iw_sをそれぞれ代入し、式(5)と式(6)のωに高周波重畳部21により重畳された上記式(11)の高周波電圧vu,vv,vwの角速度ωを代入して、以下の式(12)と式(13)に示したように、ロータ角度θの2倍角の正弦参照値Vsと余弦参照値Vcとを算出する。
【0036】
【数12】
Figure 0004119183
【0037】
【数13】
Figure 0004119183
なお、式(12)と式(13)におけるωtについてのsin,cos成分が本発明の重畳した高周波電圧に応じた高周波成分に該当する。また、式(12)と式(13)における演算ゲインKは、以下の式(14)で示した形となる。
【0038】
【数14】
Figure 0004119183
但し、l:モータ1の各相の自己インダクタンスの直流分、Δl:lの変動分、m:各相間の相互インダクタンスの直流分。
【0039】
なお、上記式(12)と式(13)では、積分期間を0〜2π/ωとして、IuとIwの直流成分(Iudc,Iwdc)に関する積分値が0になるようにしたが、IuとIwが直流成分を含まず、以下の式(15),(16)の形で表される場合には、以下の式(17),(18)に示したように、積分期間を0〜π/ωとしても正弦参照値Vsと余弦参照値Vcを算出することができる。
【0040】
【数15】
Figure 0004119183
【0041】
【数16】
Figure 0004119183
【0042】
【数17】
Figure 0004119183
【0043】
【数18】
Figure 0004119183
そして、以下の式(19)の関係式から、ロータ角度の推定値θ^と実際値θとの位相差(θ−θ^)に応じた位相差データとして以下の式(20)に示すΔθ(本発明の第1の位相差データに相当する)を算出し、該位相差(θ−θ^)を解消するように構成した以下の式(21)で表されるオブザーバによりロータ角度を算出することによって、高周波成分の大きさ(√(Vs+Vc))の変動に伴うゲインの変動を抑制してロータ角度算出の安定性を高めることができる。
【0044】
【数19】
Figure 0004119183
【0045】
【数20】
Figure 0004119183
【0046】
【数21】
Figure 0004119183
但し、K1,K2:演算ゲイン。
【0047】
また、角度検出部25の演算能力が低く、上記式(20)の平方根演算に要する時間が問題となる場合は、以下の式(22)に示す近似を行ってもよい。
【0048】
【数22】
Figure 0004119183
ここで、上記式(20)又は式(22)により算出した位相差データΔθを用いて構成したオブザーバによりロータ角度を検出し、該ロータ角度に基づいてモータ1に印加する駆動電圧(VU,VV,VW)を制御した場合、モータ1の出力トルクのボトム値が低下し、出力トルクの脈動が大きくなる場合がある。
【0049】
そして、このように出力トルクの脈動が生じる原因は、ロータ角度の推定値θ^と実際値θとの位相差の実際値(以下、実位相差という)と、上記式(20)又は上記式(22)により算出される該位相差の推定値(以下、位相差推定値という)とが乖離することにあると考えられる。
【0050】
図3(a)は、実位相差と推定位相差とが乖離する様子を示したグラフであり、縦軸を推定位相差、横軸を実位相差に設定している。実位相差と推定位相差との相関グラフが、図中Xで示した理想曲線である場合は、推定位相差を零とすることにより実位相差も零となるため、ロータ角度の検出誤差は生じない。
【0051】
しかし、実際には、実位相差と推定位相差との相関グラフは、図中Yで示した態様となり、この場合には、推定位相差を零に収束させてもE分の誤差が生じる。そして、この誤差によりロータ角度の検出値が実際のロータ角度からずれ、これにより上述したモータ1の出力トルクの脈動が生じると考えられる。
【0052】
そこで、以下の式(23)に示すように、上記式(20)により算出した位相差データΔθにoffset値を加えた位相差データΔθ(本発明の第2の位相差データに相当する)を用いて構成したオブザーバによりロータ角度を検出し、強制的にロータ角度の検出値をずらすことによって、ロータ角度の検出誤差を減少させることができる。
【0053】
【数23】
Figure 0004119183
図3(a)においては、offset値としてofbを加えており、この場合は、推定位相差を零に収束させたときの誤差がEからEに減少している。
【0054】
このように、offset値を加えた位相差データΔθを用いてオブザーバを構成することにより、モータ1のロータ角度の検出精度を高めることができる。しかし、モータ1の出力トルクの変動に影響を与える他の要因として、ロータ角度の算出に要する時間により生じるロータ角度の検出遅れの問題がある。
【0055】
すなわち、モータコントローラ10によりモータ1の回転数を急激に可変させる制御を行ったときに、角度検出部25により算出されるモータ1のロータ角度の検出値が、実際のロータ角度の変化に追従できなくなり、その結果、dq/3相変換部20により生成される駆動電圧の指令値VU_c,VV_c,VW_cに応じた駆動電圧VU,VV,VWの印加によりモータ1に生じる回転磁界と、モータ1の実際のロータ角度との間の位相のずれが大きくなってモータ1の出力トルクが低下する場合がある。
【0056】
そこで、角度検出部25は、図4に示したoffset/回転数の設定パターンに従って上記式(23)におけるoffset値を変更している。図4に示したoffset/回転数の設定パターンは、縦軸をoffset値、横軸を回転数センサ40により検出されるモータ1の回転数(re)に設定したものであり、角度検出部25は、モータ1の回転開始時はoffset値をofに設定する。
【0057】
そして、角度検出部25は、モータ1の回転数がr1に達するまでは、回転数が上昇するに従ってoffset値を小さく設定し、モータ1の回転数がr1以上となったときにoffset値を0(オフセットなし)としている。
【0058】
図3(b)は、offset値を変更したときの効果を説明したもので、縦軸を推定位相差、横軸を実位相差に設定している。図示したように、offset値をofmに設定したときは、実位相差dに対する推定位相差はdとなる。そして、offset値をofmよりも小さいofpとすると、実位相差dに対する推定位相差はdからdに拡大する。
【0059】
このように、offset値を小さく設定することにより、モータ1の実際のロータ角度の変化量に対する上記式(23)による位相差データΔθの変化量を大きくすることができる。すなわち、offset値を変更することは、モータ1の実際のロータ角度の変化量に対する位相差データΔθの変化量を増幅させる効果をもたらす。
【0060】
そこで、角度検出部25は、図4のoffset/回転数の設定パターンに従って、モータ1の回転開始時はoffset値を大きく設定してモータ1のロータ角度の検出誤差を減少させている。そして、これにより、モータ1の始動時における角度検出部25により算出されたロータ角度に基づいて生成される駆動電圧VU,VV,VWにより生じる回転磁界とモータ1の実際のロータ角度との位相のずれを減少させて、モータ1の出力トルクの落ち込みを抑制し、モータ1の始動の遅れや脱調等が生じることを防止している。
【0061】
また、角度検出部25は、モータ1の回転数の上昇に応じてしてoffset値を減少させ、モータ1の回転数がr1以上となったときには、offset値を0(オフセットなし)としている。
【0062】
そして、これにより、角度検出部25は、モータ1の回転数が上昇したときに、モータ1のロータ角度の変化量に対する位相差データΔθの変化量を増幅させてロータ角度の検出遅れを抑制し、ロータ角度の検出遅れの影響により、モータ1の実際のロータ角度と駆動電圧VU,VV,VWにより生じる回転磁界の位相のずれが生じてモータ1の出力トルクが低下することを防止している。
【0063】
なお、本実施の形態では、角度検出部25は、前記式(12),(13)において、時間に応じて変化する高周波成分に対して積分演算を行うことにより、ロータ角度θの2倍角の正弦参照値Vsと余弦参照値Vcを算出したが、ローパスフィルタを施して正弦参照値と余弦参照値を出力するように処理してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図1】DCブラシレスモータの構成図。
【図2】図1に示したDCブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図。
【図3】offset値を加えた位相差データを用いたときの効果を示したグラフ。
【図4】offset値/回転数の設定パターンを示したグラフ。
【符号の説明】
1…DCブラシレスモータ、2…ロータ、3…U相の電機子、4…V相の電機子、5…W相の電機子、10…モータコントローラ、20…dq/3相変換部、21…高周波重畳部、22…パワードライブユニット、23…U相電流センサ、24…W相電流センサ、25…角度検出部、26…3相/dq変換部、27…非干渉演算部、40…回転数センサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a rotor angle detection device that detects a rotor angle of a salient pole type DC brushless motor.
[0002]
[Prior art]
In order to obtain a desired torque by driving a DC brushless motor, it is necessary to apply a voltage to the armature at an appropriate phase corresponding to the electrical angle of the rotor having the magnetic pole (hereinafter referred to as the rotor angle). Various methods for detecting the rotor angle without using the position detection sensor have been proposed in order to reduce the cost of the DC brushless motor and the driving device by omitting the position detection sensor for detecting the rotor angle.
[0003]
In the previous application (Japanese Patent Application No. 2001-288303), the present inventors have also proposed a rotor angle detection device that detects a rotor angle without using a position detection sensor. In such a rotor angle detection device, when a high frequency voltage is superimposed on a drive voltage applied to a three-phase armature of a salient pole type DC brushless motor, a current flowing in the first phase of the three-phase electronic machine And the detected value of the current flowing in the second phase and the high frequency component corresponding to the high frequency voltage, the sine reference value corresponding to the sine value of the double angle of the rotor angle of the motor and the double angle A cosine reference value corresponding to the cosine value is calculated.
[0004]
A first position representing a phase difference (θ−θ ^) between the estimated value (θ ^) of the rotor angle of the DC brushless motor and the actual value (θ) using the sine reference value and the cosine reference value. Phase difference data is calculated, and the phase difference (θ−θ ^) represented by the second phase difference data obtained by adding a certain offset value to the phase difference (θ−θ ^) represented by the first phase difference data is calculated. By calculating the rotor angle using an observer configured to be eliminated, the detection error of the rotor angle is reduced and the detection accuracy of the rotor angle is increased.
[0005]
However, when the inventors determined the phase of the drive voltage to be applied to the armature of the motor based on the rotor angle of the motor calculated using the above-described observer, It has been found that the responsiveness of the control system of the drive voltage with respect to changes in the rotor angle is deteriorated, and the motor step-out may occur due to the phase delay of the rotating magnetic field generated by the drive voltage.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been made in view of the above background, and a rotor angle that suppresses deterioration in control responsiveness that occurs when controlling the operation of a DC brushless motor based on a rotor angle detected without using a position detection sensor. An object is to provide a detection device.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has been made to achieve the above object, and includes a voltage applying means for applying a driving voltage to a three-phase armature of a salient pole type DC brushless motor, and a high frequency for superimposing a high frequency voltage on the driving voltage. Superimposing means, first current detecting means for detecting a current flowing through a first phase armature of the three-phase armatures, and a current flowing through a second phase armature of the three-phase armatures A second current detection means for detecting the first current value detected by the first current detection means and the second current detection means when the high frequency voltage is superimposed on the drive voltage by the high frequency superimposition means. Using the detected second current value and a high frequency component corresponding to the high frequency voltage, a sine reference value corresponding to a double sine value of the rotor angle of the motor and a cosine corresponding to the double cosine value Reference value extractor that extracts reference values And a first phase difference representing a phase difference (θ−θ ^) between an estimated value (θ ^) of the rotor angle of the motor and an actual value (θ) using the sine reference value and the cosine reference value. The rotor angle is calculated by the observer configured to eliminate the phase difference (θ−θ ^) represented by the second phase difference data obtained by calculating data and adding a predetermined offset value to the first phase difference data. The present invention relates to an improvement of a rotor angle detection device for a DC brushless motor, which includes a rotor angle calculation means for calculating the angle.
[0008]
And a rotation speed detection means for detecting the rotation speed of the motor, wherein the rotor angle calculation means determines the offset value according to the rotation speed of the motor detected by the rotation speed detection means. Features.
[0009]
In this invention, when the rotational speed of the motor suddenly increases or decreases, the calculation of the rotor angle by the rotor angle calculation means cannot follow the change in the rotor angle of the motor, resulting in a detection delay of the rotor angle. In this case, the detection error of the rotor angle with respect to the actual rotor angle of the motor becomes large.
[0010]
Although the details will be described later, the smaller the offset value, the larger the amount of change in the phase difference (θ−θ ^) represented by the second phase difference data with respect to the amount of change in the rotor angle of the motor. Become.
[0011]
Therefore, when there is a delay in detecting the rotor angle of the motor by the rotor angle detecting means, as in the case where the rotational speed of the motor suddenly increases, the rotor angle calculating means reduces the offset value. By increasing the change amount of the phase difference (θ−θ ^) relative to the change amount of the rotor angle of the motor, the influence of the detection delay of the rotor angle on the change of the rotor angle of the motor is reduced, and the detection of the rotor angle is performed. The error can be reduced.
[0012]
When the drive voltage applied to the armature of the motor is determined by the voltage applying unit based on the rotor angle calculated by the rotor angle calculating unit by reducing the detection error of the rotor angle in this way. Furthermore, since the phase shift between the rotating magnetic field generated by the drive voltage and the rotor angle of the motor is reduced, the deterioration of the control response to the change in the rotor angle of the motor is suppressed, and the output torque of the motor is reduced. And step-out can be prevented.
[0013]
Further, since it is necessary to generate a relatively high torque in the motor at the start of rotation of the motor, the rotor angle of the motor is accurately detected and the phase of the drive voltage applied to the armature of the motor is determined. There is a need to. On the other hand, as the rotational speed of the motor increases, the influence of the rotor angle detection delay by the rotor angle calculation means increases.
[0014]
Therefore, the present invention is characterized in that the rotor angle calculation means decreases the offset value as the rotation speed of the motor increases after the rotation of the motor starts.
[0015]
According to the present invention, the rotor angle detecting means reduces the offset value as the number of rotations of the motor increases after starting the rotation of the motor, thereby adding the offset value at the start of rotation. Thus, the detection error of the rotor angle is reduced, the torque is surely generated in the motor, the start time of the motor is shortened, and the detection delay of the rotor angle of the motor due to the increase in the rotation speed of the motor is suppressed. be able to.
[0016]
Further, the reference value extracting means extracts the sine reference value and the cosine reference value by the following expressions (5) and (6), and the rotor angle calculating means is the following expression (1) as the first phase difference data: The characteristic feature is that Δθ 1 calculated by 7) is used, and Δθ 2 calculated by the following equation (8) is used as the second phase difference data.
[0017]
[Equation 5]
Figure 0004119183
[0018]
[Formula 6]
Figure 0004119183
[0019]
[Expression 7]
Figure 0004119183
[0020]
[Equation 8]
Figure 0004119183
In the above formulas (5) to (8), Vs: sine reference value, Vc: cosine reference value, Iu: first current value, Iw: second current value, ω: angular velocity of the high-frequency voltage. , Δθ 1 : the first phase difference data, Δθ 2 : the second phase difference data, and offset: the offset value.
[0021]
According to the present invention, as will be described in detail later, the sine reference value (Vs) and the cosine reference value (Vc) calculated by the reference value calculation means according to the equations (5) and (6) are used. Using the above equations (7) and (8), the first phase difference data (Δθ 1 ) and the second phase difference data (Δθ 2 ) necessary for the configuration of the observer can be calculated. .
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An example of an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 is a block diagram of a DC brushless motor, FIG. 2 is a control block diagram of a motor controller that controls the operation of the DC brushless motor shown in FIG. 1, and FIG. 3 is an effect when using phase difference data with an offset value added. FIG. 4 is a graph showing an offset value / rotation speed setting pattern.
[0023]
A motor controller 10 shown in FIG. 2 feedback-controls the current flowing through the armatures 3, 4 and 5 of the salient pole type DC brushless motor 1 (hereinafter referred to as motor 1) shown in FIG. 1 is converted into an equivalent circuit by a dq coordinate system having a q-axis armature on the q-axis that is the magnetic flux direction of the field pole of the rotor 2 and a d-axis armature on the d-axis orthogonal to the q-axis. deal with.
[0024]
The motor controller 10 then instructs Id_c, which is a command value of a current (hereinafter referred to as d-axis current) that flows to the d-axis armature, and a command of current (hereinafter referred to as q-axis current) that flows to the q-axis armature. The value Iq_c is the detected value of Id_s and the detected value of the q-axis current, which is the detected value of the d-axis current calculated by the three-phase / dq conversion from the detected value of the current flowing through the three-phase armature of the motor 1. The voltage applied to the three-phase armature of the motor 1 is controlled so as to coincide with Iq_s.
[0025]
The motor controller 10 includes Vd_c, which is a command value of a voltage applied to the d-axis armature (hereinafter referred to as d-axis voltage), and Vq_c, which is an instruction value of a voltage applied to the q-axis armature (hereinafter referred to as q-axis voltage). Are converted into VU_c, VV_c, and VW_c, which are command values of voltages applied to the three-phase armatures of the motor 1, U, V, and W, from the dq / 3-phase converter 20 and the dq / 3-phase converter 20 A high-frequency superimposing unit 21 (corresponding to high-frequency superimposing means of the present invention) that superimposes high-frequency voltages vu, vv, and vw on VU_c, VV_c, and VW_c to be output, and VU_c, VV_c, and VW_c in which the high-frequency voltages are superimposed. And a power drive unit 22 (corresponding to the voltage applying means of the present invention) for applying the voltages VU, VV, VW corresponding to the armatures of the U, V, W phases of the motor 1 respectively.
[0026]
Further, the motor controller 10 is a U-phase current sensor 23 (corresponding to the first current detecting means of the present invention) that detects a current flowing through the armature of the U phase (corresponding to the first phase of the present invention) of the motor 1. , A W-phase current sensor 24 (corresponding to the second current detecting means of the present invention) for detecting a current flowing in the armature of the W phase (corresponding to the second phase of the present invention) of the motor 1, and a U-phase current sensor 23 Angle detection unit 25 that detects the rotor angle θ (see FIG. 1) of the motor 1 using the detected current value Iu_s and the detected current value Iw_s of the W-phase current sensor 24, and Id_s and Iq_s using Iu_s and Iw_s And a non-interference operation unit 27 that performs processing to cancel the influence of the speed electromotive force that interferes between the d-axis and the q-axis.
[0027]
The motor controller 10 subtracts the command value Id_c of the d-axis current and the detected value Id_s by the first subtractor 28, and performs a PI (proportional integration) process on the subtraction result by the first PI calculation unit 29. A non-interference component is added by the adder 30 to generate a command value Vd_c for the d-axis voltage corresponding to the deviation between Id_c and Id_s.
[0028]
Similarly, the motor controller 10 subtracts the q-axis current command value Iq_c and the detected value Iq_s by the second subtractor 31, and performs a PI process on the subtraction result by the second PI calculation unit 32. The second adder 33 adds the non-interference component to generate a q-axis voltage command value Vq_c corresponding to the deviation between Iq_c and Iq_s.
[0029]
Then, the motor controller 10 inputs the d-axis voltage command value Vd_c and the q-axis voltage command value Vq_c to the dq / 3-phase conversion unit 20. Thus, the electric machine of the motor 1 is canceled via the power drive unit 22 so as to eliminate the deviation between the command value Id_c of the d-axis current and the detection value Id_s and the deviation between the command value Iq_c of the q-axis current and the detection value Iq_s. Three-phase voltages VU, VV, and VW are applied to the child, and the current flowing through the armature of the motor 1 is controlled.
[0030]
Here, the three-phase / dq converter 26 detects the detected value Id_s and q of the d-axis current from the detected current value Iu_s of the U-phase current sensor 23, the detected current value Iw_s of the W-phase current sensor 24, and the rotor angle θ. In order to calculate the detected value Iq_s of the shaft current from the following equations (9) and (10), the motor controller 10 needs to detect the rotor angle θ.
[0031]
[Equation 9]
Figure 0004119183
[0032]
[Expression 10]
Figure 0004119183
And the motor controller 10 does not use position detection sensors, such as a resolver, with respect to the command value VU_c, VV_c, VW_c of the voltage applied to the U, V, W phase output from the dq / 3 phase converter 20. The rotor angle θ is detected by superimposing high-frequency voltages vu, vv, vw (represented by the following formula (11)) output from the high-frequency superimposing unit 21.
[0033]
[Expression 11]
Figure 0004119183
That is, the third adder 34 adds vu to VU_c, the fourth adder 35 adds vv to VV_c, and the fifth adder 36 adds vw to VW_c. The angle detection unit 25 uses the current value Iu_s detected by the U-phase current sensor 23 and the current value Iw_s detected by the W-phase current sensor 24 when the high-frequency voltages vu, vv, vw are superimposed. The rotor angle θ is detected.
[0034]
Further, the motor controller 10 receives a rotational speed detection signal re_s from the rotational speed sensor 40 (corresponding to rotational speed detection means of the present invention). The angle detection unit 25 includes functions of a reference value extraction unit, a rotor angle calculation unit, and a magnetic flux density detection unit of the present invention, and includes an angle detection unit 25, a power drive unit 22, a high frequency superimposing unit 21, a U-phase current sensor 23, The W-phase current sensor 24 and the rotation speed sensor 40 constitute a rotor angle detection device for a DC brushless motor of the present invention. Hereinafter, the detection process of the rotor angle θ by the high frequency superimposing unit 21 and the angle detecting unit 25 will be described.
[0035]
The angle detection unit 25 adds the current value Iu_s detected by the U-phase current sensor 23 and the current value Iw_s detected by the W-phase current sensor 24 to Iu and Iw of the above-described expressions (5) and (6), respectively. Substituting and substituting the angular velocities ω of the high-frequency voltages vu, vv, vw of the above equation (11) superimposed on ω of the equations (5) and (6) by the high-frequency superposition unit 21, the following equation (12) And a sine reference value Vs and a cosine reference value Vc of a double angle of the rotor angle θ are calculated as shown in (13).
[0036]
[Expression 12]
Figure 0004119183
[0037]
[Formula 13]
Figure 0004119183
Note that the sin and cos components for ωt in the equations (12) and (13) correspond to the high frequency components corresponding to the superimposed high frequency voltage of the present invention. Further, the calculation gain K in the equations (12) and (13) takes the form shown by the following equation (14).
[0038]
[Expression 14]
Figure 0004119183
Where l: DC component of the self-inductance of each phase of the motor 1, Δl: variation component of l, m: DC component of mutual inductance between the phases.
[0039]
In the above equations (12) and (13), the integration period is set to 0 to 2π / ω, and the integration value related to the DC components (Iudc, Iwdc) of Iu and Iw is set to 0, but Iu and Iw In the following formulas (15) and (16), the integration period is set to 0 to π /, as shown in the following formulas (17) and (18). The sine reference value Vs and the cosine reference value Vc can also be calculated as ω.
[0040]
[Expression 15]
Figure 0004119183
[0041]
[Expression 16]
Figure 0004119183
[0042]
[Expression 17]
Figure 0004119183
[0043]
[Formula 18]
Figure 0004119183
Then, from the relational expression of the following expression (19), Δθ shown in the following expression (20) is obtained as phase difference data corresponding to the phase difference (θ−θ ^) between the estimated value θ ^ of the rotor angle and the actual value θ. 1 (corresponding to the first phase difference data of the present invention) is calculated, and the rotor angle is determined by an observer represented by the following formula (21) configured to eliminate the phase difference (θ−θ ^). By calculating, it is possible to suppress the gain variation accompanying the variation of the magnitude (√ (Vs 2 + Vc 2 )) of the high frequency component, and to improve the stability of the rotor angle calculation.
[0044]
[Equation 19]
Figure 0004119183
[0045]
[Expression 20]
Figure 0004119183
[0046]
[Expression 21]
Figure 0004119183
However, K1, K2: calculation gain.
[0047]
Further, when the calculation capability of the angle detection unit 25 is low and the time required for the square root calculation of the above equation (20) becomes a problem, the approximation shown in the following equation (22) may be performed.
[0048]
[Expression 22]
Figure 0004119183
Here, a rotor angle is detected by an observer configured using the phase difference data Δθ 1 calculated by the above formula (20) or formula (22), and a drive voltage (VU, V) applied to the motor 1 based on the rotor angle is detected. When VV, VW) is controlled, the bottom value of the output torque of the motor 1 may decrease and the pulsation of the output torque may increase.
[0049]
The cause of the pulsation of the output torque in this way is the actual value of the phase difference between the estimated value θ ^ of the rotor angle and the actual value θ (hereinafter referred to as the actual phase difference) and the above formula (20) or the above formula. It is considered that the estimated value of the phase difference calculated by (22) (hereinafter referred to as a phase difference estimated value) is deviated.
[0050]
FIG. 3A is a graph showing how the actual phase difference deviates from the estimated phase difference, where the vertical axis is set to the estimated phase difference and the horizontal axis is set to the actual phase difference. If the correlation graph between the actual phase difference and the estimated phase difference is the ideal curve indicated by X in the figure, the actual phase difference becomes zero by setting the estimated phase difference to zero, so the rotor angle detection error is Does not occur.
[0051]
However, in practice, the correlation graph between the actual phase difference and the estimated phase difference is in the form indicated by Y in the figure. In this case, even if the estimated phase difference is converged to zero, an error of E 1 occurs. . The detected value of the rotor angle deviates from the actual rotor angle due to this error, and this is considered to cause the pulsation of the output torque of the motor 1 described above.
[0052]
Therefore, as shown in the following equation (23), the phase difference data Δθ 2 obtained by adding the offset value to the phase difference data Δθ 1 calculated by the above equation (20) (corresponding to the second phase difference data of the present invention). ) To detect the rotor angle and forcibly shift the detected value of the rotor angle, the rotor angle detection error can be reduced.
[0053]
[Expression 23]
Figure 0004119183
In FIG. 3A, ofb is added as an offset value. In this case, the error when the estimated phase difference is converged to zero is reduced from E 1 to E 2 .
[0054]
As described above, by configuring the observer using the phase difference data Δθ 2 to which the offset value is added, it is possible to increase the detection accuracy of the rotor angle of the motor 1. However, another factor that affects the fluctuation of the output torque of the motor 1 is a problem of detection delay of the rotor angle caused by the time required to calculate the rotor angle.
[0055]
That is, when the motor controller 10 performs a control to rapidly change the rotation speed of the motor 1, the detected value of the rotor angle of the motor 1 calculated by the angle detection unit 25 can follow the actual change of the rotor angle. As a result, the rotating magnetic field generated in the motor 1 by the application of the driving voltages VU, VV, VW corresponding to the command values VU_c, VV_c, VW_c of the driving voltage generated by the dq / 3-phase converter 20, There may be a case where the phase difference between the actual rotor angle becomes large and the output torque of the motor 1 decreases.
[0056]
Therefore, the angle detection unit 25 changes the offset value in the above equation (23) according to the offset / rotation number setting pattern shown in FIG. The offset / rotation speed setting pattern shown in FIG. 4 is obtained by setting the offset value on the vertical axis and the rotation speed (re) of the motor 1 detected by the rotation speed sensor 40 on the horizontal axis. Sets the offset value to 0 when the motor 1 starts rotating.
[0057]
The angle detection unit 25 sets the offset value to be smaller as the rotational speed increases until the rotational speed of the motor 1 reaches r1, and the offset value is set to 0 when the rotational speed of the motor 1 becomes equal to or greater than r1. (No offset).
[0058]
FIG. 3B illustrates the effect when the offset value is changed. The vertical axis is the estimated phase difference and the horizontal axis is the actual phase difference. As illustrated, when the offset value is set to ofm, the estimated phase difference with respect to the actual phase difference d 0 is d 1 . When the offset value is set to ofp which is smaller than ofm, the estimated phase difference with respect to the actual phase difference d 0 increases from d 1 to d 2 .
[0059]
Thus, by setting the offset value to be small, it is possible to increase the amount of change in the phase difference data Δθ 2 according to the above equation (23) with respect to the amount of change in the actual rotor angle of the motor 1. That is, changing the offset value has an effect of amplifying the change amount of the phase difference data Δθ 2 with respect to the actual change amount of the rotor angle of the motor 1.
[0060]
Therefore, the angle detection unit 25 reduces the detection error of the rotor angle of the motor 1 by setting the offset value large at the start of the rotation of the motor 1 according to the offset / rotation speed setting pattern of FIG. As a result, the phase of the rotating magnetic field generated by the drive voltages VU, VV, and VW generated based on the rotor angle calculated by the angle detector 25 at the start of the motor 1 and the actual rotor angle of the motor 1 is determined. The deviation is reduced to suppress the drop in the output torque of the motor 1 and prevent the start delay or step-out of the motor 1 from occurring.
[0061]
Further, the angle detection unit 25 decreases the offset value in accordance with the increase in the rotation speed of the motor 1, and sets the offset value to 0 (no offset) when the rotation speed of the motor 1 becomes r1 or more.
[0062]
As a result, when the rotation speed of the motor 1 increases, the angle detection unit 25 amplifies the change amount of the phase difference data Δθ 2 with respect to the change amount of the rotor angle of the motor 1 to suppress the detection delay of the rotor angle. Therefore, it is possible to prevent the output torque of the motor 1 from being lowered due to the phase difference of the rotating magnetic field caused by the actual rotor angle of the motor 1 and the drive voltages VU, VV, and VW due to the influence of the rotor angle detection delay. Yes.
[0063]
In the present embodiment, the angle detection unit 25 performs an integral operation on the high frequency component that changes with time in the above formulas (12) and (13), thereby obtaining a double angle of the rotor angle θ. Although the sine reference value Vs and the cosine reference value Vc are calculated, a low pass filter may be applied to process the sine reference value and the cosine reference value.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a DC brushless motor.
FIG. 2 is a control block diagram of a motor controller that controls the operation of the DC brushless motor shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a graph showing an effect when using phase difference data to which an offset value is added.
FIG. 4 is a graph showing an offset value / rotation speed setting pattern.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC brushless motor, 2 ... Rotor, 3 ... U-phase armature, 4 ... V-phase armature, 5 ... W-phase armature, 10 ... Motor controller, 20 ... dq / 3-phase converter, 21 ... High-frequency superposition unit, 22 ... Power drive unit, 23 ... U-phase current sensor, 24 ... W-phase current sensor, 25 ... Angle detection unit, 26 ... 3-phase / dq conversion unit, 27 ... Non-interference calculation unit, 40 ... Rotation speed sensor

Claims (3)

突極型のDCブラシレスモータの3相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該3相の電機子のうちの第1相の電機子に流れる電流を検出する第1電流検出手段と、該3相の電機子のうちの第2相の電機子に流れる電流を検出する第2電流検出手段と、
前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときに前記第1電流検出手段により検出される第1電流値及び前記第2電流検出手段により検出される第2電流値と、前記高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、前記モータのロータ角度の2倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該2倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値抽出手段と、
前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロータ角度の推定値(θ^)と実際値(θ)との位相差(θ−θ^)を表す第1の位相差データを算出し、該第1の位相差データに所定のオフセット値を加えた第2の位相差データが表す前記位相差(θ−θ^)を解消するように構成したオブザーバにより、前記ロータ角度を算出するロータ角度算出手段とを備えたDCブラシレスモータのロータ角度検出装置において、
前記モータの回転数を検出する回転数検出手段を備え、前記ロータ角度算出手段は、該回転数検出手段により検出される前記モータの回転数に応じて、前記オフセット値を決定することを特徴とするDCブラシレスモータのロータ角度検出装置。
Voltage applying means for applying a driving voltage to a three-phase armature of a salient pole type DC brushless motor, high-frequency superimposing means for superposing a high-frequency voltage on the driving voltage, and a first phase of the three-phase armature First current detection means for detecting a current flowing through the armature of the first and second current detection means for detecting a current flowing through the armature of the second phase of the three-phase armature;
A first current value detected by the first current detecting means and a second current value detected by the second current detecting means when the high frequency voltage is superimposed on the drive voltage by the high frequency superimposing means; Reference value extraction means for extracting a sine reference value corresponding to a double sine value of a rotor angle of the motor and a cosine reference value corresponding to a cosine value of the double angle using a high frequency component corresponding to a high frequency voltage. When,
First phase difference data representing a phase difference (θ−θ ^) between an estimated value (θ ^) of the rotor angle of the motor and an actual value (θ) using the sine reference value and the cosine reference value. The rotor angle is calculated by an observer configured to eliminate the phase difference (θ−θ ^) represented by the second phase difference data obtained by adding a predetermined offset value to the first phase difference data. A rotor angle detection device for a DC brushless motor, comprising:
A rotation number detection means for detecting the rotation number of the motor is provided, wherein the rotor angle calculation means determines the offset value according to the rotation number of the motor detected by the rotation number detection means. A rotor angle detection device for a DC brushless motor.
前記ロータ角度算出手段は、前記モータの回転開始後、前記モータの回転数が上昇するに従って前記オフセット値を減少させることを特徴とする請求項1記載のDCブラシレスモータのロータ角度検出装置。2. The rotor angle detection device for a DC brushless motor according to claim 1, wherein the rotor angle calculation means decreases the offset value as the rotation speed of the motor increases after the rotation of the motor starts. 前記参照値抽出手段は、次式(1)と(2)により前記正弦参照値と前記余弦参照値を抽出し、
前記ロータ角度算出手段は、前記第1の位相差データとして次式(3)により算出したΔθを用い、前記第2の位相差データとして次式(4)により算出したΔθを用いたことを特徴とする請求項1記載のDCブラシレスモータのロータ角度検出装置。
Figure 0004119183
Figure 0004119183
Figure 0004119183
Figure 0004119183
但し、上記式(1)〜(4)において、Vs:前記正弦参照値、Vc:前記余弦参照値、Iu:前記第1電流値、Iw:前記第2電流値、ω:前記高周波電圧の角速度、Δθ:前記第1の位相差データ、Δθ:前記第2の位相差データ、offset:前記オフセット値。
The reference value extracting means extracts the sine reference value and the cosine reference value according to the following equations (1) and (2):
The rotor angle calculation means uses Δθ 1 calculated by the following equation (3) as the first phase difference data, and Δθ 2 calculated by the following equation (4) as the second phase difference data. The rotor angle detection device for a DC brushless motor according to claim 1.
Figure 0004119183
Figure 0004119183
Figure 0004119183
Figure 0004119183
In the above formulas (1) to (4), Vs: sine reference value, Vc: cosine reference value, Iu: first current value, Iw: second current value, ω: angular velocity of the high-frequency voltage. , Δθ 1 : the first phase difference data, Δθ 2 : the second phase difference data, and offset: the offset value.
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