JP4119184B2

JP4119184B2 - DC brushless motor rotor angle detector

Info

Publication number: JP4119184B2
Application number: JP2002204436A
Authority: JP
Inventors: 豊高橋; 信幸今井
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2002-07-12
Filing date: 2002-07-12
Publication date: 2008-07-16
Anticipated expiration: 2022-07-12
Also published as: JP2004048936A

Description

【発明の属する技術分野】
本発明は、突極型のＤＣブラシレスモータのロータ角度を検出するロータ角度検出装置に関する。
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。
本願発明者らも、先の出願（特願２００１−２８８３０３）において、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出するロータ角度検出装置を提案している。かかるロータ角度検出装置においては、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に印加する駆動電圧に高周波電圧を重畳したときに、該３相の電子機のうちの第１相に流れる電流の検出値及び第２相に流れる電流の検出値と、該高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、該モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。
そして、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いてＤＣブラシレスモータのロータ角度の推定値（θ^）と実際値（θ）との位相差（θ−θ^）を表す第１の位相差データを算出し、該第１の位相差データが表す該位相差（θ−θ^）に一定のオフセット値を加えた第２の位相差データが表す該位相差（θ−θ^）を解消するように構成したオブザーバを用いて前記ロータ角度を算出することによって、前記ロータ角度の検出誤差を減少させて前記ロータ角度の検出精度を高めている。
しかし、本願発明者らは、その後の検討により、上述したオブザーバにより前記モータのロータ角度を算出したときに、期待されるロータ角度の検出精度が得られない場合があることを知見した。
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記背景を鑑みてなされたものであり、位置検出センサを用いることなく、ロータ角度を精度良く検出することができるＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該３相の電機子のうちの第１相の電機子に流れる電流を検出する第１電流検出手段と、該３相の電機子のうちの第２相の電機子に流れる電流を検出する第２電流検出手段と、前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときに前記第１電流検出手段により検出される第１電流値及び前記第２電流検出手段により検出される第２電流値と、前記高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、前記モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値抽出手段と、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロータ角度の推定値（θ^）と実際値（θ）との位相差（θ−θ^）を表す第１の位相差データを算出し、該位相差データに所定のオフセット値を加えた第２の位相差データが表す前記位相差（θ−θ^）を解消するように構成したオブザーバにより、前記ロータ角度を算出するロータ角度算出手段とを備えたＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置の改良に関する。
上記目的を達成するために各種検討を重ねた結果、本願発明者らは、実際の前記ロータ角度の推定値（θ^）と実際値（θ）との位相差（実位相差）に対する、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて算出される前記第１の位相差データにより表される前記位相差（推定位相差）の乖離度合が、前記モータのロータ磁石の磁束密度の大きさに応じて変化することを知見した。なお、前記モータのロータ磁石の磁束密度は、主として該ロータ磁石の温度に応じて変化し、また、前記モータの個体ばらつきによってもロータ磁石の磁束密度が相違する。
そこで、本発明は、前記モータのロータ磁石の磁束密度を検出する磁束密度検出手段を備え、前記ロータ角度算出手段は、該磁束密度検出手段により検出された前記モータのロータ磁石の磁束密度に応じて、前記オフセット値を決定することを特徴とする。
かかる本発明によれば、前記磁束密度検出手段により検出された前記モータのロータ磁石の磁束密度に応じて、前記オフセット値を決定することにより、前記モータのロータ磁石の磁束密度の大きさに応じて変化する実際の前記ロータ角度の推定値（θ^）と実際値（θ）との位相差（実位相差）に対する、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて算出される前記第１の位相差データにより表される前記位相差（推定位相差）の乖離度合を減少させることができる。そのため、前記モータのロータ磁石の磁束密度の変化の影響を抑制して、前記ロータ角度算出手段による前記モータのロータ角度の検出精度を高めることができる。
また、前記参照値抽出手段は、次式（５）と（６）により前記正弦参照値と前記余弦参照値を抽出し、前記ロータ角度算出手段は、前記第１の位相差データとして次式（７）により算出したΔθ_１を用い、前記第２の位相差データとして次式（８）により算出したΔθ_２を用いたことを特徴とする。
【数５】

【数６】

【数７】

【数８】

但し、上記式（５）〜（８）において、Ｖｓ：前記正弦参照値、Ｖｃ：前記余弦参照値、Ｉｕ：前記第１電流値、Ｉｗ：前記第２電流値、ω：前記高周波電圧の角速度、Δθ_１：前記第１の位相差データ、Δθ_２：前記第２の位相差データ、offset：前記オフセット値。
かかる本発明によれば、前記参照値算出手段によって前記上記式（５），（６）により算出された前記正弦参照値（Ｖｓ）と前記余弦参照値（Ｖｃ）とを用いて、上記式（７），（８）により前記オブザーバの構成に必要となる前記第１の位相差データ（Δθ_１）と前記第２の位相差データ（Δθ_２）を算出することができる。
また、前記磁束密度検出手段は、前記モータを該モータのロータの磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、該ｑ軸電機子に第１の磁束検知電流を流したときに前記参照値抽出手段により抽出される前記正弦参照値と前記余弦参照値とに応じて所定の演算処理により算出された第１の磁束参照値と、該ｑ軸電機子に前記第１の磁束検知電流と逆向きの第２の磁束検知電流を流したときに前記参照値抽出手段により抽出される前記正弦参照値と前記余弦参照値とに応じて前記演算処理により算出された第２の磁束参照値との差に基づいて、前記モータのロータ磁石の磁束密度を検出することを特徴とする。
かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記第１の磁束参照値と前記第２の磁束参照値との差は、前記モータのロータ磁石の磁束密度が高いほど大きくなる。そのため、前記磁束密度検出手段は、前記第１の磁束参照値と前記第２の磁束参照値との差に基づいて、前記モータのロータ磁石の磁束密度を検出することができる。
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図１〜図６を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図、図３はoffset値を加えた位相差データを用いたときの効果を示したグラフ、図４はロータ磁石の磁束密度に応じてoffset値を決定した場合の効果を示したグラフ、図５及び図６はロータ磁石の磁束密度を検出する方法の説明図である。
図２に示したモータコントローラ１０は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
そして、モータコントローラ１０は、外部から与えられるｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）の指令値であるＩｄ＿ｃとｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）の指令値であるＩｑ＿ｃとが、実際にモータ１の３相の電機子に流れる電流の検出値から３相／ｄｑ変換により算出したｄ軸電流の検出値であるＩｄ＿ｓとｑ軸電流の検出値であるＩｑ＿ｓとに、それぞれ一致するように、モータ１の３相の電機子に印加する電圧を制御する。
モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子に印加する電圧（以下、ｄ軸電圧という）の指令値であるＶｄ＿ｃとｑ軸電機子に印加する電圧（以下、ｑ軸電圧という）の指令値であるＶｑ＿ｃとを、Ｕ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する電圧の指示値であるＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに変換するｄｑ／３相変換部２０、ｄｑ／３相変換部２０から出力されるＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに、それぞれ高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳する高周波重畳部２１（本発明の高周波重畳手段に相当する）、及び該高周波電圧が重畳されたＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに応じた電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷをモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加するパワードライブユニット２２（本発明の電圧印加手段に相当する）を備える。
さらに、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相（本発明の第１相に相当する）の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の第１電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相（本発明の第２相に相当する）の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の第２電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉｗ＿ｓとを用いてモータ１のロータ角度θ（図１参照）を検出する角度検出部２５、Ｉｕ＿ｓとＩｗ＿ｓとを用いてＩｄ＿ｓとＩｑ＿ｓとを算出する３相／ｄｑ変換部２６、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。
モータコントローラ１０は、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ＿ｃと検出値Ｉｄ＿ｓとを第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、Ｉｄ＿ｃとＩｄ＿ｓとの偏差に応じたｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃを生成する。
また、モータコントローラ１０は、同様にして、ｑ軸電流の指令値Ｉｑ＿ｃと検出値Ｉｑ＿ｓとを第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、Ｉｑ＿ｃとＩｑ＿ｓとの偏差に応じたｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃを生成する。
そして、モータコントローラ１０は、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃとｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃとをｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ＿ｃと検出値Ｉｄ＿ｓとの偏差、及びｑ軸電流の指令値Ｉｑ＿ｃと検出値Ｉｑ＿ｓとの偏差を解消するように、モータ１の電機子に３相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが印加され、モータ１の電機子に流れる電流が制御される。
ここで、３相／ｄｑ変換部２６は、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉｕ＿ｓと、Ｗ相電流センサ２４の検出電流値Ｉｗ＿ｓと、ロータ角度θとからｄ軸電流の検出値Ｉｄ＿ｓとｑ軸電流の検出値Ｉｑ＿ｓとを、以下の式（９）と式（１０）から算出するため、モータコントローラ１０はロータ角度θを検出する必要がある。
【数９】

【数１０】

そして、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、ｄｑ／３相変換部２０から出力されるＵ，Ｖ，Ｗ相に印加する電圧の指令値ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに対して、高周波重畳部２１から出力される高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ（以下の式（１１）で表される）をそれぞれ重畳することによってロータ角度θを検出する。
【数１１】

すなわち、第３加算器３４でＶＵ＿ｃにｖｕを加算し、第４加算器３５でＶＶ＿ｃにｖｖを加算し、第５加算器３６でＶＷ＿ｃにｖｗを加算する。そして、角度検出部２５は、高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳したときに、Ｕ相電流センサ２３により検出される電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４により検出される電流値Ｉｗ＿ｓとを用いて、ロータ角度θを検出する。
なお、角度検出部２５は、本発明の参照値抽出手段とロータ角度算出手段と磁束密度検出手段の機能を含み、角度検出部２５、パワードライブユニット２２、高周波重畳部２１、Ｕ相電流センサ２３、及びＷ相電流センサ２４により本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置が構成される。以下、高周波重畳部２１と角度検出部２５とによるロータ角度θの検出処理について説明する。
角度検出部２５は、上述した式（５）と式（６）のＩｕとＩｗに、Ｕ相電流センサ２３により検出された電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４により検出された電流値Ｉｗ＿ｓをそれぞれ代入し、式（５）と式（６）のωに高周波重畳部２１により重畳された高周波電圧ｖｕ,ｖｖ，ｖｗの角速度ωを代入して、以下の式（１２）と式（１３）により、ロータ角度θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとを算出する。
【数１２】

【数１３】

なお、式（１２）と式（１３）におけるωｔについてのｓｉｎ，ｃｏｓ成分が本発明の重畳した高周波電圧に応じた高周波成分に該当する。また、式（１２）と式（１３）における演算ゲインＫは、以下の式（１４）で示した形となる。
【数１４】

但し、ｌ：モータ１の各相の自己インダクタンスの直流分、Δｌ：ｌの変動分、ｍ：各相間の相互インダクタンスの直流分。
なお、上記式（１２）と式（１３）では、積分期間を０〜２π／ωとして、ＩｕとＩｗの直流成分（Ｉudc，Ｉwdc）に関する積分値が０になるようにしたが、ＩｕとＩｗが直流成分を含まず、以下の式（１５），（１６）の形で表される場合には、以下の式（１７），（１８）に示したように、積分期間を０〜π／ωとしても正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを算出することができる。
【数１５】

【数１６】

【数１７】

【数１８】

そして、以下の式（１９）の関係式から、ロータ角度の推定値θ^と実際値θとの位相差（θ−θ^）に応じた位相差データとして以下の式（２０）に示すΔθ_１（本発明の第１の位相差データに相当する）を算出し、該位相差（θ−θ^）を解消するように構成した以下の式（２１）で表されるオブザーバによりロータ角度を算出することによって、高周波成分の大きさ（√（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２））の変動に伴うゲインの変動を抑制してロータ角度算出の安定性を高めることができる。
【数１９】

【数２０】

【数２１】

但し、Ｋ１，Ｋ２：演算ゲイン。
また、角度検出部２５の演算能力が低く、上記式（２０）の平方根演算に要する時間が問題となる場合は、以下の式（２２）に示す近似を行ってもよい。
【数２２】

ここで、このように上記式（２０）又は式（２２）により算出した位相差データΔθ_１を用いて構成したオブザーバによりロータ角度を検出し、該ロータ角度に基づいてモータ１に印加する駆動電圧（ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ）を制御した場合、モータ１の出力トルクのボトム値が低下し、出力トルクの脈動が大きくなる場合がある。
そして、このように出力トルクの脈動が生じる原因は、ロータ角度の推定値θ^と実際値θとの実際の位相差（以下、実位相差という）と、上記式（２０）又は上記式（２２）により算出される位相差の推定値（以下、位相差推定値という）とが乖離することにあると考えられる。
図３（ａ）は、実位相差と推定位相差とが乖離する様子を示したグラフであり、縦軸を推定位相差、横軸を実位相差に設定している。実位相差と推定位相差との相関グラフが、図中Ｘで示した理想曲線である場合は、推定位相差を零とすることにより実位相差も零となるため、ロータ角度の検出誤差は生じない。
しかし、実際には、実位相差と推定位相差との相関グラフは、図中Ｙで示した態様となり、この場合には、推定位相差を零に収束させてもＥ_１分の誤差が生じる。そして、この誤差によりロータ角度の検出値が実際のロータ角度からずれ、これにより上述したモータ１の出力トルクの脈動が生じると考えられる。
そこで、以下の式（２３）に示すように、上記式（２０）により算出した位相差データΔθ_１にoffset値を加えた位相差データΔθ_２（本発明の第２の位相差データに相当する）を用いて構成したオブザーバによりロータ角度を検出し、強制的にロータ角度の検出値をずらすことによって、ロータ角度の検出誤差を減少させることができる。
【数２３】

図３（ａ）においては、offset値としてｏｆｂを加えており、この場合は、推定位相差を零に収束させたときの誤差がＥ_１からＥ_２に減少している。
しかし、図３（ａ）に示した推定位相差／実位相差の相関グラフＹは、図３（ｂ）に示したように、モータ１のロータ磁石の磁束密度に応じて変化する。すなわち、ロータ磁石の磁束密度が低くなると推定位相差／実位相差の相関グラフは図中上方（正方向）にシフトし（Ｙ→Ｙp）、また、ロータ磁石の磁束密度が高くなると推定位相差／実位相差の相関グラフは図中下方（負方向）にシフトする（Ｙ→Ｙm）。
そして、推定位相差／実位相差の相関グラフが正方向にシフトすると、推定位相差／実位相差の相関グラフＹmと推定位相差＝ｏｆｂのラインが交差しなくなって、ロータ角度の検出が不安定となり、モータ１の脱調が生じ易くなるという不都合がある。
一方、推定位相差／実位相差の相関グラフが負方向にシフトすると、推定位相差を零に収束させたときの誤差がＥ_２からＥ_２＋Ｅ_３に増大し、上述したモータ１の出力トルクの脈動が生じ易くなるという不都合がある。
そこで、角度検出部２５は、モータ１のロータ磁石の磁束密度を検出し、図４に示したように、該磁束密度が高くなって推定位相差／実位相差の相関グラフが負方向にシフトしたとき（Ｙ→Ｙm）は、それに応じてoffset値を大きく設定する（ｏｆｂ→ｏｆｍ）。
また、モータ１の磁石の磁束密度が低くなって推定位相差／実位相差の相関グラフが正方向にシフトしたとき（Ｙ→Ｙp）には、角度検出部２５は、それに応じてoffset値を小さく設定する（ｏｆｂ→ｏｆｐ）。
このように、ロータ磁石の磁束密度の大きさに応じてoffset値を設定することによって、ロータ磁石の磁束密度が変化した場合であっても、角度検出部２５は、ロータ角度の検出誤差が増大することを抑制してロータ角度を精度良く検出することができる。そして、これにより、モータ１の出力トルクの脈動が生じることを抑制することができる。
次に、角度検出部２５によるモータ１のロータ２の磁極の向きの検出方法と、モータ１のロータ磁石の磁束密度の検出方法について説明する。
モータ１のロータ２のギャップのインダクタンスはロータ角度の１／２の周期で変動するため、突極性のあるＤＣブラシレスモータの場合、電気角で０〜１８０°又は１８０〜３６０°の範囲での角度演算が可能である。そのため、０〜３６０°の範囲でロータ角度を検出するためには、ロータ２の磁極の向きを判別する必要がある。
この場合、ｑ軸電機子に電流（Ｉｑ）を流してｑ軸方向（ロータ２の磁石の磁束方向）に磁界を生じさせると、図４に示したように、該電流により生じる磁界（Ｂｓ）の向きとロータ磁石により生じる磁界（Ｂｍ）の向きが同一である飽和状態では、Δｌ（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の自己インダクタンスの直流分ｌの変動分）が大きくなり、トータルした磁界（Ｂｔ）の磁束密度が高くなる。
一方、ｑ軸電流子に流した電流により生じる磁界（Ｂｓ）の向きとロータ磁石により生じる磁界（Ｂｍ）の向きが異なる非飽和状態では、Δｌが小さくなり、トータルした磁界（Ｂｔ）の磁束密度が低くなる。
そのため、Δｌの値により変化する正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃ（上記式（１２），（１３）により算出される）から以下の式（２４）（本発明の所定の演算処理に相当する）により算出した磁束参照値Ａの値は、ロータ２が飽和状態にあるときと非飽和状態にあるときとで相違する。
【数２４】

そこで、角度検出部２５は、高周波重畳部２１により高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳すると共にｑ軸電機子に所定方向の第１の磁束検知電流を流した状態におけるＷ相電流センサ２４とＵ相電流センサ２３の検出電流値から、上記式（１２），（１３）により正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとを算出し、該正弦参照値Ｖｓと該余弦参照値Ｖｃから上記式（２４）により算出した磁束参照値Ａを第１の磁束参照値Ａ_１とする。
また、角度検出部２５は、高周波重畳部２１により高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳すると共にｑ軸電機子に前記第１の磁束検知電流と逆向きの第２の磁束検知電流を流した状態におけるＷ相電流センサ２４とＵ相電流センサ２３の検出電流値から、上記式（１２），（１３）により正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとを算出し、該正弦参照値Ｖｓと該余弦参照値Ｖｃから上記式（２４）により算出した磁束参照値Ａを第２の磁束参照値Ａ_２とする。
そして、前記第１の磁束参照値Ａ_１と前記第２の磁束参照値Ａ_２の差ΔＡ（ΔＡ＝Ａ_１−Ａ_２）は、図５（ａ），（ｂ）に示したように変化する。図６（ａ），（ｂ）は、モータ１のロータ角度を変更して算出した前記ΔＡの値をロータ角度の検出値Ｒと重ねてプロットしたグラフであり、ロータ角度が３６０°の時点と１８０°の時点でΔＡの符号が反転している。そのため、角度検出部２５は、ΔＡの符号からロータ２の磁極の向きを判別することができる。
また、モータ１のロータ磁石の磁束密度が高くなると、図６（ｂ）に示したように、ΔＡの振幅Ｗ２が大きくなる。そのため、角度検出部２５は、ΔＡの値からロータ磁石の磁束密度を検出することができる。そして、角度検出部２５は、このようにして検出したロータ磁石の磁束密度の大きさに応じて、上述したようにoffset値を決定する。
なお、本実施の形態では、ロータ角度検出部２５は、上述したようにｑ軸電機子に前記第１の磁束検知電流と前記第２の磁束検知電流とを流してロータ磁石の磁束密度を検出したが、ロータ磁石の磁束密度は主としてロータ磁石の温度に応じて変化する。そこで、本発明の磁束密度検出手段としてロータ磁石の温度を検出する温度センサを設け、該温度センサの検出温度に基づいてロータ磁石の磁束密度を検出するようにしてもよい。
また、モータ１の回転時に生じる誘起電圧はモータ１のロータ磁石の磁束密度に応じて変化する（回転数が同じであれば、ロータ磁石の磁束密度が高いほど発生する誘起電圧が高くなる）。そのため、本発明の磁束密度検出手段としてモータ１の誘起電圧を検出する電圧センサを設け、該電圧センサの検出電圧に基づいてロータ磁石の磁束密度を検出するようにしてもよい。
また、本実施の形態では、角度検出部２５は、前記式（１２），（１３）において、時間に応じて変化する高周波成分に対して積分演算を行うことにより、ロータ角度θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを算出したが、ローパスフィルタを施して正弦参照値と余弦参照値を出力するように処理してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構造図。
【図２】図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図。
【図３】offset値を加えた効果を示したグラフ。
【図４】ロータ磁石の磁束密度に応じてoffset値を決定した場合の効果を示すグラフ。
【図５】ロータ磁石の磁束密度を検出する方法の説明図。
【図６】ロータ磁石の磁束密度を検出する方法の説明図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…高周波重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a rotor angle detection device that detects a rotor angle of a salient pole type DC brushless motor.
[Prior art]
In order to obtain a desired torque by driving a DC brushless motor, it is necessary to apply a voltage to the armature at an appropriate phase corresponding to the electrical angle of the rotor having the magnetic pole (hereinafter referred to as the rotor angle). Various methods for detecting the rotor angle without using the position detection sensor have been proposed in order to reduce the cost of the DC brushless motor and the driving device by omitting the position detection sensor for detecting the rotor angle.
In the previous application (Japanese Patent Application No. 2001-288303), the present inventors have also proposed a rotor angle detection device that detects a rotor angle without using a position detection sensor. In such a rotor angle detection device, when a high frequency voltage is superimposed on a drive voltage applied to a three-phase armature of a salient pole type DC brushless motor, a current flowing in the first phase of the three-phase electronic machine And the detected value of the current flowing in the second phase and the high frequency component corresponding to the high frequency voltage, the sine reference value corresponding to the sine value of the double angle of the rotor angle of the motor and the double angle A cosine reference value corresponding to the cosine value is calculated.
A first position representing a phase difference (θ−θ ^) between the estimated value (θ ^) of the rotor angle of the DC brushless motor and the actual value (θ) using the sine reference value and the cosine reference value. Phase difference data is calculated, and the phase difference (θ−θ ^) represented by the second phase difference data obtained by adding a certain offset value to the phase difference (θ−θ ^) represented by the first phase difference data is calculated. By calculating the rotor angle using an observer configured to be eliminated, the detection error of the rotor angle is reduced and the detection accuracy of the rotor angle is increased.
However, the inventors of the present application have found from subsequent studies that when the rotor angle of the motor is calculated by the above-described observer, the detection accuracy of the expected rotor angle may not be obtained.
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been made in view of the above background, and an object of the present invention is to provide a rotor angle detection device for a DC brushless motor that can accurately detect a rotor angle without using a position detection sensor.
[Means for Solving the Problems]
The present invention has been made to achieve the above object, and includes a voltage applying means for applying a driving voltage to a three-phase armature of a salient pole type DC brushless motor, and a high frequency for superimposing a high frequency voltage on the driving voltage. Superimposing means, first current detecting means for detecting a current flowing through a first phase armature of the three-phase armatures, and a current flowing through a second phase armature of the three-phase armatures A second current detection means for detecting the first current value detected by the first current detection means and the second current detection means when the high frequency voltage is superimposed on the drive voltage by the high frequency superimposition means. Using the detected second current value and a high frequency component corresponding to the high frequency voltage, a sine reference value corresponding to a double sine value of the rotor angle of the motor and a cosine corresponding to the double cosine value Reference value extractor that extracts reference values And a first phase difference representing a phase difference (θ−θ ^) between an estimated value (θ ^) of the rotor angle of the motor and an actual value (θ) using the sine reference value and the cosine reference value. Data is calculated, and the rotor angle is calculated by an observer configured to eliminate the phase difference (θ−θ ^) represented by the second phase difference data obtained by adding a predetermined offset value to the phase difference data. The present invention relates to an improvement in a rotor angle detection device for a DC brushless motor including a rotor angle calculation means.
As a result of repeating various studies in order to achieve the above object, the inventors of the present application described above with respect to the phase difference (actual phase difference) between the actual estimated value (θ ^) of the rotor angle and the actual value (θ). The degree of deviation of the phase difference (estimated phase difference) represented by the first phase difference data calculated using the sine reference value and the cosine reference value is the magnitude of the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor. It was found that it changes depending on the situation. Note that the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor changes mainly according to the temperature of the rotor magnet, and the magnetic flux density of the rotor magnet is different due to individual variations of the motor.
Therefore, the present invention includes a magnetic flux density detecting means for detecting the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor, and the rotor angle calculating means corresponds to the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor detected by the magnetic flux density detecting means. Then, the offset value is determined.
According to the present invention, the offset value is determined according to the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor detected by the magnetic flux density detection means, so that the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor is determined. The sine reference value and the cosine reference value are calculated using the sine reference value and the cosine reference value for the phase difference (actual phase difference) between the estimated value (θ ^) of the actual rotor angle and the actual value (θ). The degree of divergence of the phase difference (estimated phase difference) represented by the phase difference data of 1 can be reduced. Therefore, the influence of the change in the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor can be suppressed, and the detection accuracy of the rotor angle of the motor by the rotor angle calculation means can be enhanced.
Further, the reference value extracting means extracts the sine reference value and the cosine reference value by the following expressions (5) and (6), and the rotor angle calculating means is the following expression (1) as the first phase difference data: The characteristic feature is that Δθ ₁ calculated by 7) is used, and Δθ ₂ calculated by the following equation (8) is used as the second phase difference data.
[Equation 5]

[Formula 6]

[Expression 7]

[Equation 8]

In the above formulas (5) to (8), Vs: sine reference value, Vc: cosine reference value, Iu: first current value, Iw: second current value, ω: angular velocity of the high-frequency voltage. , Δθ ₁ : the first phase difference data, Δθ ₂ : the second phase difference data, and offset: the offset value.
According to the present invention, using the sine reference value (Vs) and the cosine reference value (Vc) calculated by the reference value calculation means according to the expressions (5) and (6), According to 7) and (8), the first phase difference data (Δθ ₁ ) and the second phase difference data (Δθ ₂ ) necessary for the configuration of the observer can be calculated.
In addition, the magnetic flux density detecting means is equivalent to having a q-axis armature on the q-axis that is the magnetic flux direction of the rotor of the motor and a d-axis armature on the d-axis orthogonal to the q-axis. A predetermined calculation process according to the sine reference value and the cosine reference value extracted by the reference value extraction means when the first magnetic flux detection current is passed through the q-axis armature. The reference value extraction means extracts the first magnetic flux reference value calculated by the above-mentioned reference value and the second magnetic flux detection current in the opposite direction to the first magnetic flux detection current through the q-axis armature. The magnetic flux density of the rotor magnet of the motor is detected based on a difference between the second magnetic flux reference value calculated by the arithmetic processing according to the sine reference value and the cosine reference value.
According to the present invention, as will be described in detail later, the difference between the first magnetic flux reference value and the second magnetic flux reference value increases as the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor increases. Therefore, the magnetic flux density detection means can detect the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor based on the difference between the first magnetic flux reference value and the second magnetic flux reference value.
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An example of an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 is a block diagram of a DC brushless motor, FIG. 2 is a control block diagram of a motor controller that controls the operation of the DC brushless motor shown in FIG. 1, and FIG. 3 is an effect when using phase difference data with an offset value added. FIG. 4 is a graph showing the effect when the offset value is determined according to the magnetic flux density of the rotor magnet, and FIGS. 5 and 6 are explanatory diagrams of a method for detecting the magnetic flux density of the rotor magnet.
A motor controller 10 shown in FIG. 2 feedback-controls the current flowing through the

armatures

3, 4 and 5 of the salient pole type DC brushless motor 1 (hereinafter referred to as motor 1) shown in FIG. 1 is converted into an equivalent circuit by a dq coordinate system having a q-axis armature on the q-axis that is the magnetic flux direction of the field pole of the rotor 2 and a d-axis armature on the d-axis orthogonal to the q-axis. deal with.
The motor controller 10 then instructs Id_c, which is a command value of a current (hereinafter referred to as d-axis current) that flows to the d-axis armature, and a command of current (hereinafter referred to as q-axis current) that flows to the q-axis armature. The value Iq_c is the detected value of Id_s and the detected value of the q-axis current, which is the detected value of the d-axis current calculated by the three-phase / dq conversion from the detected value of the current flowing through the three-phase armature of the motor 1. The voltage applied to the three-phase armature of the motor 1 is controlled so as to coincide with Iq_s.
The motor controller 10 includes Vd_c which is a command value of a voltage applied to the d-axis armature (hereinafter referred to as d-axis voltage) and Vq_c which is a command value of a voltage applied to the q-axis armature (hereinafter referred to as q-axis voltage). Are converted into VU_c, VV_c, and VW_c, which are indication values of voltages applied to the U, V, and W three-phase armatures, and output from the dq / 3-phase converter 20 and the dq / 3-phase converter 20. High frequency superimposing unit 21 (corresponding to the high frequency superimposing means of the present invention) for superimposing high frequency voltages vu, vv, vw on VU_c, VV_c, VW_c, respectively, and VU_c, VV_c, VW_c on which the high frequency voltages are superimposed A power drive unit 22 (corresponding to the voltage applying means of the present invention) for applying voltages VU, VV, VW to the U, V, W armatures of the motor 1 is provided.
Further, the motor controller 10 is a U-phase current sensor 23 (corresponding to the first current detecting means of the present invention) that detects a current flowing through the armature of the U phase (corresponding to the first phase of the present invention) of the motor 1. , A W-phase current sensor 24 (corresponding to the second current detecting means of the present invention) for detecting a current flowing in the armature of the W phase (corresponding to the second phase of the present invention) of the motor 1, and a U-phase current sensor 23 Angle detection unit 25 that detects the rotor angle θ (see FIG. 1) of the motor 1 using the detected current value Iu_s and the detected current value Iw_s of the W-phase current sensor 24, and Id_s and Iq_s using Iu_s and Iw_s And a non-interference operation unit 27 that performs processing to cancel the influence of the speed electromotive force that interferes between the d-axis and the q-axis.
The motor controller 10 subtracts the command value Id_c of the d-axis current and the detected value Id_s by the first subtractor 28, and performs a PI (proportional integration) process on the subtraction result by the first PI calculation unit 29. A non-interference component is added by the adder 30 to generate a command value Vd_c for the d-axis voltage corresponding to the deviation between Id_c and Id_s.
Similarly, the motor controller 10 subtracts the q-axis current command value Iq_c and the detected value Iq_s by the second subtractor 31, and performs a PI process on the subtraction result by the second PI calculation unit 32. The second adder 33 adds the non-interference component to generate a q-axis voltage command value Vq_c corresponding to the deviation between Iq_c and Iq_s.
Then, the motor controller 10 inputs the d-axis voltage command value Vd_c and the q-axis voltage command value Vq_c to the dq / 3-phase conversion unit 20. Thus, the electric machine of the motor 1 is canceled via the power drive unit 22 so as to eliminate the deviation between the command value Id_c of the d-axis current and the detection value Id_s and the deviation between the command value Iq_c of the q-axis current and the detection value Iq_s. Three-phase voltages VU, VV, and VW are applied to the child, and the current flowing through the armature of the motor 1 is controlled.
Here, the three-phase / dq converter 26 detects the detected value Id_s and q of the d-axis current from the detected current value Iu_s of the U-phase current sensor 23, the detected current value Iw_s of the W-phase current sensor 24, and the rotor angle θ. In order to calculate the detected value Iq_s of the shaft current from the following equations (9) and (10), the motor controller 10 needs to detect the rotor angle θ.
[Equation 9]

[Expression 10]

And the motor controller 10 does not use position detection sensors, such as a resolver, with respect to the command value VU_c, VV_c, VW_c of the voltage applied to the U, V, W phase output from the dq / 3 phase converter 20. The rotor angle θ is detected by superimposing high-frequency voltages vu, vv, vw (represented by the following formula (11)) output from the high-frequency superimposing unit 21.
[Expression 11]

That is, the third adder 34 adds vu to VU_c, the fourth adder 35 adds vv to VV_c, and the fifth adder 36 adds vw to VW_c. The angle detection unit 25 uses the current value Iu_s detected by the U-phase current sensor 23 and the current value Iw_s detected by the W-phase current sensor 24 when the high-frequency voltages vu, vv, vw are superimposed. The rotor angle θ is detected.
The angle detection unit 25 includes functions of a reference value extraction unit, a rotor angle calculation unit, and a magnetic flux density detection unit of the present invention, and includes an angle detection unit 25, a power drive unit 22, a high frequency superimposing unit 21, a U-phase current sensor 23, The W-phase current sensor 24 constitutes a rotor angle detection device for a DC brushless motor according to the present invention. Hereinafter, the detection process of the rotor angle θ by the high frequency superimposing unit 21 and the angle detecting unit 25 will be described.
The angle detection unit 25 adds the current value Iu_s detected by the U-phase current sensor 23 and the current value Iw_s detected by the W-phase current sensor 24 to Iu and Iw of the above-described expressions (5) and (6), respectively. Substituting the angular velocities ω of the high-frequency voltages vu, vv, and vw superimposed by the high-frequency superposition unit 21 into ω in the equations (5) and (6), and using the following equations (12) and (13) Then, a sine reference value Vs and a cosine reference value Vc of a double angle of the rotor angle θ are calculated.
[Expression 12]

[Formula 13]

Note that the sin and cos components for ωt in the equations (12) and (13) correspond to the high frequency components corresponding to the superimposed high frequency voltage of the present invention. Further, the calculation gain K in the equations (12) and (13) takes the form shown by the following equation (14).
[Expression 14]

Where l: DC component of the self-inductance of each phase of the motor 1, Δl: variation component of l, m: DC component of mutual inductance between the phases.
In the above equations (12) and (13), the integration period is set to 0 to 2π / ω, and the integration value related to the DC components (Iudc, Iwdc) of Iu and Iw is set to 0, but Iu and Iw In the following formulas (15) and (16), the integration period is set to 0 to π /, as shown in the following formulas (17) and (18). The sine reference value Vs and the cosine reference value Vc can also be calculated as ω.
[Expression 15]

[Expression 16]

[Expression 17]

[Formula 18]

Then, from the relational expression of the following expression (19), Δθ shown in the following expression (20) is obtained as phase difference data corresponding to the phase difference (θ−θ ^) between the estimated value θ ^ of the rotor angle and the actual value θ. ₁ (corresponding to the first phase difference data of the present invention) is calculated, and the rotor angle is determined by an observer represented by the following formula (21) configured to eliminate the phase difference (θ−θ ^). By calculating, it is possible to suppress the gain variation accompanying the variation of the magnitude (√ (Vs ² + Vc ² )) of the high frequency component, and to improve the stability of the rotor angle calculation.
[Equation 19]

[Expression 20]

[Expression 21]

However, K1, K2: calculation gain.
Further, when the calculation capability of the angle detection unit 25 is low and the time required for the square root calculation of the above equation (20) becomes a problem, the approximation shown in the following equation (22) may be performed.
[Expression 22]

Here, the rotor voltage is detected by the observer configured using the phase difference data Δθ ₁ calculated by the equation (20) or the equation (22) as described above, and the drive voltage applied to the motor 1 based on the rotor angle. When (VU, VV, VW) is controlled, the bottom value of the output torque of the motor 1 may decrease and the pulsation of the output torque may increase.
The cause of the pulsation of the output torque in this way is the actual phase difference between the estimated value θ ^ of the rotor angle and the actual value θ (hereinafter referred to as the actual phase difference) and the above formula (20) or the above formula ( It is considered that there is a deviation from the estimated value of the phase difference (hereinafter referred to as the phase difference estimated value) calculated in (22).
FIG. 3A is a graph showing how the actual phase difference deviates from the estimated phase difference, where the vertical axis is set to the estimated phase difference and the horizontal axis is set to the actual phase difference. If the correlation graph between the actual phase difference and the estimated phase difference is the ideal curve indicated by X in the figure, the actual phase difference becomes zero by setting the estimated phase difference to zero, so the rotor angle detection error is Does not occur.
However, in practice, the correlation graph between the actual phase difference and the estimated phase difference is in the form indicated by Y in the figure. In this case, even if the estimated phase difference is converged to zero, an error of E ₁ occurs. . The detected value of the rotor angle deviates from the actual rotor angle due to this error, and this is considered to cause the pulsation of the output torque of the motor 1 described above.
Therefore, as shown in the following equation (23), the phase difference data Δθ ₂ obtained by adding the offset value to the phase difference data Δθ ₁ calculated by the above equation (20) (corresponding to the second phase difference data of the present invention). ) To detect the rotor angle and forcibly shift the detected value of the rotor angle, the rotor angle detection error can be reduced.
[Expression 23]

In FIG. 3A, ofb is added as an offset value. In this case, the error when the estimated phase difference is converged to zero is reduced from E ₁ to E ₂ .
However, the correlation graph Y of the estimated phase difference / actual phase difference shown in FIG. 3A changes according to the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor 1 as shown in FIG. That is, when the magnetic flux density of the rotor magnet decreases, the correlation graph of the estimated phase difference / actual phase difference shifts upward (positive direction) in the figure (Y → Yp), and when the magnetic flux density of the rotor magnet increases, the estimated phase difference / The correlation graph of the actual phase difference shifts downward (in the negative direction) in the figure (Y → Ym).
When the correlation graph of the estimated phase difference / actual phase difference shifts in the positive direction, the correlation graph Ym of the estimated phase difference / actual phase difference does not intersect the line of estimated phase difference = ofb, and the rotor angle cannot be detected. There is an inconvenience that the motor 1 becomes stable and the motor 1 is likely to step out.
On the other hand, when the correlation graph of the estimated phase difference / actual phase difference is shifted in the negative direction, error when converges the estimated phase difference to zero is increased from E ₂ to E _{2 +} E _3, the output torques of the motor 1 described above There is an inconvenience that the pulsation easily occurs.
Therefore, the angle detector 25 detects the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor 1, and as shown in FIG. 4, the magnetic flux density increases and the correlation graph of the estimated phase difference / actual phase difference shifts in the negative direction. When this occurs (Y → Ym), the offset value is set to be large (ofb → ofm) accordingly.
In addition, when the magnetic flux density of the magnet of the motor 1 is lowered and the correlation graph of the estimated phase difference / actual phase difference is shifted in the positive direction (Y → Yp), the angle detection unit 25 sets the offset value accordingly. Set smaller (ofb → ofp).
As described above, by setting the offset value according to the magnitude of the magnetic flux density of the rotor magnet, even if the magnetic flux density of the rotor magnet changes, the angle detection unit 25 increases the detection error of the rotor angle. Thus, the rotor angle can be detected with high accuracy. And thereby, it can suppress that the pulsation of the output torque of the motor 1 arises.
Next, a method for detecting the direction of the magnetic pole of the rotor 2 of the motor 1 by the angle detection unit 25 and a method for detecting the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor 1 will be described.
Since the inductance of the gap of the rotor 2 of the motor 1 fluctuates with a period of ½ of the rotor angle, in the case of a DC brushless motor with saliency, an electrical angle in the range of 0 to 180 ° or 180 to 360 ° Arithmetic is possible. Therefore, in order to detect the rotor angle in the range of 0 to 360 °, it is necessary to determine the direction of the magnetic poles of the rotor 2.
In this case, when a current (Iq) is passed through the q-axis armature to generate a magnetic field in the q-axis direction (the magnetic flux direction of the magnet of the rotor 2), the magnetic field (Bs) generated by the current as shown in FIG. In a saturation state where the direction of the magnetic field (Bm) generated by the rotor magnet is the same, Δl (the fluctuation of the direct current component l of the self-inductance of each phase of U, V, W) increases, and the total magnetic field ( The magnetic flux density of Bt) is increased.
On the other hand, in the non-saturated state where the direction of the magnetic field (Bs) generated by the current passed through the q-axis current element is different from the direction of the magnetic field (Bm) generated by the rotor magnet, Δl becomes small, and the magnetic flux density of the total magnetic field (Bt) Becomes lower.
Therefore, from the sine reference value Vs and the cosine reference value Vc (calculated by the above formulas (12) and (13)) that change depending on the value of Δl, the following formula (24) (corresponding to the predetermined calculation process of the present invention). The magnetic flux reference value A calculated by (1) differs between when the rotor 2 is in a saturated state and when it is in a non-saturated state.
[Expression 24]

Therefore, the angle detection unit 25 superimposes the high-frequency voltages vu, vv, and vw by the high-frequency superimposing unit 21 and uses the W-phase current sensor 24 and U in a state where the first magnetic flux detection current in a predetermined direction flows through the q-axis armature. The sine reference value Vs and the cosine reference value Vc are calculated from the detected current value of the phase current sensor 23 by the above equations (12) and (13), and the above equation (24) is calculated from the sine reference value Vs and the cosine reference value Vc. ) and the flux reference value a ₁ of the magnetic flux reference value a first calculated by.
In addition, the angle detection unit 25 superimposes the high-frequency voltages vu, vv, vw by the high-frequency superimposing unit 21 and causes a second magnetic flux detection current in a direction opposite to the first magnetic flux detection current to flow through the q-axis armature. The sine reference value Vs and the cosine reference value Vc are calculated from the detected current values of the W-phase current sensor 24 and the U-phase current sensor 23 in accordance with the above formulas (12) and (13), and the sine reference value Vs and the cosine. the flux reference value a calculated from the reference values Vc by the equation (24) and a second magnetic flux reference value a _2.
The difference ΔA (ΔA = A ₁ −A ₂ ) between the first magnetic flux reference value A ₁ and the second magnetic flux reference value A ₂ changes as shown in FIGS. 5 (a) and 5 (b). To do. FIGS. 6A and 6B are graphs in which the value of ΔA calculated by changing the rotor angle of the motor 1 is superimposed on the detected value R of the rotor angle and plotted when the rotor angle is 360 °. At 180 °, the sign of ΔA is inverted. Therefore, the angle detection unit 25 can determine the direction of the magnetic poles of the rotor 2 from the sign of ΔA.
Further, when the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor 1 is increased, the amplitude W2 of ΔA is increased as shown in FIG. 6B. Therefore, the angle detection unit 25 can detect the magnetic flux density of the rotor magnet from the value of ΔA. And the angle detection part 25 determines an offset value as mentioned above according to the magnitude | size of the magnetic flux density of the rotor magnet detected in this way.
In the present embodiment, the rotor angle detection unit 25 detects the magnetic flux density of the rotor magnet by passing the first magnetic flux detection current and the second magnetic flux detection current through the q-axis armature as described above. However, the magnetic flux density of the rotor magnet changes mainly according to the temperature of the rotor magnet. Therefore, a temperature sensor for detecting the temperature of the rotor magnet may be provided as the magnetic flux density detection means of the present invention, and the magnetic flux density of the rotor magnet may be detected based on the temperature detected by the temperature sensor.
In addition, the induced voltage generated when the motor 1 rotates changes according to the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor 1 (if the rotation speed is the same, the induced voltage generated increases as the magnetic flux density of the rotor magnet increases). Therefore, a voltage sensor that detects the induced voltage of the motor 1 may be provided as the magnetic flux density detection means of the present invention, and the magnetic flux density of the rotor magnet may be detected based on the detection voltage of the voltage sensor.
Further, in the present embodiment, the angle detection unit 25 performs integral calculation on the high-frequency component that changes according to time in the equations (12) and (13), thereby obtaining a double angle of the rotor angle θ. Although the sine reference value Vs and the cosine reference value Vc are calculated, a low pass filter may be applied to process the sine reference value and the cosine reference value.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a structural diagram of a DC brushless motor.
FIG. 2 is a control block diagram of a motor controller that controls the operation of the DC brushless motor shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a graph showing the effect of adding an offset value.
FIG. 4 is a graph showing the effect when the offset value is determined according to the magnetic flux density of the rotor magnet.
FIG. 5 is an explanatory diagram of a method for detecting the magnetic flux density of a rotor magnet.
FIG. 6 is an explanatory diagram of a method for detecting the magnetic flux density of a rotor magnet.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC brushless motor, 2 ... Rotor, 3 ... U-phase armature, 4 ... V-phase armature, 5 ... W-phase armature, 10 ... Motor controller, 20 ... dq / 3-phase converter, 21 ... High-frequency superposition unit, 22 ... Power drive unit, 23 ... U-phase current sensor, 24 ... W-phase current sensor, 25 ... Angle detection unit, 26 ... 3-phase / dq conversion unit, 27 ... Non-interference calculation unit

Claims

Voltage applying means for applying a driving voltage to a three-phase armature of a salient pole type DC brushless motor, high-frequency superimposing means for superposing a high-frequency voltage on the driving voltage, and a first phase of the three-phase armature First current detection means for detecting a current flowing through the armature of the first and second current detection means for detecting a current flowing through the armature of the second phase of the three-phase armature;
A first current value detected by the first current detecting means and a second current value detected by the second current detecting means when the high frequency voltage is superimposed on the drive voltage by the high frequency superimposing means; Reference value extraction means for extracting a sine reference value corresponding to a double sine value of a rotor angle of the motor and a cosine reference value corresponding to a cosine value of the double angle using a high frequency component corresponding to a high frequency voltage. When,
First phase difference data representing a phase difference (θ−θ ^) between an estimated value (θ ^) of the rotor angle of the motor and an actual value (θ) using the sine reference value and the cosine reference value. The rotor angle is calculated by an observer configured to eliminate the phase difference (θ−θ ^) represented by the second phase difference data obtained by adding a predetermined offset value to the first phase difference data. A rotor angle detection device for a DC brushless motor, comprising:
Magnetic flux density detection means for detecting the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor is provided, and the rotor angle calculation means calculates the offset value according to the magnetic flux density of the rotor magnet of the motor detected by the magnetic flux density detection means. A rotor angle detection device for a DC brushless motor, characterized in that it is determined.

The reference value extracting means extracts the sine reference value and the cosine reference value according to the following equations (1) and (2):
The rotor angle calculation means uses Δθ ₁ calculated by the following equation (3) as the first phase difference data, and Δθ ₂ calculated by the following equation (4) as the second phase difference data. The rotor angle detection device for a DC brushless motor according to claim 1.

In the above formulas (1) to (4), Vs: sine reference value, Vc: cosine reference value, Iu: first current value, Iw: second current value, ω: angular velocity of the high-frequency voltage. , Δθ ₁ : the first phase difference data, Δθ ₂ : the second phase difference data, and offset: the offset value.

The magnetic flux density detecting means is an equivalent circuit having a q-axis armature on the q-axis that is the magnetic flux direction of the rotor of the motor and a d-axis armature on the d-axis orthogonal to the q-axis. Calculated by a predetermined calculation process according to the sine reference value and the cosine reference value extracted by the reference value extraction means when the first magnetic flux detection current is passed through the q-axis armature. The first reference value of the magnetic flux and the sine reference extracted by the reference value extraction means when a second magnetic flux detection current having a direction opposite to the first magnetic flux detection current is passed through the q-axis armature. The magnetic flux density of the rotor magnet of the motor is detected based on a difference between the second magnetic flux reference value calculated by the calculation process according to the value and the cosine reference value. The rotor angle detection of the DC brushless motor according to claim 2. Apparatus.