JP2004207992A - 低反射損ｔ型アンテナ - Google Patents
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Abstract
【課題】広帯域で低反射損のＴ型アンテナを実現すること。
【解決手段】Ｔ型アンテナの水平導体を含む水平面より下方に水平導体と一定の間隔を置いて水平に走り、Ｔ型アンテナの垂直導体との間隔が所定の間隔となった位置から下方へ垂直に曲って地板に達する無給電Ｌ型素子を１個又は複数個設ける。このようにすることにより、無給電Ｌ型素子はＴ型アンテナからの誘導作用により電流が流れ、これからも空間へ放射するようになるので給電点への反射が少なくなる。
【選択図】 図１
【解決手段】Ｔ型アンテナの水平導体を含む水平面より下方に水平導体と一定の間隔を置いて水平に走り、Ｔ型アンテナの垂直導体との間隔が所定の間隔となった位置から下方へ垂直に曲って地板に達する無給電Ｌ型素子を１個又は複数個設ける。このようにすることにより、無給電Ｌ型素子はＴ型アンテナからの誘導作用により電流が流れ、これからも空間へ放射するようになるので給電点への反射が少なくなる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主として車両や航空機等の移動体通信に用いられるＴ型アンテナ技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
車両や航空機等の移動体は電気的には金属の塊であるため、これを地板と見做し、この地板上にＴ字状のアンテナを立て、垂直導体の地板側から給電するようにしている。
図１３は地板とＴ型アンテナを示す図である。Ｔ型アンテナの、水平指向性は、図１４の（ａ）に示すようにほぼ無指向性であり、垂直指向性は図１４の（ｂ）に示すように８字型特性をしている（例えば非特許文献１，２，３参照）。図中いずれも点Ｏはアンテナの位置である。
【０００３】
【非特許文献１】
コンスタンティーヌ・エー・バラニス(CONSTANTINE.A.BALANIS) 著，「アンテナセオリー アナリシス アンド デザイン（ANTENNA THEORY Analysis and Design)」,米国，ジョンウィリー アンド サンズ（JOHN WILEY & SONS)，１９８２年，ｐ．１０８−１０９
【非特許文献２】
ダヴィッド ケィ チエン（DAVID K,CHENG)著，「ファンダメンタルズ オブエンジニアリング エレクトロマグネティクス（Fundamentals of Engineering Electro magnetics) 」，１９９４年４月改版（Reprinted with correction April １９９４），米国，アディソン ウェズレィ パブリッシング カンパニー インク（ADDISON-WESLEY PUBLISHING COMPANY Inc.) ，１９９３年 ｐ．４３１
【非特許文献３】
電子通信学会編，「アンテナ工学ハンドブック」，第１版，オーム社，昭和５９年７月１０日，ｐ．５６−５８
【０００４】
図１５は図１３のＴ型アンテナの水平導体の長さを０．３λ０（但しλ０は設計上の中心周波数ｆ０における波長）とし垂直導体の高さを０．１λ０としたときの周波数対反射損失(Return loss) 特性（計算値）を示す図である（例えば非特許文献４参照）。
【０００５】
【非特許文献４】
西村 崇，他４名，「整合用無給電素子を用いた低姿勢化線状モノポールアンテナ」，電子情報通信学会２００２年通信ソサイエティ大会講演論文集１，電子情報通信学会，２００２年８月２０日，ｐ．１４３
【０００６】
横軸は周波数ｆを中心周波数ｆ０で除した正規化周波数である。従って１が中心周波数ｆ０となる。縦軸は、給電電力をＰｓ、反射電力をＰｒとしたとき数式１で表される反射損失である。
【０００７】
【数１】
反射損失＝１０ log１０（Ｐｒ／Ｐｓ）
【０００８】
図１５を参照すれば、正規化周波数が約０．９のところで谷がありその値は約−４ｄＢである。
−４ｄＢということは約４割ということである。即ち実際に空間へ放射される電力は給電した電力の６割程度ということになる。
正規化周波数が１のところでは約−３ｄＢとなり反射損失は更に増加し、約５割が反射され、実際に放射される電力は５割ということになる。正規化周波数が１．１になると反射は更に増えることになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来のＴ型アンテナは、インピーダンス整合が悪く給電反射が大きいので送信電力の効率が悪いという問題があった。
【００１０】
本発明の目的は、上記従来の問題点に鑑みて、インピーダンス整合の向上を図り、従来よりも送信電力効率のよいＴ型アンテナを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明は以下の手段構成を有する。
本発明の第１の手段構成は、地板に立設され垂直導体の地板側から給電されるＴ型アンテナ素子と、Ｔ型アンテナ素子の水平導体を含む水平面より下の空間で、前記垂直導体を含み前記水平導体に直角な垂直面で区画される２つの空間の一方の空間又は両方の空間内に、地板から垂直導体と平行に立つ縦導体と水平導体に平行な横導体とからなる無給電Ｌ型素子を１個以上有することを特徴とする低反射損Ｔ型アンテナである。
【００１２】
本発明の第２の手段構成は、地板に立設され垂直導体の地板側から給電されるＴ型アンテナ素子と、該Ｔ型アンテナ素子の垂直導体と水平導体との接続点から水平導体上いずれか一方へ間隔を置いた点と地板を垂直導体に平行に接続する短絡ピンと、Ｔ型アンテナ素子の水平導体を含む水平面より下の空間で、垂直導体を含み水平導体に直角な垂直面で区画された２つの空間のうち短絡ピンが存在しない方の第１空間と、短絡ピンが存在する方の第２空間の２つの空間の一方の空間又は両方の空間内に、地板から垂直導体と平行に立つ縦導体と水平導体に平行な横導体とからなる無給電Ｌ型素子を１個以上有することを特徴とする低反射損Ｔ型アンテナである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態は、Ｔ型アンテナの水平導体および垂直導体に所定の間隔ｈで沿い地板に接地される無給電Ｌ型素子を設けることにより、Ｔ型アンテナと無給電導体との間の誘導作用により、無給電導体にも放射電流を流すようにし、これからも空間へ放射させるようにすることにより、給電点への反射を少なくなるようにしたものである。そして反射が少なくなる態様は間隔ｈや、無給電素子の長さを変えることにより種々変化するので、その中から利用に最適な値を選択することになる。
【００１４】
本発明の第２の実施の形態は、第１の実施の形態のＴ型アンテナの垂直導体に間隔ｄで並行して水平導体と地板を結ぶ短絡ピンを設け、短絡ピン側の無給電Ｌ型素子の垂直部分はこの短絡ピンと間隔ｈを有するようにしたものである。
【００１５】
このように、Ｔ型アンテナに、垂直の導体が間隔ｄで２本（Ｔ型アンテナ素子の垂直導体と短絡ピン）あり、それぞれの共振周波数が異なることにより、反射の少ない周波数帯域が拡がることになる。
【００１６】
【実施例】
以下、本発明の低反射損Ｔ型アンテナの実施例を図面を参照して説明する。
図１は、本発明アンテナの第１の実施例の構成を示す図である。
Ｔ型アンテナ１の水平導体２は全長０．３λ０（λ０はＴ型モノポールアンテナの共振周波数ｆ０における波長）であり、その中央部と垂直導体３が接続されており、垂直導体３の高さは０．１λ０である。垂直導体３の地板５側に給電部６が設けられている。無給電Ｌ型素子４は、水平導体２から間隔ｈ、垂直導体３からも間隔ｈのＬ型をしており、垂直部分の下端はそのまま地板５に接続され、無給電である。
【００１７】
このような無給電Ｌ型素子４が垂直導体３に関して線対称に２個設けられている。
この実施例アンテナについて、間隔ｈを０．０１λ０に固定して、無給電Ｌ型素子４の長さＬをパラメータとして、反射損失の周波数特性をシミュレーションすると図２のようになる。
【００１８】
この図でみると、Ｌ＝０．１９λ０、０．２３λ０、０．２６λ０のいずれの場合においても、Ｔ型アンテナ単独の場合よりも反射損失の少ない周波数帯域があり、Ｌ型無給電素子を取り付けることによってＴ型アンテナ１のみの場合よりも反射が減少することを示している。なお、図２ではＬ＝０．２３λ０のときが最も反射が少なくインピーダンス整合がよくとれていることを示している。
【００１９】
図３の（ａ）は、図１のアンテナにおいて、Ｌ＝０．２３λ０に固定して間隔ｈをパラメータとして図の（ｂ）のように種々の値をとったときの周波数対反射損失特性をシミュレーションしたものである。（ａ）を見ると間隔ｈが０．０７λ０、０．０５λ０、０．０３λ０と小さくなるにつれ共振周波数が低くなっていくことが分かる。ｈ＝０．０１λ０の場合、最少反射損失の値はｈ＝０．０３λ０の場合とほぼ同じであるが、共振周波数は、中心周波数ｆ０より少し低くなるとともに特性曲線が左右対称に近い形となっていることが分かる。
【００２０】
なお、この例では間隔ｈを大きくしていくと、図の（ｂ）から分かるように、アンテナの幅がＴ型アンテナの幅よりも大きくなってしまう。
そこで、無給電Ｌ型素子４の端部とＴ型アンテナ１の水平導体２の端部と揃えるという条件を入れて、間隔ｈをパラメータとしたのが図４である。
【００２１】
図４は、（ｂ）に示すように、無給電Ｌ型素子４の左右の両端が、Ｔ型アンテナ１の水平導体２の左右両端と長さが揃うようにしつつ間隔ｈを変化させて、それぞれのｈの値のときの周波数対反射損失特性をシミュレーションした結果が（ａ）のグラフである。
この図からｈ＝０．０２λ０（このときＬは０．２１λ０となる）のとき反射損失が最も少なくなる曲線が得られている。ｈ＝０．０２λ０のときの曲線において、反射損失が−１０ｄＢ（ＳＷＲ＝２に相当）の周波数帯域幅を中心周波数で除した比帯域は約７％である。なお、（ａ）の曲線群中 ｈ＝０．０１λ０の曲線は図２におけるＬ＝０．２３λ０のときの曲線および図３の（ａ）におけるｈ＝０．０１λ０のときの曲線と同じである。なぜなら、ｈ＝０．０１λ０、Ｌ＝０．２３λ０としたときが水平導体２と無給電Ｌ型素子４の両端が揃う寸法だからである。
【００２２】
その他、ｈが０．０３λ０、０．０４λ０と大きくなるにつれＬが短くなり、反射損失が大きくなり、共振周波数が高くなる。
なお、間隔ｈが変わっても、反射損失が変わらない点、即ち各曲線がほぼ１点で交わっている点が、正規化周波数の０．８６の辺りに現れている。
【００２３】
以上、見て来たように、Ｔ型アンテナに図１のような無給電Ｌ型素子を沿うように設けることにより、反射損失を大幅に減少させることができる。
【００２４】
図５の（ａ）は、図１のアンテナに対し、更に短絡ピン７を設けた例である。この短絡ピン７は垂直導体３と間隔ｄを置いて水平導体２と地板５を短絡する直線導体である。第１の無給電Ｌ型素子８は、この短絡ピン７から間隔ｈ、水平導体２から間隔ｈを置いて設けられる。第２の無給電Ｌ型素子９は図１の場合と同様に、垂直導体３と水平導体２とからそれぞれ間隔ｈを置いて設けられている。
【００２５】
このように、Ｔ型アンテナの垂直導体の脇に短絡ピンを設けることにより、共振点が２点現れる。この共振点を接近させることにより、共振点が１つしかない場合よりも反射損失の少ない周波数帯域幅を拡げることができる。
そして、この共振点の移動は間隔ｈを変えることにより行うことができる。
【００２６】
図５の（ｂ）はこの様子を示している。
図５の（ｂ）は、（ａ）において、ｄ＝０．０１λ０に固定し、第１の無給電Ｌ型素子８と第２の無給電Ｌ型素子９の端部が水平導体２の両端と揃う状態を維持させつつ、間隔ｈを変えて行った場合の周波数対反射損失特性をシミュレートしたものである。
まず、図中、「短絡なしｈ＝０．０２λ０」の曲線（破線）は短絡ピンが無い場合であって、図４のｈ＝０．０２λ０の場合の曲線（破線）と同じで共振点は１つである。
【００２７】
これに対して、短絡ピン７が設けられると図４で各曲線がほぼ１点で交差している、正規化周波数０．８６の辺りにもう１つの共振点が現れてくる。即ち、ｈ＝０．０３λ０の曲線（１点鎖線）では正規化周波数が０．８６と１．２８の２箇所で共振点が現れており、次にｈ＝０．０２λ０に狭くした曲線（２点鎖線）では共振点が正規化周波数０．８６と１．１６に近づいており、更に、ｈ＝０．０１λ０に小さくすると実線曲線のようになる。
【００２８】
この実線曲線は、短絡なしｈ＝０．０２λ０の曲線（破線）に較べて、曲線の谷の所での反射損失は約２．５ｄＢ程上っているが、−１０ｄＢにおける比帯域は約１５％であり、短絡なしｈ＝０．０２λ０の曲線（破線）の場合の７％（図４参照）に較べて２倍以上に拡がっていることが分かる。
このように、図１のアンテナに対して、図５のように短絡ピン７を付加することにより、反射損失の低い帯域幅を拡げることができる。
【００２９】
次に、試作実測例を示す。
図６は、図５の（ａ）において、各導体の半径を０．５mmとし、
ｈ＝ｄ＝０．０１λ０（ｆ０が１ＧＨｚの波長）としたアンテナを０．８λ０四方の正方形の地板導体上に置いた場合の周波数対反射損失特性の計算値曲線（破線）と実測値曲線（実線）の比較図である。破線曲線は図５の（ｂ）の実線曲線と同じである。図６の両曲線を比較すれば、計算値曲線の谷が１つであるのに対し、実測値曲線が谷が２つで、反射損失が大きい部分があるが、その分、−１０ｄＢラインにおける比帯域は約１６％であり、計算値の場合の１５％（図５の（ｂ）参照）よりやや広くなっている。
【００３０】
また、−１０ｄＢ帯域幅の中心周波数ｆｃは計算値が０．９５６ｆ０であり、実測値が０．９６２ｆ０である。
これらの結果を見ると、計算値と実測値とは実用上よく合致していると言える。
【００３１】
次に、このアンテナの指向性を図７に示す。
図７の（ａ）は、図５の（ａ）に示した直交座標におけるＸ−Ｙ平面（水平面）指向性である。主偏波は実測値も計算値も共に殆ど完全に近い無指向性である。（ｂ）は、垂直面のうちのＺ−Ｙ平面における指向性であり、主偏波実測値は有限大寸法を有する地板も用いているため計算値とはずれているが、従来のＴ型アンテナと同様のλ／４モノポールアンテナと同様な指向性を示している。（ｃ）は、垂直面のうちＺ−Ｘ平面における指向性であり、主偏波実測値は有限大寸法を有する地板を用いているため計算値とずれているが、従来のＴ型アンテナと同様のλ／４モノポールアンテナと同様な指向性を示している。
【００３２】
図８は、短絡ピン付きのＴ型アンテナ素子の垂直導体に対し短絡ピンとは反対側の方に無給電Ｌ型素子を２個配設した例である。図８の（ａ）はＴ型アンテナ素子１がＴ字状に見える正面図、（ｂ）は上から見下ろした上面図、（ｃ）は右側面から見た側面図である。
【００３３】
この例は、Ｔ型アンテナ素子１の垂直導体３の一方の側の空間（図の（ａ），（ｂ）では左側）に２個の無給電Ｌ型素子を２個、水平導体２と垂直導体３を含む垂直面の両側に対称に配置したものである。各部分の寸法の単位はミリメートル（mm）である。
【００３４】
水平導体２の片側の長さ４５mmは、周波数１ＧＨｚの波長λ０（＝３００mm）に対し、０．１５λ０であり、垂直導体３の長さ３０mmは０．１λ０になり図１のＴ型アンテナ素子１のサイズと同様になる。なお、各導体の直径は１mmである。
【００３５】
図９は、図８のアンテナについての周波数対反射損失特性の計算値曲線と実測値曲線を示したものである。実験では地板として２５０×２５０mm２の有限地板を用いた。
図９において、計算値曲線の比帯域（−１０ｄＢ幅）は２４．５％、実測値の比帯域は２３．５％であり、図５の構成の場合より更に拡がっている。
【００３６】
図１０は、図８のアンテナの、３つの周波数、０．９８６ＧＨｚ、１．１２４ＧＨｚ、１．２６２ＧＨｚにおける水平面（Ｘ−Ｙ面）指向特性である。ほぼ完全に近い無指向性が得られている。
【００３７】
図１１は、図８のアンテナの、上記３つの周波数におけるＹＺ平面における指向特性であり、図１２はＺＸ平面指向特性であり、いずれも、従来のＴ型アンテナと同様のλ／４モノポールアンテナと同様な指向性を示している。
【００３８】
以上より、本発明の低反射損Ｔ型アンテナは従来のＴ型アンテナの指向性を損なうことなく、反射損失特性が改善されていることが分かる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の低反射損Ｔ型アンテナは、従来のＴ型アンテナの垂直導体および水平導体に間隔を置いて沿うように無給電Ｌ型素子を設け地板に接続するようにしたので、Ｔ型アンテナからの誘導作用により無給電素子にも電流が流れ、これからも空間への放射が行われ、給電点への反射が少なくなるという利点がある。
【００４０】
更に、垂直導体と平行に水平導体と地板とを短絡する短絡ピンを設けたので、垂直導体の共振点と短絡ピンの共振点が異なることにより、反射が少なくなる周波数帯域幅が広くなるという利点がある。その結果、従来より広い周波数範囲に渡って送信電力効率がよくなるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の構成のアンテナの基本構造を示す図である。
【図２】図１のアンテナにおいて間隔ｈを０．０１λ０として、無給電Ｌ型素子の長さＬをパラメータとした周波数対反射損失特性をシミュレートした図である。
【図３】図１のアンテナにおいて、無給電Ｌ型素子の長さＬを０．２３λ０として、間隔ｈをパラメータとした周波数対反射損失特性をシミュレートした図である。
【図４】図１のアンテナにおいて、無給電Ｌ型素子の左右の両端がＴ型アンテナ１の水平導体の左右両端と先端が揃うようにしつつ、間隔ｈをパラメータとした周波数対反射損失特性をシミュレートした図である。
【図５】図１のアンテナに対し、更に短絡ピン７を設けたアンテナ構造と、その構造においてｄ＝０．０１λ０として、無給電Ｌ型素子の両端と水平導体の両端が揃うようにしつつ、間隔ｈをパラメータとした場合の周波数対反射損失特性をシミュレートした図である。
【図６】図５の（ａ）のアンテナ構成において、各導体の半径を０．５mmとし、ｈ＝ｄ＝０．０１λ０としたアンテナを０．８λ０四方の正方形の地板導体上に置いた場合の周波数対反射損失特性の計算値曲線と実測値曲線を示したものである。
【図７】図５の（ａ）のアンテナの水平面指向性および垂直面（Ｚ−Ｙ面およびＺ−Ｘ面）指向性を示す図である。
【図８】本発明の実施例で、短絡ピン付きのＴ型アンテナ素子の垂直導体に対し短絡ピンとは反対側の方に無給電Ｌ型素子を２個配設した例の構成図である。
【図９】図８のアンテナについての周波数対反射損失特性の計算値曲線と実測値曲線を示したものである。
【図１０】図８のアンテナの、３つの周波数における水平面（ＸＹ面）指向特性図である。
【図１１】図８のアンテナの、３つの周波数におけるＹＺ平面指向特性図である。
【図１２】図８のアンテナの、３つの周波数におけるＺＸ平面指向特性図である。
【図１３】地板上に設けられた従来のＴ型アンテナの構成図である。
【図１４】図１３のＴ型アンテナの水平指向性および垂直指向性を示す図である。
【図１５】図１３のＴ型アンテナの周波数対反射損失特性を示す図である。
【符号の説明】
１ Ｔ型アンテナ
２ 水平導体
３ 垂直導体
４ 無給電Ｌ型素子
５ 地板
６ 給電部
７ 短絡ピン
８ 第１の無給電Ｌ型素子
９ 第２の無給電Ｌ型素子
【発明の属する技術分野】
本発明は、主として車両や航空機等の移動体通信に用いられるＴ型アンテナ技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
車両や航空機等の移動体は電気的には金属の塊であるため、これを地板と見做し、この地板上にＴ字状のアンテナを立て、垂直導体の地板側から給電するようにしている。
図１３は地板とＴ型アンテナを示す図である。Ｔ型アンテナの、水平指向性は、図１４の（ａ）に示すようにほぼ無指向性であり、垂直指向性は図１４の（ｂ）に示すように８字型特性をしている（例えば非特許文献１，２，３参照）。図中いずれも点Ｏはアンテナの位置である。
【０００３】
【非特許文献１】
コンスタンティーヌ・エー・バラニス(CONSTANTINE.A.BALANIS) 著，「アンテナセオリー アナリシス アンド デザイン（ANTENNA THEORY Analysis and Design)」,米国，ジョンウィリー アンド サンズ（JOHN WILEY & SONS)，１９８２年，ｐ．１０８−１０９
【非特許文献２】
ダヴィッド ケィ チエン（DAVID K,CHENG)著，「ファンダメンタルズ オブエンジニアリング エレクトロマグネティクス（Fundamentals of Engineering Electro magnetics) 」，１９９４年４月改版（Reprinted with correction April １９９４），米国，アディソン ウェズレィ パブリッシング カンパニー インク（ADDISON-WESLEY PUBLISHING COMPANY Inc.) ，１９９３年 ｐ．４３１
【非特許文献３】
電子通信学会編，「アンテナ工学ハンドブック」，第１版，オーム社，昭和５９年７月１０日，ｐ．５６−５８
【０００４】
図１５は図１３のＴ型アンテナの水平導体の長さを０．３λ０（但しλ０は設計上の中心周波数ｆ０における波長）とし垂直導体の高さを０．１λ０としたときの周波数対反射損失(Return loss) 特性（計算値）を示す図である（例えば非特許文献４参照）。
【０００５】
【非特許文献４】
西村 崇，他４名，「整合用無給電素子を用いた低姿勢化線状モノポールアンテナ」，電子情報通信学会２００２年通信ソサイエティ大会講演論文集１，電子情報通信学会，２００２年８月２０日，ｐ．１４３
【０００６】
横軸は周波数ｆを中心周波数ｆ０で除した正規化周波数である。従って１が中心周波数ｆ０となる。縦軸は、給電電力をＰｓ、反射電力をＰｒとしたとき数式１で表される反射損失である。
【０００７】
【数１】
反射損失＝１０ log１０（Ｐｒ／Ｐｓ）
【０００８】
図１５を参照すれば、正規化周波数が約０．９のところで谷がありその値は約−４ｄＢである。
−４ｄＢということは約４割ということである。即ち実際に空間へ放射される電力は給電した電力の６割程度ということになる。
正規化周波数が１のところでは約−３ｄＢとなり反射損失は更に増加し、約５割が反射され、実際に放射される電力は５割ということになる。正規化周波数が１．１になると反射は更に増えることになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来のＴ型アンテナは、インピーダンス整合が悪く給電反射が大きいので送信電力の効率が悪いという問題があった。
【００１０】
本発明の目的は、上記従来の問題点に鑑みて、インピーダンス整合の向上を図り、従来よりも送信電力効率のよいＴ型アンテナを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明は以下の手段構成を有する。
本発明の第１の手段構成は、地板に立設され垂直導体の地板側から給電されるＴ型アンテナ素子と、Ｔ型アンテナ素子の水平導体を含む水平面より下の空間で、前記垂直導体を含み前記水平導体に直角な垂直面で区画される２つの空間の一方の空間又は両方の空間内に、地板から垂直導体と平行に立つ縦導体と水平導体に平行な横導体とからなる無給電Ｌ型素子を１個以上有することを特徴とする低反射損Ｔ型アンテナである。
【００１２】
本発明の第２の手段構成は、地板に立設され垂直導体の地板側から給電されるＴ型アンテナ素子と、該Ｔ型アンテナ素子の垂直導体と水平導体との接続点から水平導体上いずれか一方へ間隔を置いた点と地板を垂直導体に平行に接続する短絡ピンと、Ｔ型アンテナ素子の水平導体を含む水平面より下の空間で、垂直導体を含み水平導体に直角な垂直面で区画された２つの空間のうち短絡ピンが存在しない方の第１空間と、短絡ピンが存在する方の第２空間の２つの空間の一方の空間又は両方の空間内に、地板から垂直導体と平行に立つ縦導体と水平導体に平行な横導体とからなる無給電Ｌ型素子を１個以上有することを特徴とする低反射損Ｔ型アンテナである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態は、Ｔ型アンテナの水平導体および垂直導体に所定の間隔ｈで沿い地板に接地される無給電Ｌ型素子を設けることにより、Ｔ型アンテナと無給電導体との間の誘導作用により、無給電導体にも放射電流を流すようにし、これからも空間へ放射させるようにすることにより、給電点への反射を少なくなるようにしたものである。そして反射が少なくなる態様は間隔ｈや、無給電素子の長さを変えることにより種々変化するので、その中から利用に最適な値を選択することになる。
【００１４】
本発明の第２の実施の形態は、第１の実施の形態のＴ型アンテナの垂直導体に間隔ｄで並行して水平導体と地板を結ぶ短絡ピンを設け、短絡ピン側の無給電Ｌ型素子の垂直部分はこの短絡ピンと間隔ｈを有するようにしたものである。
【００１５】
このように、Ｔ型アンテナに、垂直の導体が間隔ｄで２本（Ｔ型アンテナ素子の垂直導体と短絡ピン）あり、それぞれの共振周波数が異なることにより、反射の少ない周波数帯域が拡がることになる。
【００１６】
【実施例】
以下、本発明の低反射損Ｔ型アンテナの実施例を図面を参照して説明する。
図１は、本発明アンテナの第１の実施例の構成を示す図である。
Ｔ型アンテナ１の水平導体２は全長０．３λ０（λ０はＴ型モノポールアンテナの共振周波数ｆ０における波長）であり、その中央部と垂直導体３が接続されており、垂直導体３の高さは０．１λ０である。垂直導体３の地板５側に給電部６が設けられている。無給電Ｌ型素子４は、水平導体２から間隔ｈ、垂直導体３からも間隔ｈのＬ型をしており、垂直部分の下端はそのまま地板５に接続され、無給電である。
【００１７】
このような無給電Ｌ型素子４が垂直導体３に関して線対称に２個設けられている。
この実施例アンテナについて、間隔ｈを０．０１λ０に固定して、無給電Ｌ型素子４の長さＬをパラメータとして、反射損失の周波数特性をシミュレーションすると図２のようになる。
【００１８】
この図でみると、Ｌ＝０．１９λ０、０．２３λ０、０．２６λ０のいずれの場合においても、Ｔ型アンテナ単独の場合よりも反射損失の少ない周波数帯域があり、Ｌ型無給電素子を取り付けることによってＴ型アンテナ１のみの場合よりも反射が減少することを示している。なお、図２ではＬ＝０．２３λ０のときが最も反射が少なくインピーダンス整合がよくとれていることを示している。
【００１９】
図３の（ａ）は、図１のアンテナにおいて、Ｌ＝０．２３λ０に固定して間隔ｈをパラメータとして図の（ｂ）のように種々の値をとったときの周波数対反射損失特性をシミュレーションしたものである。（ａ）を見ると間隔ｈが０．０７λ０、０．０５λ０、０．０３λ０と小さくなるにつれ共振周波数が低くなっていくことが分かる。ｈ＝０．０１λ０の場合、最少反射損失の値はｈ＝０．０３λ０の場合とほぼ同じであるが、共振周波数は、中心周波数ｆ０より少し低くなるとともに特性曲線が左右対称に近い形となっていることが分かる。
【００２０】
なお、この例では間隔ｈを大きくしていくと、図の（ｂ）から分かるように、アンテナの幅がＴ型アンテナの幅よりも大きくなってしまう。
そこで、無給電Ｌ型素子４の端部とＴ型アンテナ１の水平導体２の端部と揃えるという条件を入れて、間隔ｈをパラメータとしたのが図４である。
【００２１】
図４は、（ｂ）に示すように、無給電Ｌ型素子４の左右の両端が、Ｔ型アンテナ１の水平導体２の左右両端と長さが揃うようにしつつ間隔ｈを変化させて、それぞれのｈの値のときの周波数対反射損失特性をシミュレーションした結果が（ａ）のグラフである。
この図からｈ＝０．０２λ０（このときＬは０．２１λ０となる）のとき反射損失が最も少なくなる曲線が得られている。ｈ＝０．０２λ０のときの曲線において、反射損失が−１０ｄＢ（ＳＷＲ＝２に相当）の周波数帯域幅を中心周波数で除した比帯域は約７％である。なお、（ａ）の曲線群中 ｈ＝０．０１λ０の曲線は図２におけるＬ＝０．２３λ０のときの曲線および図３の（ａ）におけるｈ＝０．０１λ０のときの曲線と同じである。なぜなら、ｈ＝０．０１λ０、Ｌ＝０．２３λ０としたときが水平導体２と無給電Ｌ型素子４の両端が揃う寸法だからである。
【００２２】
その他、ｈが０．０３λ０、０．０４λ０と大きくなるにつれＬが短くなり、反射損失が大きくなり、共振周波数が高くなる。
なお、間隔ｈが変わっても、反射損失が変わらない点、即ち各曲線がほぼ１点で交わっている点が、正規化周波数の０．８６の辺りに現れている。
【００２３】
以上、見て来たように、Ｔ型アンテナに図１のような無給電Ｌ型素子を沿うように設けることにより、反射損失を大幅に減少させることができる。
【００２４】
図５の（ａ）は、図１のアンテナに対し、更に短絡ピン７を設けた例である。この短絡ピン７は垂直導体３と間隔ｄを置いて水平導体２と地板５を短絡する直線導体である。第１の無給電Ｌ型素子８は、この短絡ピン７から間隔ｈ、水平導体２から間隔ｈを置いて設けられる。第２の無給電Ｌ型素子９は図１の場合と同様に、垂直導体３と水平導体２とからそれぞれ間隔ｈを置いて設けられている。
【００２５】
このように、Ｔ型アンテナの垂直導体の脇に短絡ピンを設けることにより、共振点が２点現れる。この共振点を接近させることにより、共振点が１つしかない場合よりも反射損失の少ない周波数帯域幅を拡げることができる。
そして、この共振点の移動は間隔ｈを変えることにより行うことができる。
【００２６】
図５の（ｂ）はこの様子を示している。
図５の（ｂ）は、（ａ）において、ｄ＝０．０１λ０に固定し、第１の無給電Ｌ型素子８と第２の無給電Ｌ型素子９の端部が水平導体２の両端と揃う状態を維持させつつ、間隔ｈを変えて行った場合の周波数対反射損失特性をシミュレートしたものである。
まず、図中、「短絡なしｈ＝０．０２λ０」の曲線（破線）は短絡ピンが無い場合であって、図４のｈ＝０．０２λ０の場合の曲線（破線）と同じで共振点は１つである。
【００２７】
これに対して、短絡ピン７が設けられると図４で各曲線がほぼ１点で交差している、正規化周波数０．８６の辺りにもう１つの共振点が現れてくる。即ち、ｈ＝０．０３λ０の曲線（１点鎖線）では正規化周波数が０．８６と１．２８の２箇所で共振点が現れており、次にｈ＝０．０２λ０に狭くした曲線（２点鎖線）では共振点が正規化周波数０．８６と１．１６に近づいており、更に、ｈ＝０．０１λ０に小さくすると実線曲線のようになる。
【００２８】
この実線曲線は、短絡なしｈ＝０．０２λ０の曲線（破線）に較べて、曲線の谷の所での反射損失は約２．５ｄＢ程上っているが、−１０ｄＢにおける比帯域は約１５％であり、短絡なしｈ＝０．０２λ０の曲線（破線）の場合の７％（図４参照）に較べて２倍以上に拡がっていることが分かる。
このように、図１のアンテナに対して、図５のように短絡ピン７を付加することにより、反射損失の低い帯域幅を拡げることができる。
【００２９】
次に、試作実測例を示す。
図６は、図５の（ａ）において、各導体の半径を０．５mmとし、
ｈ＝ｄ＝０．０１λ０（ｆ０が１ＧＨｚの波長）としたアンテナを０．８λ０四方の正方形の地板導体上に置いた場合の周波数対反射損失特性の計算値曲線（破線）と実測値曲線（実線）の比較図である。破線曲線は図５の（ｂ）の実線曲線と同じである。図６の両曲線を比較すれば、計算値曲線の谷が１つであるのに対し、実測値曲線が谷が２つで、反射損失が大きい部分があるが、その分、−１０ｄＢラインにおける比帯域は約１６％であり、計算値の場合の１５％（図５の（ｂ）参照）よりやや広くなっている。
【００３０】
また、−１０ｄＢ帯域幅の中心周波数ｆｃは計算値が０．９５６ｆ０であり、実測値が０．９６２ｆ０である。
これらの結果を見ると、計算値と実測値とは実用上よく合致していると言える。
【００３１】
次に、このアンテナの指向性を図７に示す。
図７の（ａ）は、図５の（ａ）に示した直交座標におけるＸ−Ｙ平面（水平面）指向性である。主偏波は実測値も計算値も共に殆ど完全に近い無指向性である。（ｂ）は、垂直面のうちのＺ−Ｙ平面における指向性であり、主偏波実測値は有限大寸法を有する地板も用いているため計算値とはずれているが、従来のＴ型アンテナと同様のλ／４モノポールアンテナと同様な指向性を示している。（ｃ）は、垂直面のうちＺ−Ｘ平面における指向性であり、主偏波実測値は有限大寸法を有する地板を用いているため計算値とずれているが、従来のＴ型アンテナと同様のλ／４モノポールアンテナと同様な指向性を示している。
【００３２】
図８は、短絡ピン付きのＴ型アンテナ素子の垂直導体に対し短絡ピンとは反対側の方に無給電Ｌ型素子を２個配設した例である。図８の（ａ）はＴ型アンテナ素子１がＴ字状に見える正面図、（ｂ）は上から見下ろした上面図、（ｃ）は右側面から見た側面図である。
【００３３】
この例は、Ｔ型アンテナ素子１の垂直導体３の一方の側の空間（図の（ａ），（ｂ）では左側）に２個の無給電Ｌ型素子を２個、水平導体２と垂直導体３を含む垂直面の両側に対称に配置したものである。各部分の寸法の単位はミリメートル（mm）である。
【００３４】
水平導体２の片側の長さ４５mmは、周波数１ＧＨｚの波長λ０（＝３００mm）に対し、０．１５λ０であり、垂直導体３の長さ３０mmは０．１λ０になり図１のＴ型アンテナ素子１のサイズと同様になる。なお、各導体の直径は１mmである。
【００３５】
図９は、図８のアンテナについての周波数対反射損失特性の計算値曲線と実測値曲線を示したものである。実験では地板として２５０×２５０mm２の有限地板を用いた。
図９において、計算値曲線の比帯域（−１０ｄＢ幅）は２４．５％、実測値の比帯域は２３．５％であり、図５の構成の場合より更に拡がっている。
【００３６】
図１０は、図８のアンテナの、３つの周波数、０．９８６ＧＨｚ、１．１２４ＧＨｚ、１．２６２ＧＨｚにおける水平面（Ｘ−Ｙ面）指向特性である。ほぼ完全に近い無指向性が得られている。
【００３７】
図１１は、図８のアンテナの、上記３つの周波数におけるＹＺ平面における指向特性であり、図１２はＺＸ平面指向特性であり、いずれも、従来のＴ型アンテナと同様のλ／４モノポールアンテナと同様な指向性を示している。
【００３８】
以上より、本発明の低反射損Ｔ型アンテナは従来のＴ型アンテナの指向性を損なうことなく、反射損失特性が改善されていることが分かる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の低反射損Ｔ型アンテナは、従来のＴ型アンテナの垂直導体および水平導体に間隔を置いて沿うように無給電Ｌ型素子を設け地板に接続するようにしたので、Ｔ型アンテナからの誘導作用により無給電素子にも電流が流れ、これからも空間への放射が行われ、給電点への反射が少なくなるという利点がある。
【００４０】
更に、垂直導体と平行に水平導体と地板とを短絡する短絡ピンを設けたので、垂直導体の共振点と短絡ピンの共振点が異なることにより、反射が少なくなる周波数帯域幅が広くなるという利点がある。その結果、従来より広い周波数範囲に渡って送信電力効率がよくなるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の構成のアンテナの基本構造を示す図である。
【図２】図１のアンテナにおいて間隔ｈを０．０１λ０として、無給電Ｌ型素子の長さＬをパラメータとした周波数対反射損失特性をシミュレートした図である。
【図３】図１のアンテナにおいて、無給電Ｌ型素子の長さＬを０．２３λ０として、間隔ｈをパラメータとした周波数対反射損失特性をシミュレートした図である。
【図４】図１のアンテナにおいて、無給電Ｌ型素子の左右の両端がＴ型アンテナ１の水平導体の左右両端と先端が揃うようにしつつ、間隔ｈをパラメータとした周波数対反射損失特性をシミュレートした図である。
【図５】図１のアンテナに対し、更に短絡ピン７を設けたアンテナ構造と、その構造においてｄ＝０．０１λ０として、無給電Ｌ型素子の両端と水平導体の両端が揃うようにしつつ、間隔ｈをパラメータとした場合の周波数対反射損失特性をシミュレートした図である。
【図６】図５の（ａ）のアンテナ構成において、各導体の半径を０．５mmとし、ｈ＝ｄ＝０．０１λ０としたアンテナを０．８λ０四方の正方形の地板導体上に置いた場合の周波数対反射損失特性の計算値曲線と実測値曲線を示したものである。
【図７】図５の（ａ）のアンテナの水平面指向性および垂直面（Ｚ−Ｙ面およびＺ−Ｘ面）指向性を示す図である。
【図８】本発明の実施例で、短絡ピン付きのＴ型アンテナ素子の垂直導体に対し短絡ピンとは反対側の方に無給電Ｌ型素子を２個配設した例の構成図である。
【図９】図８のアンテナについての周波数対反射損失特性の計算値曲線と実測値曲線を示したものである。
【図１０】図８のアンテナの、３つの周波数における水平面（ＸＹ面）指向特性図である。
【図１１】図８のアンテナの、３つの周波数におけるＹＺ平面指向特性図である。
【図１２】図８のアンテナの、３つの周波数におけるＺＸ平面指向特性図である。
【図１３】地板上に設けられた従来のＴ型アンテナの構成図である。
【図１４】図１３のＴ型アンテナの水平指向性および垂直指向性を示す図である。
【図１５】図１３のＴ型アンテナの周波数対反射損失特性を示す図である。
【符号の説明】
１ Ｔ型アンテナ
２ 水平導体
３ 垂直導体
４ 無給電Ｌ型素子
５ 地板
６ 給電部
７ 短絡ピン
８ 第１の無給電Ｌ型素子
９ 第２の無給電Ｌ型素子
Claims (2)
- 地板に立設され垂直導体の地板側から給電されるＴ型アンテナ素子と、Ｔ型アンテナ素子の水平導体を含む水平面より下の空間で、前記垂直導体を含み前記水平導体に直角な垂直面で区画される２つの空間の一方の空間又は両方の空間内に、地板から垂直導体と平行に立つ縦導体と水平導体に平行な横導体とからなる無給電Ｌ型素子を１個以上有することを特徴とする低反射損Ｔ型アンテナ。
- 地板に立設され垂直導体の地板側から給電されるＴ型アンテナ素子と、該Ｔ型アンテナ素子の垂直導体と水平導体との接続点から水平導体上いずれか一方へ間隔を置いた点と地板を垂直導体に平行に接続する短絡ピンと、Ｔ型アンテナ素子の水平導体を含む水平面より下の空間で、垂直導体を含み水平導体に直角な垂直面で区画された２つの空間のうち短絡ピンが存在しない方の第１空間と、短絡ピンが存在する方の第２空間の２つの空間の一方の空間又は両方の空間内に、地板から垂直導体と平行に立つ縦導体と水平導体に平行な横導体とからなる無給電Ｌ型素子を１個以上有することを特徴とする低反射損Ｔ型アンテナ。
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|---|---|
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Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006238269A (ja) * | 2005-02-28 | 2006-09-07 | Hoko Denshi Kk | 逆ｌｆｌアンテナ、及び逆ｌｆｌアンテナを構成する方法 |
| JP2006270602A (ja) * | 2005-03-24 | 2006-10-05 | Fujitsu Ten Ltd | 無指向性アンテナ |
| JP2007116232A (ja) * | 2005-10-18 | 2007-05-10 | Yokohama National Univ | プリント基板型モノポールアンテナ |
| JP2009212662A (ja) * | 2008-03-03 | 2009-09-17 | Nec Corp | アンテナ |
| JP2009218835A (ja) * | 2008-03-10 | 2009-09-24 | Yazaki Corp | ヘリカルアンテナ |
| JP2010178001A (ja) * | 2009-01-29 | 2010-08-12 | Fujikura Ltd | モノポールアンテナ |
| JP2010226691A (ja) * | 2009-02-27 | 2010-10-07 | Ntt Docomo Inc | 平面アンテナ |
| JP4812765B2 (ja) * | 2004-09-14 | 2011-11-09 | キョウセラ ワイヤレス コープ． | 再構成可能な放射感受性低減ブラケットのシステムおよび方法 |
| US20120149314A1 (en) * | 2010-12-10 | 2012-06-14 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Coupler and electronic apparatus |
| JP2013026915A (ja) * | 2011-07-22 | 2013-02-04 | Denki Kogyo Co Ltd | 多周波共用アンテナ装置 |
| JP2017229047A (ja) * | 2016-06-20 | 2017-12-28 | 株式会社フジクラ | アンテナ |
| JP2018148355A (ja) * | 2017-03-03 | 2018-09-20 | 防衛装備庁長官 | 広帯域小型平面アンテナ |
Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11330842A (ja) * | 1998-05-12 | 1999-11-30 | Nippon Dengyo Kosaku Co Ltd | 広帯域アンテナ |
| JP2000068737A (ja) * | 1998-08-25 | 2000-03-03 | Nippon Antenna Co Ltd | 二周波共用逆ｆ型アンテナ |
| JP2000261243A (ja) * | 1999-03-04 | 2000-09-22 | Nippon Antenna Co Ltd | 逆ｆ型アンテナ |
| JP2001156543A (ja) * | 1999-11-22 | 2001-06-08 | Toshiba Corp | アンテナ装置 |
| JP2001160710A (ja) * | 1999-12-02 | 2001-06-12 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 広帯域アレーアンテナ |
| JP2002033616A (ja) * | 2000-07-14 | 2002-01-31 | Denki Kogyo Co Ltd | 多周波共用アンテナ装置 |
| JP2002237711A (ja) * | 2000-12-08 | 2002-08-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アンテナ装置、および通信システム |
| WO2002069444A1 (fr) * | 2001-02-26 | 2002-09-06 | Nippon Antena Kabushiki Kaisha | Antenne multifrequence |
| JP2002290138A (ja) * | 2001-03-26 | 2002-10-04 | Kyocera Corp | アンテナ装置 |
-
2002
- 2002-12-25 JP JP2002374379A patent/JP2004207992A/ja active Pending
Patent Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11330842A (ja) * | 1998-05-12 | 1999-11-30 | Nippon Dengyo Kosaku Co Ltd | 広帯域アンテナ |
| JP2000068737A (ja) * | 1998-08-25 | 2000-03-03 | Nippon Antenna Co Ltd | 二周波共用逆ｆ型アンテナ |
| JP2000261243A (ja) * | 1999-03-04 | 2000-09-22 | Nippon Antenna Co Ltd | 逆ｆ型アンテナ |
| JP2001156543A (ja) * | 1999-11-22 | 2001-06-08 | Toshiba Corp | アンテナ装置 |
| JP2001160710A (ja) * | 1999-12-02 | 2001-06-12 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 広帯域アレーアンテナ |
| JP2002033616A (ja) * | 2000-07-14 | 2002-01-31 | Denki Kogyo Co Ltd | 多周波共用アンテナ装置 |
| JP2002237711A (ja) * | 2000-12-08 | 2002-08-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アンテナ装置、および通信システム |
| WO2002069444A1 (fr) * | 2001-02-26 | 2002-09-06 | Nippon Antena Kabushiki Kaisha | Antenne multifrequence |
| JP2002290138A (ja) * | 2001-03-26 | 2002-10-04 | Kyocera Corp | アンテナ装置 |
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4812765B2 (ja) * | 2004-09-14 | 2011-11-09 | キョウセラ ワイヤレス コープ． | 再構成可能な放射感受性低減ブラケットのシステムおよび方法 |
| JP2006238269A (ja) * | 2005-02-28 | 2006-09-07 | Hoko Denshi Kk | 逆ｌｆｌアンテナ、及び逆ｌｆｌアンテナを構成する方法 |
| JP2006270602A (ja) * | 2005-03-24 | 2006-10-05 | Fujitsu Ten Ltd | 無指向性アンテナ |
| JP2007116232A (ja) * | 2005-10-18 | 2007-05-10 | Yokohama National Univ | プリント基板型モノポールアンテナ |
| JP2009212662A (ja) * | 2008-03-03 | 2009-09-17 | Nec Corp | アンテナ |
| JP2009218835A (ja) * | 2008-03-10 | 2009-09-24 | Yazaki Corp | ヘリカルアンテナ |
| JP2010178001A (ja) * | 2009-01-29 | 2010-08-12 | Fujikura Ltd | モノポールアンテナ |
| JP2010226691A (ja) * | 2009-02-27 | 2010-10-07 | Ntt Docomo Inc | 平面アンテナ |
| US20120149314A1 (en) * | 2010-12-10 | 2012-06-14 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Coupler and electronic apparatus |
| JP2012124823A (ja) * | 2010-12-10 | 2012-06-28 | Toshiba Corp | カプラを備えたカード装置および電子機器 |
| US8798556B2 (en) | 2010-12-10 | 2014-08-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Coupler and electronic apparatus |
| US20140306783A1 (en) * | 2010-12-10 | 2014-10-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Coupler and electronic apparatus |
| US9306260B2 (en) | 2010-12-10 | 2016-04-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Coupler and electronic apparatus |
| JP2013026915A (ja) * | 2011-07-22 | 2013-02-04 | Denki Kogyo Co Ltd | 多周波共用アンテナ装置 |
| JP2017229047A (ja) * | 2016-06-20 | 2017-12-28 | 株式会社フジクラ | アンテナ |
| JP2018148355A (ja) * | 2017-03-03 | 2018-09-20 | 防衛装備庁長官 | 広帯域小型平面アンテナ |
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