JP4146733B2

JP4146733B2 - DC brushless motor control device

Info

Publication number: JP4146733B2
Application number: JP2003008055A
Authority: JP
Inventors: 信幸今井; 豊高橋; 理人宮内
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2003-01-16
Filing date: 2003-01-16
Publication date: 2008-09-10
Anticipated expiration: 2023-01-16
Also published as: JP2004222437A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣブラシレスモータのロータ角度をロータの位置検出センサを用いることなく検出して、該モータの作動を制御するＤＣブラシレスモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１及び特許文献２には、いわゆるｄｑ座標系によりＤＣブラシレスモータの制御を行うモータ制御装置において、一方の軸方向に推定用交流信号電圧を印加したときに、他方の軸側に生じる電流によりロータ角度を検知する方法が記載されている。
【０００４】
また、本願発明者らも、先の出願（特願２００２−２８０４０８）において、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出するロータ角度検出装置を提案している。かかるロータ角度検出装置においては、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に印加される駆動電圧に周波数を変化させた検査用電圧を重畳したときに、所定の制御サイクルにおける該モータの電機子に流れる電流の変化量と基本電圧レルデータと該変調用係数とに基づいて、該モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。
【０００５】
そして、このように、検査用電圧の周波数を変調することにより、駆動電圧に検査用電圧を重畳したときにモータから耳障りなノイズが発生することを防止して、前記正弦参照値と前記余弦参照値とに基づいてモータのロータ角度を検出することができる。
【０００６】
しかし、かかるロータ角度検出装置においては、検査用電圧を重畳することによる電流フィードバック系への干渉を抑制するために電流フィードバック系の応答速度を遅くする必要があり、これによりロータ角度を検出する際の過渡応答性が悪化するという不都合がある。
【０００７】
【特許文献１】
特開平１０−３２３０９９号公報
【特許文献２】
特開平１１−３３２２７９号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記背景を鑑みてなされたものであり、駆動電圧に検査用電圧を重畳してロータ角度を検出する際に、耳障りなノイズが発生することを抑制すると共に、ロータ角度検出における過渡応答性の悪化を防止したＤＣブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
先ず、本発明について説明する前に、本発明の基本的な考え方を図１を参照して説明する。図１（ａ）に示したように、突極型のロータ２を使用した場合、ロータ２とＵ，Ｖ，Ｗの各電機子３，４，５間のギャップの磁気抵抗は周期的に変化し、その変化はロータ２が１回転する間に２回、すなわちロータ２が半回転する間に１周期分変化する。そして、該磁気抵抗は、ロータ２が図中▲１▼の位置となったときに最大となり、ロータ２が図中▲２▼の位置となったときに最小となる。
【００１０】
図１（ａ）の磁気回路を模式的に表したものが図１（ｂ）であり、前記磁気抵抗の１周期あたりの平均値が０．５であると仮定すると、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相における磁気抵抗Ｒu，Ｒv，Ｒwは、以下の式（１）〜式（３）で示される。
【００１１】
【数１】

【００１２】
【数２】

【００１３】
【数３】

このとき、Ｕ相からみたギャップの磁気抵抗Ｒguは、以下の式（４）により求めることができる。
【００１４】
【数４】

【００１５】
そのため、Ｕ相が単位巻線であると仮定すると、Ｕ相の自己インダクタンスＬuは以下の式（５）により求めることができる。
【００１６】
【数５】

【００１７】
またＵ，Ｗ相間の相互インダクタンスＭuwと、Ｕ，Ｖ相間の相互インダクタンスＭuvは、磁気回路の構成より、それぞれ以下の式（６），式（７）により求めることができる。
【００１８】
【数６】

【００１９】
【数７】

【００２０】
Ｖ相、Ｗ相についても、同様にして自己インダクタンスと相互インダクタンスを求めることができ、これらにより、突極性を有するＤＣブラシレスモータの電圧方程式は、各相の自己インダクタンスの直流分をｌ、ｌの変動分をΔｌ、各相間の相互インダクタンスの直流分をｍとすると、以下の式（８）で表すことができる。
【００２１】
【数８】

【００２２】
ここで、Ｖu、Ｖv，ＶwはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子に印加される電圧、Ｉu，Ｉv，ＩwはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子に流れる電流、ｒはＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子の電気抵抗、ωはロータ２の電気角速度、Ｋeは誘起電圧定数である。
【００２３】
さらに、電気角速度ωがほぼ０で誘起電圧やロータ２の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合には、前記式（８）は、以下の式（９）により近似することができる。
【００２４】
【数９】

【００２５】
ここで、上記式（９）を相間電流、電圧による式に変形すると、以下の式（１０）が得られる。
【００２６】
【数１０】

【００２７】
また、上記式（１０）のインダクタンス行列は正則であるので、上記式（１０）を以下の式（１１），式（１２）の形に変形することができる。
【００２８】
【数１１】

【００２９】
【数１２】

【００３０】
また、ＤＣブラシレスモータをいわゆるｄｑ座標系で扱う場合は、ロータ角度の推定値（θ^）を用いて、以下の式（１３），式（１４）で表される３相／ｄｑ変換を上記式（１１）に施すと、ロータ角度の推定値（θ^）と実際値（θ）が等しい（θ^＝θ）場合、以下の式（１５）が得られる。
【００３１】
【数１３】

【００３２】
【数１４】

【００３３】
【数１５】

【００３４】
【数１６】

【００３５】
【数１７】

【００３６】
ここで、上記式（１１）におけるロータ角度（θ）が、ロータ角度の実際値からθeだけずれた推定値である場合には、該推定値を用いて３相／ｄｑ変換されたＩd^，Ｉq^，Ｖd^，Ｖq^と、ロータ角度の実際値を用いて変換されたＩd，Ｉq，Ｖd，Ｖqとの間に、以下の式（１８），式（１９）の関係が成り立つ。
【００３７】
【数１８】

【００３８】
【数１９】

【００３９】
但し、θe：ロータ角度の実際値と推定値の位相差。
【００４０】
したがって、以下の式（２０）の関係式が導かれる。
【００４１】
【数２０】

【００４２】
そして、上記式（８）の場合と同様に、電気角速度ωがほぼ０で、誘起電圧やロータ２の角度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合は、上記式（２０）は、以下の式（２１）で近似することができる。
【００４３】
【数２１】

【００４４】
以上の説明を基礎として本発明を以下に説明する。本発明は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された電流値と前記モータのロータ角度とに基づいて、前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流とを算出するｄｑ実電流算出手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流と前記ｑ軸実電流との偏差と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流と前記ｄ軸実電流との偏差とを小さくするように、所定の制御サイクルで前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸フィードバック電圧と前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸フィードバック電圧とを生成して、前記モータの電機子の通電量をフィードバック制御する通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。
【００４５】
そして、所定周期における一定の電圧パターンが設定された基本電圧列データに該所定周期ごとに値が変化する変調用係数を乗じてｄ軸検査用電圧とｑ軸検査用電圧とを生成し、前記ｄ軸フィードバック電圧に該ｄ軸検査用電圧を重畳すると共に前記ｑ軸フィードバック電圧に該ｑ軸検査用電圧を重畳する検査用電圧重畳手段と、前記検査用電圧重畳手段により前記ｄ軸検査用電圧と前記ｑ軸検査用電圧が重畳されたときに、前記各制御サイクルにおいて、前回の制御サイクルにおいて前記ｄ軸電機子に印加されたｄ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおける前記ｄ軸フィードバック電圧の差分電圧及び前回の制御サイクルにおいて前記ｑ軸電機子に印加されたｑ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおける前記ｑ軸フィードバック電圧の差分電圧とを成分とする電圧ベクトルの方向が、今回の制御サイクルにおける前回の制御サイクルからの前記ｄ軸検査用電圧の差分電圧及び前記ｑ軸検査用電圧の差分電圧を成分とする電圧ベクトルの方向と一致するように、前記ｄ軸フィードバック電圧と前記ｑ軸フィードバック電圧とを制限するフィードバック電圧制限手段と、前記検査用電圧重畳手段により前記ｄ軸検査用電圧と前記ｑ軸検査用電圧が重畳されたときに、前記制御サイクルにおけるｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量と前記基本電圧列データと前記フィードバック電圧制限手段により制限されたｄ軸フィードバック電圧及びｑ軸フィードバック電圧に基づく前記変調用係数の補正値とを用いて、前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θ−θ^）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と、該位相差（θ−θ^）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する参照値算出手段と、該正弦参照値と該余弦参照値とに基づいて、前記モータのロータ角度を検出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とする。
【００４６】
かかる本発明によれば、前記検査用電圧の周波数は前記所定周期ごとに変調されて周波数成分が分散される。そして、これにより、前記検査用電圧を重畳したときに、特定の周波数成分をもった耳障りなノイズが発生することを抑制することができる。
【００４７】
また、上記式（２１）における微分期間（ｄｔ）を前記制御サイクルの長さ（Δｔ）とし、ある制御サイクルにおいて、前記モータのロータ角度の推定値（θ^）に基づいて３相／ｄｑ変換処理を行ったときの、該制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を{Ｖd(1)，Ｖq(1)}とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を{ΔＩd(1)，ΔＩq(1)}とすると、上記式（２１）は以下の式（２２）の形で表される。
【００４８】
【数２２】

【００４９】
同様に、次の制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を{Ｖd (2)，Ｖq(2)}とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を{ΔＩd(2)，ΔＩq(2)}とすると、上記式（２１）は以下の式（２３）の形で表される。
【００５０】
【数２３】

【００５１】
そして、前記所定周期中にｎ個の制御サイクルが含まれるものとし、それに応じて前記基本電圧列データが以下の式（２４）に示したようにｎ個のデータにより設定され、前記変調用係数をｓ(k)（ｋ＝１，２，・・・、前記所定周期の時系列番号）とすると、前記検査用電圧は以下の式（２５）の形で表される。
【００５２】
【数２４】

【００５３】
【数２５】

【００５４】
但し、Ｈdq^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉ：検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋ：検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈd^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈq^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分。
【００５５】
そして、前記通電制御手段は、ｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｄ軸実電流（Ｉd_s）との偏差を小さくするようにｄ軸フィードバック電圧（Ｖd_fb）を例えば以下の式（２６）により算出し、同様に、ｑ軸指令電圧（Ｉq_c）とｑ軸実電流（Ｉq_s）との偏差を小さくするようにｑ軸フィードバック電圧（Ｖq_fb）を以下の式（２７）により算出する。
【００５６】
【数２６】

【００５７】
【数２７】

【００５８】
この場合、制御サイクル間における検査用電圧（Ｈdq）の差分電圧を以下の式（２８）のようにおくと、前記フィードバック電圧制限手段は、以下の式（２９），式（３０）の演算により次の制御サイクルのｄ軸電圧とｑ軸電圧{Ｖd^(2)，Ｖq^(2)}を設定することによって、前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｄ軸フィードバック電圧の差分電圧（ｄＶd_fb）及び前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧の差分電圧（ｄＶq_fb）を成分とする電圧ベクトルの方向を、今回の制御サイクルにおける前回の制御サイクルからのｄ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ₁）及びｑ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ₂）を成分とする電圧ベクトルの方向に制限することができる。
【００５９】
【数２８】

【００６０】
【数２９】

【００６１】
但し、Ｖd_old：前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖq_old：前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧。
【００６２】
【数３０】

【００６３】
そのため、上記式（２２）と式（２３）を辺々減算すると、以下の式（３１）が得られる。
【００６４】
【数３１】

【００６５】
そして、上記式（３１）を変形して以下の式（３２）が得られ、前記所定周期中のｎ個の制御サイクルのそれぞれに対する式（３２）をまとめると、以下の式（３３）が得られる。
【００６６】
【数３２】

【００６７】
【数３３】

【００６８】
上記式（３３）において、ｎ＞１であるとき、行列Ｃは、ゼロベクトルでない独立な電圧ベクトル（ｄＶ(i)，ｄＶ(j)、１≦ｉ≦ｎ、１≦ｊ≦ｎ、ｉ≠ｊ）が２個以上あれば列フルランクであり、モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θe＝θ−θ^）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値（Ｖs^）と、該位相差（θe）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値（Ｖc^）の最小２乗推定値が以下の式（３４）により算出できる。
【００６９】
【数３４】

【００７０】
そして、該正弦余弦値（Ｖs^）と該余弦参照値（Ｖc^）とから、例えば以下の式（３５）により該位相差（θe）を算出して、ロータ角度の実際値（θ＝θ^＋θe）を算出することができる。
【００７１】
【数３５】

【００７２】
ここで、行列Ｃは前記基本電圧列パターンの関数であり、その成分が一定となるため、上記式（３４）における行列Ｄ^の成分を予め算出しておくことができる。また、上記式（３４）における係数ｓ’(k)は、以下の式（３６）のように表されるが、√（dＨd(i)²＋dＨq(i)²）は、基本電圧列パターンのデータと前記変調用係数とにより算出することができる。
【００７３】
【数３６】

【００７４】
そのため、前記所定周期内における各制御サイクルにおける、前記電流検出手段の検出電流の変化量から算出される検出電流の２階差分（ｄｄＩdq^）と、前記フィードバック電圧制限手段により制限されたｄ軸フィードバック電圧及びｑ軸フィードバック電圧に基づく前記変調用係数（s(k)）の補正値（ｓ’(k)）と、予め算出された行列Ｄの成分とを用いた簡易な演算処理により、前記モータのロータ角度を算出することができる。
【００７５】
そして、このように前記フィードバック電圧制限手段によってｄ軸フィードバック電圧とq軸フィードバック電圧を制限することにより、前記検査用電圧重畳手段により検査用電圧を重畳する際に、前記通電制御手段によるｄ軸電流及びｑ軸電流のフィードバック制御に対する干渉が生じることを抑制することができる。そのため、該干渉を抑制するために電流フィードバック系にローパスフィルタを施す処理が不要となり、ローパスフィルタを施した場合のように、ロータ角度検出の応答性が悪化することがない。
【００７６】
また、前記第１の態様及び第２の態様において、前記基本電圧列データは、前記電圧出力パターンにおける出力電圧の平均が０となるように設定されていることを特徴とする。
【００７７】
かかる本発明によれば、前記検査用電圧の重畳により前記駆動電圧又は前記ｄ軸電圧及びｑ軸電圧に与える影響を減少させることができる。
【００７８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図１〜図３を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２はモータコントローラの制御ブロック図、図３は検査用電圧の周期と検査用電圧及びｄｑ軸電流の推移を示した図である。
【００７９】
図２に示したモータコントローラ１０（本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置に相当する）は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００８０】
そして、モータコントローラ１０は、外部から与えられるｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｑ軸指令電流（Ｉq_c）とに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）とｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）をフィードバック制御する。
【００８１】
モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子への印加電圧（以下、ｄ軸電圧（Ｖd）という）とｑ軸電機子への印加電圧（以下、ｑ軸電圧（Ｖq）という）とを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する駆動電圧の指令電圧（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に変換するｄｑ／３相変換部２０、検査用電圧（Ｈd^，Ｈq^）を生成する検査用電圧重畳部２１（本発明の検査用電圧重畳手段に相当する）、及び指令電圧（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に応じた駆動電圧（Ｖu，Ｖv，Ｖw）がモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加されるように複数のスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路により構成されたパワードライブユニット２２を備える。
【００８２】
さらに、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉu_s）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉw_s）とに応じてｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流（Ｉd_s）とｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流（Ｉq_s）とを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明のｄｑ実電流算出手段に相当する）、モータ１のロータ角度（θ）を検出する角度検出部２５（本発明の参照値算出手段及びロータ角度検出手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。
【００８３】
モータコントローラ１０は、ｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｄ軸実電流（Ｉd_s）を第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、ｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｄ軸実電流（Ｉd_s）の偏差に応じたｄ軸フィードバック電圧（Ｖd_fb）を生成する。
【００８４】
また、モータコントローラ１０は、同様にして、ｑ軸指令電流（Ｉq_c）とｑ軸実電流（Ｉq_s）を第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、ｑ軸指令電流（Ｉq_c）とｑ軸実電流（Ｉq_s）との偏差に応じたｑ軸フィードバック電圧（Ｖq_fb）を生成する。
【００８５】
そして、コントローラ１０は、このようにして生成したｄ軸フィードバック電圧（Ｖd_fb）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖq_fb）とをｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｄ軸実電流（Ｉd_s）との偏差、及びｑ軸指令電流（Ｉq_c）とｑ軸実電流（Ｉq_s）との偏差を小さくする３相電圧（Ｖu，Ｖv，Ｖw）がモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００８６】
なお、第１減算器２８、第１ＰＩ演算部２９、第２減算器３１、第２ＰＩ演算部３２、ｄｑ／３相変換部２０、及びパワードライブユニット２２により、本発明の通電制御手段が構成される。
【００８７】
ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸電圧（Ｖd）とｑ軸電圧（Ｖq）を３相の電圧指令（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に変換する際には、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２６によりＵ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉu_s）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉw_s）をｄ軸実電流（Ｉd_s）とｑ軸実電流（Ｉq_s）に変換する際にも、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。
【００８８】
そして、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器３４（本発明のｄｑ電圧制限手段の機能を含む）において検査用電圧重畳部２１によりｄ軸電圧（Ｖd_fb）に検査用電圧Ｈd^を重畳し、また、第４加算器３６（本発明のｄｑ電圧制限手段の機能を含む）において検査用電圧重畳部２１によりｑ軸電圧（Ｖq_fb）に検査用電圧Ｈq^を重畳したときに、モータ１のロータ角度の推定値（θ^）に基づいて３相／ｄｑ電流変換部２６により算出されたｄ軸実電流（Ｉd_s^）及びｑ軸実電流（Ｉq_s^）を用いて、モータ１のロータ角度を検出する。以下、モータコントローラ１０におけるロータ角度（θ）の検出処理について説明する。
【００８９】
検査用電圧重畳部２１は、図３（ａ）に示したように、モータコントローラ１０の制御サイクル（Δｔ）のｎ周期分を１周期とする検査用電圧Ｈdq^（Ｈd^，Ｈq^）を、以下の式（３７）により生成する。
【００９０】
【数３７】

【００９１】
但し、Ｈdq^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉ：検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋ：検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈd^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈq^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分、ｓ(k)：時系列番号ｋの周期における変調信号（ｓ）の値（本発明の変調用係数に相当する）、ｄｈdq^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データ、ｄｈd^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｄ軸成分、ｄｈq^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｑ軸成分。
【００９２】
なお、基本電圧列データ（ｄｈdq^＝{ｄｈdq^(1)，ｄｈdq^(2)，…，ｄｈdq(n)}）のデータは、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、変調信号（ｓ）のデータ{ｓ(1)，ｓ(2)，…}は、予めメモリに記憶してもよく、信号処理でよく使用されるＭ系列等の手法を用いて生成してもよい。
【００９３】
また、基本電圧列データ（ｄｈdq^＝{ｄｈdq^(1)，ｄｈdq^(2)，…，ｄｈdq(n)}は、以下の式（３８）に示したように、１周期における平均が０となるように設定されている。
【００９４】
【数３８】

【００９５】
この場合、上記式（３７）に示したように、変調信号（ｓ）は検査用電圧（Ｈdq^）の１周期毎に変更されるため、検査用電圧（Ｈdq^）の１周期（Ｔ）における電圧レベルの平均は０となる。そして、これにより、ｄ軸電圧（Ｖd）及びｑ軸電圧（Ｖq）のレベルが次第に高くなって、モータ１の電機子電流のフィードバック制御系に影響を及ぼすことが抑制される。
【００９６】
そして、角度検出部２５は、検査用電圧重畳部２１により検査用電圧（Ｈd^，Ｈq^）が重畳されたときに、各制御サイクル（ｔ(1)〜ｔ(n)）において、モータ１のロータ角度の推定値（θ^）に基づいて３相／ｄｑ変換部２６により算出されるｄ軸実電流及びｑ軸実電流を用いてモータ１のロータ角度を検出する。
【００９７】
ここで、検査用電圧（Ｈd ^，Ｈq^）のｋ番目の制御サイクルＴ(k)の制御サイクルｔ(i)におけるｄ軸実電流の２階差分とｑ軸実電流の２階差分を、以下の式（３９）に示したようにそれぞれｄｄＩd^(i+k・n)，ｄｄＩq^(i+k・n)とする。
【００９８】
【数３９】

【００９９】
また、検査用電圧（Ｈd^，Ｈq^）のｋ番目の周期Ｔ(k)の制御サイクルｔ(i)における変化量{ｄＨd^(i+k・n)，ｄＨq(i+k・n)}は、上記式（３７）により、以下の式（４０），式（４１）で表される。
【０１００】
【数４０】

【０１０１】
【数４１】

【０１０２】
そして、第３加算器３４と第４加算器３６は、第１減算器２８及び第１のＰＩ演算部２９により上記式（２６）によって算出されるｄ軸フィードバック電圧（Ｖd_fb）の前記の制御サイクルにおけるｄ軸電圧（Ｖd）に対する差分電圧（ｄＶd_fb）と、第２減算器３１及び第２のＰＩ演算部３２により上記式（２７）によって算出されるｑ軸フィードバック電圧（Ｖq_fb）の前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧（Ｖq）に対する差分電圧（Ｖq_fb）とを成分とする電圧ベクトルの方向を、検査用電圧の差分電圧｛ｄＨd^(i+k・n)，ｄＨq^(i+k・n)｝を成分とする電圧ベクトルの方向に制限するため、以下の式（４２），式（４３）の演算により算出したｄ軸電圧（Ｖd）とｑ軸電圧（Ｖq）をｄｑ／３相変換部２０に出力する。
【０１０３】
【数４２】

【０１０４】
但し、ｋ₁：ｄＨd^(i+k・n)、ｋ₂：ｄＨd^(i+k・n)1、Ｖd_old：前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖq_old：前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧。
【０１０５】
【数４３】

【０１０６】
そのため、上記式（３２）における行列ｃ^(1)に対応する行列ｃ^（i+k・n)は、以下の式（４４）により表される。
【０１０７】
【数４４】

【０１０８】
そして、図３（ａ）のＴs（k-1番目の周期Ｔ( k-1)の制御サイクルｔ(i)〜ｋ番目の周期Ｔ(k)の制御サイクルｔ(i)）において、各制御サイクルについての上記式（３２）をまとめると、以下の式（４５）の形で表すことができ、さらに式（４５）を変形して以下の式（４６），式（４７）を得ることができる。
【０１０９】
【数４５】

【０１１０】
【数４６】

【０１１１】
【数４７】

【０１１２】
ここで、図３（ｂ）は、制御サイクルｔ(i-2)〜ｔ(i+2)における検査用電圧（Ｈdq）と検出電流（Ｉdq）の推移を示した時系列グラフである。制御サイクル期間ｔ(i)における検出電流の変化量（ｄＩdq^(i)）と制御サイクル期間ｔ(i+1)における検出電流の変化量（ｄＩdq^(i+1)）から、上記式（３９）における検出電流の２階差分（ｄｄＩdq^(i)）を算出することができる。
【０１１３】
また、基本電圧列データ（ｄｈdq^）に応じて算出される上記式（４４）の行列ｃ^(i)の成分は一定となる。したがって、上記式（４６）における行列Ｃ^の成分も一定となり、行列Ｃに基づいて算出される上記式（４７）の行列Ｄ^の成分も一定となる。
【０１１４】
そのため、上記式（４７）の行列Ｄ^の成分は、基本電圧列データ（ｄｈdq^）により予め算出することができる。そこで、モータコントローラ１０のメモリには、このようにして算出された行列Ｄ^の成分のデータが予め記憶されており、角度検出部２５は、メモリに記憶された行列Ｄ^の成分のデータを用いて上記式（４７）の演算を実行する。
【０１１５】
この場合、角度検出部２５は、行列Ｄ^の成分と各制御期間における検出電流の２階差分（ｄｄＩdq^）及び変調信号（ｓ）を上記式（３１）により補正したｓ’との簡易な演算によりロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θe＝θ−θ^）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖs^＝Ｌ₁sin２θe）と余弦参照値（Ｖc^＝Ｌ₁cos２θe）を算出することができる。そのため、正弦参照値（Ｖs^）と余弦参照値（Ｖc^）の算出時間を短縮することができる。
【０１１６】
また、このように、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖd_fb）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖq_fb）を成分とする電圧の方向を、検査用電圧の変化量｛ｄＨd^(i+k・n)，ｄＨq^(i+k・n)｝を成分とする電圧ベクトル方向に制限した場合、検査用電圧の重畳による電流フィードバック系への干渉を少なくするために、電流フィードバックにローパスフィルタを施す必要がなくなる。そのため、電流フィードバック系の応答性を良好に維持することができる。
【０１１７】
そして、角度検出部２５は、以下の式（４８）によりモータ１のロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θe）を算出して、ロータ角度（θ＝θ^＋θe）を検出する。
【０１１８】
【数４８】

【０１１９】
また、以下の式（４９）又は式（５０）によるオブザーバの追従演算によって、ロータ角度の推定値（θ^）を、推定誤差（θe）が０に収束するように修正して、ロータ角度を検出することもできる。
【０１２０】
【数４９】

【０１２１】
【数５０】

【０１２２】
また、上記式（４９），式（５０）のoffsetの値を変更することによって、検出されるロータ角度の位相を強制的にずらして、検出誤差を減少させることができる。
【０１２３】
なお、上記式（５０）における√（Ｖs^^２＋Ｖc^^２）の演算は時間がかかるので、以下の式（５１）により近似してもよい。
【０１２４】
【数５１】

【０１２５】
また、本実施の形態では、検査用電圧重畳部２１は、上記式（３７）により、前回の制御サイクルにおける検査用電圧（Ｈdq（i-1＋k・n））に、基本電圧列データ（ｄｈdq^(i-1)）と変調信号（ｓ(k)）との乗算値を加算して、今回の制御サイクルにおける検査用電圧（Ｈdq ^（i+k・n)）を算出したが、予め変調信号（ｓ(k)の値が設定されている場合には、基本電圧列データも既知であるので、検査用電圧（Ｈdq^）を予め算出することができる。
【０１２６】
この場合は、以下の式（５２），式（５３）により、ｄ軸電圧（Ｖd）とｑ軸電圧（Ｖq）を算出することができる。
【０１２７】
【数５２】

【０１２８】
【数５３】

【０１２９】
そして、以下の式（５４），式（５５）により、前回の制御サイクルに対する今回の制御サイクルのｄ軸電圧の差分電圧（Ｖd(i+k・n)−Ｖd_old）とｑ軸電圧の差分電圧（Ｖq(i+k・n)−Ｖq_old）を成分とする電圧ベクトルの方向を、前回の制御サイクルに対する今回の検査用電圧の差分電圧（ｋ₁，ｋ₂）の方向に制限することができる。
【０１３０】
【数５４】

【０１３１】
【数５５】

【０１３２】
但し、Ｖd_old：前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖq_old：前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧。
【０１３３】
そのため、この場合は、第３加算器３４と第４加算器３６は、ｄ軸電圧（Ｖd）とｑ軸電圧（Ｖq）を、以下の式（５６）により算出して、電流フィードバックの結果を検査用電圧の差分電圧（ｋ₁，ｋ₂）の方向に制限することができる。
【０１３４】
【数５６】

【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構成図。
【図２】第１の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図。
【図３】検査用電圧の周期及び検査用電圧と電機子電流の推移を示した図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…検査用電圧重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC brushless motor control apparatus that detects the rotor angle of a DC brushless motor without using a rotor position detection sensor and controls the operation of the motor.
[0002]
[Prior art]
In order to obtain a desired torque by driving a DC brushless motor, it is necessary to apply a voltage to the armature at an appropriate phase corresponding to the electrical angle of the rotor having the magnetic pole (hereinafter referred to as the rotor angle). Various methods for detecting the rotor angle without using the position detection sensor have been proposed in order to reduce the cost of the DC brushless motor and the driving device by omitting the position detection sensor for detecting the rotor angle.
[0003]
For example, in Patent Document 1 and Patent Document 2, in a motor control device that controls a DC brushless motor using a so-called dq coordinate system, when an estimation AC signal voltage is applied in one axial direction, A method for detecting the rotor angle by means of the current generated is described.
[0004]
The inventors of the present application have also proposed a rotor angle detection device that detects a rotor angle without using a position detection sensor in a previous application (Japanese Patent Application No. 2002-280408). In such a rotor angle detection device, when a test voltage having a changed frequency is superimposed on a drive voltage applied to a three-phase armature of a salient pole type DC brushless motor, the motor of the motor in a predetermined control cycle is superposed. A sine reference value corresponding to a double sine value of the rotor angle of the motor and a cosine corresponding to the cosine value of the double angle based on a change amount of the current flowing through the armature, basic voltage real data, and the modulation coefficient A reference value is calculated.
[0005]
In this way, by modulating the frequency of the test voltage, it is possible to prevent annoying noise from being generated from the motor when the test voltage is superimposed on the drive voltage, and the sine reference value and the cosine reference. The rotor angle of the motor can be detected based on the value.
[0006]
However, in such a rotor angle detection device, it is necessary to slow down the response speed of the current feedback system in order to suppress interference with the current feedback system due to the superimposition of the inspection voltage, thereby detecting the rotor angle. There is an inconvenience that the transient response is worsened.
[0007]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 10-323099
[Patent Document 2]
JP-A-11-332279
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been made in view of the above background, and suppresses generation of annoying noise when a rotor voltage is detected by superimposing a test voltage on a drive voltage, and a transient in rotor angle detection. An object of the present invention is to provide a control device for a DC brushless motor that prevents deterioration of responsiveness.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
First, before describing the present invention, the basic concept of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 1 (a), when the salient pole type rotor 2 is used, the magnetic resistance of the gap between the rotor 2 and the U, V,

W armatures

3, 4, 5 changes periodically. The change changes twice during one rotation of the rotor 2, that is, one cycle while the rotor 2 makes a half rotation. The magnetic resistance becomes maximum when the rotor 2 is in the position {circle around (1)} in the figure, and becomes minimum when the rotor 2 is in the position {circle around (2)} in the figure.
[0010]
FIG. 1B schematically shows the magnetic circuit of FIG. 1A, and it is assumed that the average value per one period of the magnetic resistance is 0.5. The magnetic resistances Ru, Rv, Rw in each phase are expressed by the following formulas (1) to (3).
[0011]
[Expression 1]

[0012]
[Expression 2]

[0013]
[Equation 3]

At this time, the magnetic resistance Rgu of the gap as viewed from the U phase can be obtained by the following equation (4).
[0014]
[Expression 4]

[0015]
Therefore, assuming that the U-phase is a unit winding, the U-phase self-inductance Lu can be obtained by the following equation (5).
[0016]
[Equation 5]

[0017]
Further, the mutual inductance Muw between the U and W phases and the mutual inductance Muv between the U and V phases can be obtained from the following equations (6) and (7), respectively, from the configuration of the magnetic circuit.
[0018]
[Formula 6]

[0019]
[Expression 7]

[0020]
Similarly, the self-inductance and the mutual inductance can be obtained for the V-phase and the W-phase, so that the voltage equation of the DC brushless motor having saliency has a direct current component of l, l of the self-inductance of each phase. If the variation is Δl and the direct inductance of the mutual inductance between the phases is m, it can be expressed by the following equation (8).
[0021]
[Equation 8]

[0022]
Here, Vu, Vv, and Vw are voltages applied to the U-phase, V-phase, and W-phase armatures, Iu, Iv, and Iw are currents that flow through the U-phase, V-phase, and W-phase armatures, respectively. Is the electrical resistance of the U-phase, V-phase, and W-phase armatures, ω is the electrical angular velocity of the rotor 2, and Ke is the induced voltage constant.
[0023]
Further, when the electrical angular velocity ω is substantially 0, the influence of the induced voltage and the change in the angular velocity of the rotor 2 is small, and the voltage drop due to the resistance r is negligible, the above equation (8) is expressed by the following equation (9): Can be approximated by
[0024]
[Equation 9]

[0025]
Here, when the above equation (9) is transformed into an equation based on the interphase current and voltage, the following equation (10) is obtained.
[0026]
[Expression 10]

[0027]
Moreover, since the inductance matrix of the said Formula (10) is regular, the said Formula (10) can be deform | transformed into the form of the following formula | equation (11) and Formula (12).
[0028]
## EQU11 ##

[0029]
[Expression 12]

[0030]
Further, when a DC brushless motor is handled in a so-called dq coordinate system, the estimated value (θ ^) of the rotor angle is used to perform the three-phase / dq conversion represented by the following equations (13) and (14). When applied to Expression (11), when the estimated value (θ ^) of the rotor angle and the actual value (θ) are equal (θ ^ = θ), the following Expression (15) is obtained.
[0031]
[Formula 13]

[0032]
[Expression 14]

[0033]
[Expression 15]

[0034]
[Expression 16]

[0035]
[Expression 17]

[0036]
Here, when the rotor angle (θ) in the above equation (11) is an estimated value deviated by θe from the actual value of the rotor angle, Id ^, three-phase / dq converted using the estimated value, The relationship of the following formulas (18) and (19) is established between Iq ^, Vd ^, Vq ^ and Id, Iq, Vd, Vq converted using the actual values of the rotor angle.
[0037]
[Expression 18]

[0038]
[Equation 19]

[0039]
Where θe is the phase difference between the actual value and the estimated value of the rotor angle.
[0040]
Therefore, the following relational expression (20) is derived.
[0041]
[Expression 20]

[0042]
Similarly to the case of the above formula (8), when the electrical angular velocity ω is almost 0, the influence by the induced voltage and the change in the angle of the rotor 2 is small, and the voltage drop due to the resistance r is negligible, the above formula (20) can be approximated by the following equation (21).
[0043]
[Expression 21]

[0044]
The present invention will be described below based on the above description. The present invention provides a DC brushless motor as an equivalent circuit having a q-axis armature on the q-axis that is the magnetic flux direction of the field of the motor and a d-axis armature on the d-axis orthogonal to the q-axis. The current detection means for detecting the current flowing in the armature of the motor after conversion, the current value detected by the current detection means and the rotor angle of the motor, the q flowing in the q-axis armature Dq actual current calculating means for calculating an actual shaft current and a d-axis actual current flowing in the d-axis armature, a q-axis command current that is a command value of a current flowing in the q-axis armature, and the q-axis actual current And a deviation between a d-axis command current that is a command value of a current flowing through the d-axis armature and the d-axis actual current are applied to the d-axis armature in a predetermined control cycle. A d-axis feedback voltage and a q-axis voltage applied to the q-axis armature. It generates a readback voltage, an improvement of a control apparatus of a DC brushless motor and a current supply control means for feedback controlling the energization amount of the armature of the motor.
[0045]
Then, a basic voltage string data in which a constant voltage pattern in a predetermined period is set is multiplied by a modulation coefficient whose value changes every predetermined period to generate a d-axis inspection voltage and a q-axis inspection voltage, inspection voltage superimposing means for superimposing the d-axis inspection voltage on the d-axis feedback voltage and superimposing the q-axis inspection voltage on the q-axis feedback voltage; and the d-axis inspection voltage by the inspection voltage superimposing means. Difference between the d-axis feedback voltage in the current control cycle and the d-axis voltage applied to the d-axis armature in the previous control cycle in each control cycle when the q-axis test voltage is superimposed Of the q-axis feedback voltage in the current control cycle relative to the voltage and the q-axis voltage applied to the q-axis armature in the previous control cycle. The direction of the voltage vector whose component is the divided voltage is that of the voltage vector whose component is the differential voltage of the d-axis inspection voltage and the differential voltage of the q-axis inspection voltage from the previous control cycle in the current control cycle. Feedback voltage limiting means for limiting the d-axis feedback voltage and the q-axis feedback voltage so as to coincide with the direction, and the d-axis inspection voltage and the q-axis inspection voltage are superimposed by the inspection voltage superimposing means. The modulation based on the change amount of the d-axis actual current and the q-axis actual current in the control cycle, the basic voltage string data, and the d-axis feedback voltage and the q-axis feedback voltage limited by the feedback voltage limiting means. The phase difference between the actual value (θ) of the rotor angle of the motor and the estimated value (θ ^) (θ−θ ^ A reference value calculation means for calculating a sine reference value corresponding to a double sine value of the sine and a cosine reference value corresponding to a double cosine value of the phase difference (θ−θ ^), and the sine reference value Rotor angle detection means for detecting the rotor angle of the motor based on the cosine reference value is provided.
[0046]
According to the present invention, the frequency of the inspection voltage is modulated every predetermined period and the frequency component is dispersed. Thus, it is possible to suppress generation of annoying noise having a specific frequency component when the inspection voltage is superimposed.
[0047]
Further, the differential period (dt) in the above equation (21) is the length (Δt) of the control cycle, and in a certain control cycle, the three-phase / dq conversion is performed based on the estimated value (θ ^) of the rotor angle of the motor. When the processing is performed, the d-axis voltage and the q-axis voltage in the control cycle are set to {Vd (1), Vq (1)}, and the amount of change between the d-axis actual current and the q-axis actual current is {ΔId (1) , ΔIq (1)}, the above equation (21) is expressed in the form of the following equation (22).
[0048]
[Expression 22]

[0049]
Similarly, the d-axis voltage and the q-axis voltage in the next control cycle are {Vd (2), Vq (2)}, and the change amounts of the d-axis actual current and the q-axis actual current are {ΔId (2), ΔIq ( 2)}, the above formula (21) is expressed in the form of the following formula (23).
[0050]
[Expression 23]

[0051]
Then, n control cycles are included in the predetermined period, and the basic voltage string data is set by n data as shown in the following equation (24), and the modulation coefficient S (k) (k = 1, 2,..., Time series number of the predetermined period), the inspection voltage is expressed in the form of the following equation (25).
[0052]
[Expression 24]

[0053]
[Expression 25]

[0054]
Where Hdq ^ (x): output level of the inspection voltage in the xth control cycle after the start of superimposition of the inspection voltage, i: time series number of the control cycle in one cycle of the inspection voltage (i = 1) , 2,..., N), k: time series number of inspection voltage cycle (k = 1, 2,...), Hd ^ (x): x-th control cycle after starting superposition of inspection voltage D-axis component of the output level of the inspection voltage at Hq ^ (x): q-axis component of the output level of the inspection voltage in the xth control cycle after the superposition of the inspection voltage is started.
[0055]
The energization control means calculates the d-axis feedback voltage (Vd_fb) by, for example, the following equation (26) so as to reduce the deviation between the d-axis command current (Id_c) and the d-axis actual current (Id_s), Similarly, the q-axis feedback voltage (Vq_fb) is calculated by the following equation (27) so as to reduce the deviation between the q-axis command voltage (Iq_c) and the q-axis actual current (Iq_s).
[0056]
[Equation 26]

[0057]
[Expression 27]

[0058]
In this case, if the differential voltage of the test voltage (Hdq) between the control cycles is set as shown in the following formula (28), the feedback voltage limiting means can calculate by the following formulas (29) and (30). By setting the d-axis voltage and q-axis voltage {Vd ^ (2), Vq ^ (2)} for the next control cycle, the d-axis feedback voltage in the current control cycle relative to the d-axis voltage in the previous control cycle The direction of the voltage vector having the difference voltage (dVd_fb) and the difference voltage (dVq_fb) of the q-axis voltage in the current control cycle relative to the q-axis voltage in the previous control cycle as the component from the previous control cycle in the current control cycle. Differential voltage of voltage for d-axis inspection (k ₁ ) And q-axis inspection voltage differential voltage (k ₂ ) As a component.
[0059]
[Expression 28]

[0060]
[Expression 29]

[0061]
Where Vd_old: d-axis voltage in the previous control cycle, Vq_old: q-axis voltage in the previous control cycle.
[0062]
[30]

[0063]
Therefore, when the above formula (22) and formula (23) are subtracted side by side, the following formula (31) is obtained.
[0064]
[31]

[0065]
Then, the following equation (32) is obtained by modifying the above equation (31), and when the equation (32) for each of the n control cycles in the predetermined period is put together, the following equation (33) is obtained. It is done.
[0066]
[Expression 32]

[0067]
[Expression 33]

[0068]
In the above equation (33), when n> 1, the matrix C is an independent voltage vector (dV (i), dV (j), 1 ≦ i ≦ n, 1 ≦ j ≦ n, i ≠ If j) is 2 or more, it is a full rank rank, and it is a sine value that is a double angle of the phase difference (θe = θ−θ ^) between the actual value (θ) of the motor rotor angle and the estimated value (θ ^). The least square estimated value of the corresponding sine reference value (Vs ^) and the cosine reference value (Vc ^) corresponding to the cosine value of the double angle of the phase difference (θe) can be calculated by the following equation (34).
[0069]
[Expression 34]

[0070]
Then, from the sine cosine value (Vs ^) and the cosine reference value (Vc ^), for example, the phase difference (θe) is calculated by the following equation (35), and the actual value of the rotor angle (θ = θ ^ + Θe) can be calculated.
[0071]
[Expression 35]

[0072]
Here, the matrix C is a function of the basic voltage string pattern, and its components are constant. Therefore, the components of the matrix D ^ in the above equation (34) can be calculated in advance. Further, the coefficient s ′ (k) in the above equation (34) is expressed as the following equation (36): √ (dHd (i) ² + DHq (i) ² ) Can be calculated from the data of the basic voltage string pattern and the modulation coefficient.
[0073]
[Expression 36]

[0074]
Therefore, the second-order difference (ddIdq ^) of the detected current calculated from the amount of change in the detected current of the current detecting means in each control cycle within the predetermined period, and the d-axis feedback limited by the feedback voltage limiting means By the simple arithmetic processing using the correction value (s ′ (k)) of the modulation coefficient (s (k)) based on the voltage and the q-axis feedback voltage and the component of the matrix D calculated in advance, the motor The rotor angle can be calculated.
[0075]
In this way, by limiting the d-axis feedback voltage and the q-axis feedback voltage by the feedback voltage limiting means, when the inspection voltage is superimposed by the inspection voltage superimposing means, the d-axis current by the energization control means And interference with the feedback control of the q-axis current can be suppressed. Therefore, it is not necessary to apply a low-pass filter to the current feedback system in order to suppress the interference, and the responsiveness of rotor angle detection does not deteriorate as in the case where the low-pass filter is applied.
[0076]
In the first and second aspects, the basic voltage string data is set so that an average of output voltages in the voltage output pattern is zero.
[0077]
According to the present invention, it is possible to reduce the influence on the drive voltage or the d-axis voltage and the q-axis voltage due to the superposition of the inspection voltage.
[0078]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An example of an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a block diagram of a DC brushless motor, FIG. 2 is a control block diagram of a motor controller, and FIG.
[0079]
A motor controller 10 (corresponding to a control device for a DC brushless motor of the present invention) shown in FIG. 2 includes armatures 3 and 4 of the salient pole type DC brushless motor 1 (hereinafter referred to as motor 1) shown in FIG. , 5 for feedback control of the motor 1, the q-axis armature on the q-axis which is the magnetic flux direction of the field pole of the rotor 2 and the d-axis electric machine on the d-axis orthogonal to the q-axis It is converted into an equivalent circuit using a dq coordinate system having children.
[0080]
Then, the motor controller 10 determines the current flowing through the d-axis armature (hereinafter referred to as the d-axis current) and the q-axis electric machine according to the d-axis command current (Id_c) and the q-axis command current (Iq_c) given from the outside. Feedback control is performed on the current flowing through the child (hereinafter referred to as the q-axis current).
[0081]
The motor controller 10 applies an applied voltage to the d-axis armature (hereinafter referred to as d-axis voltage (Vd)) and an applied voltage to the q-axis armature (hereinafter referred to as q-axis voltage (Vq)) of the motor 1. Generates dq / 3-phase converter 20 for converting to drive voltage command voltages (Vu_c, Vv_c, Vw_c) applied to U, V, W three-phase armatures, and inspection voltages (Hd ^, Hq ^). The driving voltage (Vu, Vv, Vw) corresponding to the inspection voltage superimposing unit 21 (corresponding to the inspection voltage superimposing means of the present invention) and the command voltage (Vu_c, Vv_c, Vw_c) is U, V, A power drive unit 22 including an inverter circuit in which a plurality of switching elements are bridge-connected so as to be applied to the armatures of the respective phases of W is provided.
[0082]
Further, the motor controller 10 includes a U-phase current sensor 23 (corresponding to current detection means of the present invention) that detects a current flowing through the U-phase armature of the motor 1, and a current flowing through the W-phase armature of the motor 1. Depending on the detected W-phase current sensor 24 (corresponding to the current detecting means of the present invention), the detected current value (Iu_s) of the U-phase current sensor 23 and the detected current value (Iw_s) of the W-phase current sensor 24, the d-axis A three-phase / dq converter 26 that calculates a d-axis actual current (Id_s) that is a detected value of current and a q-axis actual current (Iq_s) that is a detected value of q-axis current (in the dq actual current calculating means of the present invention) Equivalent), an angle detector 25 (corresponding to the reference value calculating means and the rotor angle detecting means of the present invention) for detecting the rotor angle (θ) of the motor 1, and the speed acceleration that interferes between the d axis and the q axis. Non-interference calculating unit 27 for performing processing to cancel the influence of electric power Provided.
[0083]
The motor controller 10 subtracts the d-axis command current (Id_c) and the d-axis actual current (Id_s) by the first subtractor 28, and performs a PI (proportional integration) process on the subtraction result by the first PI calculation unit 29. The non-interference component is added by the first adder 30 to generate a d-axis feedback voltage (Vd_fb) corresponding to the deviation between the d-axis command current (Id_c) and the d-axis actual current (Id_s).
[0084]
Similarly, the motor controller 10 subtracts the q-axis command current (Iq_c) and the q-axis actual current (Iq_s) by the second subtractor 31, and performs PI processing on the subtraction result by the second PI calculation unit 32. And the second adder 33 adds the non-interference component to generate a q-axis feedback voltage (Vq_fb) corresponding to the deviation between the q-axis command current (Iq_c) and the q-axis actual current (Iq_s).
[0085]
Then, the controller 10 inputs the d-axis feedback voltage (Vd_fb) and the q-axis feedback voltage (Vq_fb) thus generated to the dq / 3-phase converter 20. As a result, the deviation between the d-axis command current (Id_c) and the d-axis actual current (Id_s) and the deviation between the q-axis command current (Iq_c) and the q-axis actual current (Iq_s) are reduced via the power drive unit 22. The three-phase voltages (Vu, Vv, Vw) are applied to the armature of the motor 1, and the current flowing through the armature of the motor 1 is feedback controlled.
[0086]
The first subtractor 28, the first PI calculation unit 29, the second subtractor 31, the second PI calculation unit 32, the dq / 3-phase conversion unit 20, and the power drive unit 22 constitute the energization control means of the present invention. .
[0087]
Here, when the dq / 3-phase converter 20 converts the d-axis voltage (Vd) and the q-axis voltage (Vq) into three-phase voltage commands (Vu_c, Vv_c, Vw_c), the rotor angle of the motor 1 ( θ) is required. Further, the three-phase / dq converter 26 converts the detected current value (Iu_s) of the U-phase current sensor 23 and the detected current value (Iw_s) of the W-phase current sensor 24 into the d-axis actual current (Id_s) and the q-axis actual current (Iq_s). ) Also requires the rotor angle (θ) of the motor 1.
[0088]
Then, the motor controller 10 does not use a position detection sensor such as a resolver, but in the third adder 34 (including the function of the dq voltage limiting means of the present invention), the d-axis voltage (Vd_fb) is generated by the inspection voltage superimposing unit 21. And the inspection voltage Hd ^ is superposed on the q-axis voltage (Vq_fb) by the inspection voltage superimposing unit 21 in the fourth adder 36 (including the function of the dq voltage limiting means of the present invention). When d is superimposed, the d-axis actual current (Id_s ^) and the q-axis actual current (Iq_s ^) calculated by the three-phase / dq current conversion unit 26 based on the estimated value (θ ^) of the rotor angle of the motor 1 Is used to detect the rotor angle of the motor 1. Hereinafter, the rotor angle (θ) detection process in the motor controller 10 will be described.
[0089]
As shown in FIG. 3 (a), the inspection voltage superimposing unit 21 generates the inspection voltage Hdq ^ (Hd ^, Hq ^) with n periods of the control cycle (Δt) of the motor controller 10 as one period. Is generated by the following equation (37).
[0090]
[Expression 37]

[0091]
Where Hdq ^ (x): output level of the inspection voltage in the xth control cycle after the start of superimposition of the inspection voltage, i: time series number of the control cycle in one cycle of the inspection voltage (i = 1) , 2,..., N), k: time series number of inspection voltage cycle (k = 1, 2,...), Hd ^ (x): x-th control cycle after starting superposition of inspection voltage D-axis component of the output level of the inspection voltage at Hq ^ (x): q-axis component of the output level of the inspection voltage in the xth control cycle after the start of superimposition of the inspection voltage, s (k): The value of the modulation signal (s) in the period of time series number k (corresponding to the modulation coefficient of the present invention), dhdq ^ (x): basic voltage in the xth control cycle after the start of superimposition of the inspection voltage Column data, dhd ^ (x): Basic in the xth control cycle since the start of superimposition of the inspection voltage d-axis component of 圧列 data, dhq ^ (x): q-axis component of the fundamental voltage column data in the x-th control cycle from the start of superimposition of the test voltage.
[0092]
The basic voltage string data (dhdq ^ = {dhdq ^ (1), dhdq ^ (2),..., Dhdq (n)}) is stored in advance in a memory (not shown). Further, the data {s (1), s (2),...} Of the modulation signal (s) may be stored in a memory in advance, and is generated using a technique such as an M-sequence that is often used in signal processing. May be.
[0093]
The basic voltage string data (dhdq ^ = {dhdq ^ (1), dhdq ^ (2),..., Dhdq (n)}) has an average of 0 in one cycle as shown in the following equation (38). It is set to become.
[0094]
[Formula 38]

[0095]
In this case, as shown in the above equation (37), since the modulation signal (s) is changed for each cycle of the inspection voltage (Hdq ^), one cycle (T) of the inspection voltage (Hdq ^). The average voltage level at 0 is zero. As a result, the levels of the d-axis voltage (Vd) and the q-axis voltage (Vq) gradually increase, and the influence on the feedback control system of the armature current of the motor 1 is suppressed.
[0096]
Then, the angle detection unit 25 detects the motor 1 in each control cycle (t (1) to t (n)) when the inspection voltage (Hd ^, Hq ^) is superimposed by the inspection voltage superimposing unit 21. The rotor angle of the motor 1 is detected using the d-axis actual current and the q-axis actual current calculated by the three-phase / dq converter 26 based on the estimated value (θ ^) of the rotor angle.
[0097]
Here, the second-order difference of the d-axis actual current and the second-order difference of the q-axis actual current in the control cycle t (i) of the k-th control cycle T (k) of the test voltages (Hd ^, Hq ^) are As shown in the following formula (39), ddId ^ (i + k · n) and ddIq ^ (i + k · n) are assumed.
[0098]
[39]

[0099]
Further, the amount of change {dHd ^ (i + k · n), dHq (i + k · n) in the control cycle t (i) of the kth period T (k) of the inspection voltage (Hd ^, Hq ^). } Is expressed by the following formula (40) and formula (41) by the above formula (37).
[0100]
[Formula 40]

[0101]
[Expression 41]

[0102]
The third adder 34 and the fourth adder 36 are configured to control the d-axis feedback voltage (Vd_fb) calculated by the above formula (26) by the first subtractor 28 and the first PI calculation unit 29. The previous control cycle of the differential voltage (dVd_fb) with respect to the d-axis voltage (Vd) and the q-axis feedback voltage (Vq_fb) calculated by the above formula (27) by the second subtractor 31 and the second PI calculation unit 32 The direction of the voltage vector whose component is the differential voltage (Vq_fb) with respect to the q-axis voltage (Vq) is the difference voltage of the test voltage {dHd ^ (i + k · n), dHq ^ (i + k · n) }, The d-axis voltage (Vd) and the q-axis voltage (Vq) calculated by the calculations of the following equations (42) and (43) are used as dq / 3-phase converters. 20 is output.
[0103]
[Expression 42]

[0104]
Where k ₁ : DHd ^ (i + k · n), k ₂ : DHd ^ (i + k · n) 1, Vd_old: d-axis voltage in the previous control cycle, Vq_old: q-axis voltage in the previous control cycle.
[0105]
[Equation 43]

[0106]
Therefore, a matrix c ^ (i + k · n) corresponding to the matrix c ^ (1) in the above equation (32) is represented by the following equation (44).
[0107]
(44)

[0108]
Then, in Ts (the control cycle t (i) of the (k-1) th period T (k-1) to the control cycle t (i) of the kth period T (k)) in FIG. Summarizing the above equation (32) for the cycle, it can be expressed in the form of the following equation (45), and the equation (45) can be further modified to obtain the following equations (46) and (47). it can.
[0109]
[Equation 45]

[0110]
[Equation 46]

[0111]
[Equation 47]

[0112]
Here, FIG. 3B is a time series graph showing the transition of the inspection voltage (Hdq) and the detected current (Idq) in the control cycles t (i−2) to t (i + 2). From the amount of change in the detected current (dIdq ^ (i)) during the control cycle period t (i) and the amount of change in the detected current (dIdq ^ (i + 1)) during the control cycle period t (i + 1), 39), the second-order difference (ddIdq ^ (i)) of the detected current can be calculated.
[0113]
Further, the components of the matrix c ^ (i) of the above equation (44) calculated according to the basic voltage string data (dhdq ^) are constant. Therefore, the component of the matrix C ^ in the equation (46) is also constant, and the component of the matrix D ^ in the equation (47) calculated based on the matrix C is also constant.
[0114]
Therefore, the components of the matrix D ^ in the above equation (47) can be calculated in advance from the basic voltage string data (dhdq ^). Therefore, the data of the matrix D ^ calculated in this way is stored in advance in the memory of the motor controller 10, and the angle detector 25 stores the data of the matrix D ^ stored in the memory. The calculation of the above formula (47) is performed using the calculation.
[0115]
In this case, the angle detection unit 25 simply calculates the component of the matrix D ^, the second-order difference (ddIdq ^) of the detected current in each control period, and s' obtained by correcting the modulation signal (s) according to the above equation (31). The sine reference value (Vs ^ = L) corresponding to the double angle of the phase difference (θe = θ−θ ^) between the actual value (θ) and the estimated value (θ ^) of the rotor angle by calculation ₁ sin2θe) and cosine reference value (Vc ^ = L ₁ cos2θe) can be calculated. Therefore, the calculation time of the sine reference value (Vs ^) and the cosine reference value (Vc ^) can be shortened.
[0116]
Further, in this way, the direction of the voltage having the d-axis feedback voltage (Vd_fb) and the q-axis feedback voltage (Vq_fb) as components is represented by the amount of change in inspection voltage {dHd ^ (i + k · n), dHq ^ ( When the voltage vector direction is limited to i + k · n)}, it is not necessary to apply a low-pass filter to the current feedback in order to reduce interference with the current feedback system due to superimposition of the inspection voltage. Therefore, the response of the current feedback system can be maintained well.
[0117]
Then, the angle detector 25 calculates the phase difference (θe) between the actual value (θ) of the rotor angle of the motor 1 and the estimated value (θ ^) by the following equation (48), and the rotor angle (θ = θ ^ + θe) is detected.
[0118]
[Formula 48]

[0119]
In addition, the estimated value (θ ^) of the rotor angle is corrected so that the estimated error (θe) converges to 0 by the follow-up calculation of the observer by the following formula (49) or formula (50), and the rotor angle is set. It can also be detected.
[0120]
[Formula 49]

[0121]
[Equation 50]

[0122]
Further, by changing the offset value in the above formulas (49) and (50), the phase of the detected rotor angle can be forcibly shifted to reduce the detection error.
[0123]
In addition, √ (Vs ^ in the above formula (50) ² + Vc ^ ² ) Takes time, and may be approximated by the following equation (51).
[0124]
[Formula 51]

[0125]
In the present embodiment, the inspection voltage superimposing unit 21 uses the above equation (37) to convert the basic voltage string data (dhdq ^) to the inspection voltage (Hdq (i−1 + k · n)) in the previous control cycle. (i-1)) and the multiplication value of the modulation signal (s (k)) are added to calculate the test voltage (Hdq ^ (i + k · n)) in this control cycle. When the value of the signal (s (k) is set, since the basic voltage string data is also known, the inspection voltage (Hdq ^) can be calculated in advance.
[0126]
In this case, the d-axis voltage (Vd) and the q-axis voltage (Vq) can be calculated by the following equations (52) and (53).
[0127]
[Formula 52]

[0128]
[53]

[0129]
Then, according to the following equations (54) and (55), the difference voltage (Vd (i + k · n) −Vd_old) of the d-axis voltage of the current control cycle with respect to the previous control cycle and the difference voltage of the q-axis voltage The direction of the voltage vector whose component is (Vq (i + k · n) −Vq_old) is the difference voltage (k of the current test voltage with respect to the previous control cycle). ₁ , K ₂ ) Direction.
[0130]
[Formula 54]

[0131]
[Expression 55]

[0132]
Where Vd_old: d-axis voltage in the previous control cycle, Vq_old: q-axis voltage in the previous control cycle.
[0133]
Therefore, in this case, the third adder 34 and the fourth adder 36 calculate the d-axis voltage (Vd) and the q-axis voltage (Vq) by the following formula (56), and the result of the current feedback is calculated. Differential voltage of test voltage (k ₁ , K ₂ ) Direction.
[0134]
[Expression 56]

[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a DC brushless motor.
FIG. 2 is a control block diagram of the motor controller according to the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing the cycle of the inspection voltage and the transition of the inspection voltage and the armature current.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC brushless motor, 2 ... Rotor, 3 ... U-phase armature, 4 ... V-phase armature, 5 ... W-phase armature, 10 ... Motor controller, 20 ... dq / 3-phase converter, 21 ... Voltage superimposing unit for inspection, 22 ... Power drive unit, 23 ... U-phase current sensor, 24 ... W-phase current sensor, 25 ... Angle detection unit, 26 ... 3-phase / dq conversion unit, 27 ... Non-interference calculation unit

Claims

A DC brushless motor is handled by converting it into an equivalent circuit having a q-axis armature on the q-axis that is the magnetic flux direction of the field of the motor and a d-axis armature on the d-axis orthogonal to the q-axis. ,
Current detection means for detecting a current flowing through the armature of the motor; a q-axis actual current flowing through the q-axis armature based on a current value detected by the current detection means and a rotor angle of the motor; dq actual current calculating means for calculating a d axis actual current flowing in the d axis armature;
Deviation between the q-axis command current that is the command value of the current flowing through the q-axis armature and the q-axis actual current, the d-axis command current that is the command value of the current flowing through the d-axis armature, and the d-axis actual Generating a d-axis feedback voltage to be applied to the d-axis armature and a q-axis feedback voltage to be applied to the q-axis armature in a predetermined control cycle so as to reduce a deviation from the current; In a DC brushless motor control device comprising an energization control means for feedback control of the energization amount of the armature,
A d-axis inspection voltage and a q-axis inspection voltage are generated by multiplying basic voltage string data in which a constant voltage pattern in a predetermined period is set by a modulation coefficient whose value changes at each predetermined period, and the d-axis inspection voltage is generated. Inspection voltage superimposing means for superimposing the d-axis inspection voltage on the feedback voltage and superimposing the q-axis inspection voltage on the q-axis feedback voltage;
The d-axis voltage applied to the d-axis armature in the previous control cycle in each control cycle when the d-axis inspection voltage and the q-axis inspection voltage are superimposed by the inspection voltage superimposing means. And the differential voltage of the d-axis feedback voltage in the current control cycle and the differential voltage of the q-axis feedback voltage in the current control cycle relative to the q-axis voltage applied to the q-axis armature in the previous control cycle as components. The direction of the voltage vector to be matched with the direction of the voltage vector having the difference voltage of the d-axis inspection voltage and the difference voltage of the q-axis inspection voltage from the previous control cycle in the current control cycle as components. Feedback voltage limiting means for limiting the d-axis feedback voltage and the q-axis feedback voltage;
When the d-axis inspection voltage and the q-axis inspection voltage are superimposed by the inspection voltage superimposing means, the d-axis actual current and the change amount of the q-axis actual current in the control cycle, and the basic voltage string data, An actual value (θ) and an estimated value (θ ^) of the rotor angle of the motor using the d-axis feedback voltage limited by the feedback voltage limiting means and the correction value of the modulation coefficient based on the q-axis feedback voltage. A reference for calculating a sine reference value corresponding to a double sine value of a phase difference (θ−θ ^) and a cosine reference value corresponding to a cosine value of a double angle of the phase difference (θ−θ ^) A value calculating means;
A control apparatus for a DC brushless motor, comprising: rotor angle detection means for detecting a rotor angle of the motor based on the sine reference value and the cosine reference value.

2. The DC brushless motor control device according to claim 1, wherein the basic voltage string data is set such that an average of output voltages in the voltage output pattern is zero.