JP2004080913A

JP2004080913A - 過電流検出回路

Info

Publication number: JP2004080913A
Application number: JP2002238279A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Fukushima; 福島　昭拓
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 2002-08-19
Filing date: 2002-08-19
Publication date: 2004-03-11
Anticipated expiration: 2022-08-19
Also published as: JP4011435B2

Abstract

【課題】低出力の増幅器から負荷へ供給される出力電流でもパワーロス又は誤動作を生じることなく検出可能な過電流検出回路を提供すること。
【解決手段】出力増幅器１２と負荷出力端子１３間に直列接続された電流検出抵抗Ｒ１の一端に過電流検出トランジスタＱ１のエミッタを接続し、他端に抵抗Ｒ２およびＲ６の直列回路を介して＋Ｖｃｃに接続された抵抗分圧器の分圧電圧をベースに入力する。この分圧電圧と電流検出抵抗Ｒ１の電圧降下の和で過電流検出トランジスタＱ１のベース・エミッタ電圧とする。この過電流検出トランジスタＱ１の出力で保護トランジスタＱ２を制御する。
【選択図】　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は過電流検出回路に関し、特にオーディオ機器の出力段増幅器（アンプ）によるスピーカの駆動電流を検出して、この駆動電流が安全レベルを超え出力増幅器等が破壊されるのを防止するのに好適な過電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多くの電子部品、特に例えばスピーカ等は、一般にＩＣ（半導体集積回路）により形成された出力増幅器により駆動されるのが一般的である。例えば何らかの原因により、スピーカ端子が短絡（ショート）されると、この駆動電流が安全動作レベルを超え、出力増幅器を構成するＩＣ、特に電力増幅用のトランジスタが過熱され、破壊される危険がある。従って、斯かる電子部品の駆動電流を検出し、予め設定した安全電流値を超えると、これを検出し、安全回路を作動させる保護回路を設けるのが一般的である。
【０００３】
過電流検出回路は、一般に電流検出抵抗を被検出又は被保護回路に直列接続する。そして、この電流検出抵抗による電圧降下が一定値になると、検出回路を作動させるのが一般的である。一般的な検出回路は、トランジスタを含んでいる。上述した電流検出抵抗の両端に、トランジスタのベース・エミッタを接続し、この電流検出抵抗により生じる電圧降下がトランジスタのベース・エミッタバイアス電圧である、例えば０．６Ｖを超えると、このトランジスタをＯＮ（導通状態）とし、過大電流の検出出力を発生すると共に保護回路を作動させる。
【０００４】
図３は、典型的なオーディオ機器の出力部の過電流検出回路の回路図である。この特定例における過電流検出回路１０は、入力端子１１に入力されるオーディオ信号を増幅する出力増幅器１２とスピーカ出力端子１３−１４間に直列接続されている。この出力増幅器１２は、例えばＩＣにより形成された市販の出力（又は電力）増幅器であり、正電源（＋Ｖｃｃ）および負電源（−Ｖｃｃ）により駆動される。後述する如く、過電流検出回路１０は、出力増幅器１２の出力電流の過電流を監視し、過電流を検出すると、オーディオ機器が内蔵するマイコン（マイクロコンピュータ）を作動させて、例えば出力増幅器１２の駆動電源等を遮断するように構成されている。
【０００５】
過電流検出回路１０は、出力増幅器１２の出力端子およびスピーカ端子１３間に直列接続された電流検出抵抗Ｒ１を含んでいる。この電流検出抵抗Ｒ１の一端にはベース抵抗Ｒ２を解してトランジスタＱ１のベースに接続され、他端にはトランジスタＱ１のエミッタが接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは、逆流防止ダイオードＤ１、抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４とコンデンサＣ１の並列回路を介して正電源（＋Ｖｃｃ）に接続されている。抵抗Ｒ４の両端には、保護（プロテクション）トランジスタＱ２のエミッタ・ベースが接続される。このトランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ５およびゼナーダイオードＤ３とコンデンサＣ２の並列回路を介してマイコンの接地（ＧＮＤ）端子に接続されている。
【０００６】
尚、以上の構成は、１個のスピーカの過電流を検出し、回路素子（出力増幅器のデバイス）を保護する過電流検出回路である。しかし、オーディオ機器は、左右１対のチャンネルを有するステレオ再生から、前後、左右に複数のチャンネルを有するマルチチャンネル再生まである。その場合には、上述した逆流防止ダイオードＤ１と抵抗Ｒ３との間に別の逆流防止ダイオードＤ２を接続した、他チャンネルの上述したトランジスタＱ１と同様の過電流検出トランジスタのコレクタに接続する。
【０００７】
次に、図３に示す過電流検出回路１０の動作を説明する。出力増幅器１２からスピーカ端子１３−１４間に接続されたスピーカへの駆動電流が安全レベル以下である通常状態では、電流検出抵抗Ｒ１の両端に生じる電圧降下は、過電流検出トランジスタＱ１を導通（ＯＮ）状態にするベース・エミッタ間バイアス電圧（例えば、０．６Ｖ）以下である。そこで、過電流検出トランジスタＱ１は、非導通（ＯＦＦ）状態であり、保護トランジスタＱ２も非導通状態である。従って、この過電流検出回路１０は、オーディオ機器の出力増幅器１２およびスピーカの動作には全く影響を与えない。
【０００８】
しかし、スピーカ端子１３−１４間の短絡等により、電流検出抵抗Ｒ１に過大電流が流れると、この電流検出抵抗Ｒ１の両端に生じる電圧降下により過電流検出トランジスタＱ１が導通（ＯＮ）状態になる。そこで、＋Ｖｃｃから、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ３および逆流防止ダイオードＤ１を介してトランジスタＱ１に電流が流れる。その結果、抵抗Ｒ４の電圧降下により保護トランジスタＱ２も導通し、ゼナーダイオードＤ３の上端の端子１５に生じる正電圧をマイコンのプロテクションポートへ印加する。これにより、上述の如くマイコンが作動し、例えば出力増幅器１２の電源（＋Ｖｃｃ／−Ｖｃｃ）を遮断する。しかし、出力増幅器１２の出力電流である電流検出抵抗Ｒ１を流れる電流が減少し、過大電流状態でなくなれば、過大電流検出トランジスタＱ１は非導通状態となり、保護トランジスタＱ２も非導通状態となり、通常動作状態へ復帰する。
【０００９】
尚、図３に示す特定回路では、トランジスタＱ２を含むプロテクション（保護）回路は、２チャンネル（例えば右ＣＨおよび左ＣＨ）に共通であるので、両チャンネルのうち何れか一方のチャンネルの出力が過電流状態であれば、マイコンのプロテクションポートに出力が現れ、出力増幅器１２が保護可能である。
【００１０】
図４は、出力増幅器１２のトランジスタのＶＣＥ（コレクタ・エミッタ間電圧）およびＩｃ（コレクタ電流）を、それぞれ横軸および縦軸とする、トランジスタのＡＳＯ（Ａｒｅａ　ｏｆ　Ｓａｆｅｔｙ　Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ：安全動作領域）および過電流検出値を示すグラフである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
図３および図４に示す従来の過電流検出回路では、電流検出抵抗Ｒ１を流れる電流が予め決められた過電流検出値を超える場合に動作して出力増幅器等を保護することが可能である。しかし、上述した従来の過電流検出回路は、出力増幅器１２の出力電力が小さい増幅器の場合又は出力増幅器が電流リミッタを内蔵する場合には、電流検出抵抗Ｒ１に生じる電圧降下が所定値（例えば、０．６Ｖ）未満となり、過電流検出トランジスタＱ１を導通させることができず、プロテクションを作動させることができない。
【００１２】
そこで、電流検出抵抗Ｒ１の抵抗を増加すると、パワーロスが増大するので好ましくないのみならず、オーディオ機器のフルパワー前に過電流検出回路が作動する場合があり、また定電流検出であるために出力デバイスのＡＳＯをカバーしきれないという課題があった。
【００１３】
【発明の目的】
本発明は、従来技術の上述した課題に鑑みなされたものであり、比較的低出力電力の場合にも適用可能であり、誤動作することなく、しかもデバイスのＡＳＯをカバーすることが可能な過電流検出回路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前述の課題を解決するため、本発明の過電流検出回路は、次のような特徴的な構成を採用している。
【００１５】
（１）負荷に直列接続された電流検出抵抗に生じる電圧降下を過電流検出トランジスタのベース・エミッタ間に入力して過電流を検出する過電流検出回路において、
前記過電流検出トランジスタのベースに、抵抗分圧器を介して前記電流検出抵抗の電圧降下に加えてバイアス電圧を入力する過電流検出回路。
【００１６】
（２）前記抵抗分圧器によるバイアス電圧を、前記過電流検出トランジスタを導通状態にするのに必要なバイアス電圧の約１／３〜１／２に設定する上記（１）に記載の過電流検出回路。
【００１７】
（３）正負電源（＋Ｖｃｃおよび−Ｖｃｃ）により駆動される出力増幅器の出力端子と負荷間に接続した電流検出抵抗に生じる電圧降下を過電流検出トランジスタにより検出する過電流検出回路において、
前記過電流検出トランジスタのエミッタを前記電流検出抵抗の前記負荷側に接続し、前記過電流検出トランジスタのベースを、前記電流検出抵抗の前記出力増幅器側と正電源（＋Ｖｃｃ）間に接続された抵抗分圧器に接続する過電流検出回路。
【００１８】
（４）前記過電流検出トランジスタとしてシリコントランジスタを使用し、前記抵抗分圧器の分圧電圧を約０．２Ｖ〜０．３Ｖに設定する上記（３）に記載の過電流検出回路。
【００１９】
（５）前記負荷は、オーディオ機器のスピーカである上記（３）又は（４）に記載の過電流検出回路。
【００２０】
（６）前記過電流検出トランジスタの導通により導通する保護トランジスタを含み、前記過電流検出トランジスタが過電流を検出すると、前記出力増幅器の電源を遮断する上記（３）、（４）又は（５）に記載の過電流検出回路。
【００２１】
（７）前記保護トランジスタのベースには、複数の過電流検出トランジスタの出力が入力される上記（６）に記載の過電流検出回路。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による過電流検出回路の好適実施形態の構成および動作を、添付図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】
図１は、本発明による過電流検出回路の好適実施形態の回路図を示す。尚、説明の便宜上、上述した構成素子に対応する素子には同様の参照符号を使用することとする。そして、以下の説明は、主として従来技術との相違点を中心に行うこととする。
【００２４】
本発明による過電流検出回路１０は、入力端子１１に入力されるオーディオ信号を増幅する出力増幅器１２の出力端子と負荷であるスピーカ出力端子１３−１４間に配置されている。この過電流検出回路１０は、出力増幅器１２の出力端子とスピーカ出力端子１３間に直列接続された電流検出抵抗Ｒ１を含んでいる。この電流検出抵抗Ｒ１のスピーカ出力端子１３側に過電流検出トランジスタ（ＮＰＮ形シリコントランジスタ）Ｑ１のエミッタが接続され、出力増幅器１２側は抵抗Ｒ２およびＲ６の直列回路により構成されたベースバイアス抵抗分圧器を介して正電源（＋Ｖｃｃ）に接続される。そして、これらベースバイアス抵抗Ｒ２およびＲ６の接続点を過電流検出トランジスタＱ１のベースに接続している。
【００２５】
一方、過電流検出トランジスタＱ１のコレクタは、逆流防止ダイオードＤ１、抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４とコンデンサＣ１の並列回路を介して正電源＋Ｖｃｃに接続している。保護トランジスタ（ＰＮＰ形シリコントランジスタ）Ｑ２のエミッタおよびベースが、抵抗Ｒ４の両端に接続され、そのコレクタが、抵抗Ｒ５とゼナーダイオードＤ３およびコンデンサＣ２の並列回路を介してマイコンＧＮＤ（接地）に接続されている。また、ゼナーダイオードＤ３の上端を端子１５として、マイコンのプロテクションポートに接続している。また、逆流防止ダイオードＤ１と抵抗Ｒ３の接続点には、他チャンネルの逆流防止ダイオードＤ２が接続されている。
【００２６】
上述した図３の過電流検出回路と対比すると明らかな如く、本発明の過電流検出回路１０は、過電流検出トランジスタＱ１のベースと正電源＋Ｖｃｃ間に、バイアス抵抗Ｒ６を付加した点を特徴とする。従って、この過電流検出トランジスタＱ１は、後述する如く、電流検出抵抗Ｒ１の電圧降下と共に、正電源＋Ｖｃｃをバイアス抵抗Ｒ２−Ｒ６で分圧した電圧との和により制御される。
【００２７】
ここで、ベースバイアス抵抗分圧器Ｒ２−Ｒ６により、約０．２Ｖ〜０．３Ｖの電圧が過電流検出トランジスタＱ１のベースに供給される。一方、このバイアス電圧に加えて、電流検出抵抗Ｒ１の電圧降下が約０．３Ｖ〜０．４Ｖになると、過電流検出トランジスタＱ１は導通（ＯＮ）状態になる。従って、過電流検出トランジスタＱ１の導通に必要なベースバイアス電圧のうち、約１／３〜１／２をベースバイアス抵抗分圧器Ｒ２−Ｒ６により得ている。
【００２８】
尚、ベースバイアス抵抗分圧器Ｒ２−Ｒ６は、出力増幅器１２の出力端子（この電圧をＶｏｕｔとする）および正電源（＋Ｖｃｃ）間に接続されている。従って、分圧抵抗Ｒ２に印加される電圧（Ｖｂ）は、次式で与えられる。
Ｖｂ＝（Ｖｃｃ−Ｖｏｕｔ）×Ｒ２／（Ｒ２＋Ｒ６）
ここで、Ｒ２およびＲ６は、それぞれ分圧抵抗Ｒ２およびＲ６の抵抗値である。
【００２９】
上式から明らかな如く、分圧抵抗Ｒ２に印加される電圧Ｖｂは、出力増幅器１２の出力電圧Ｖｏｕｔが増加すると、減少する。また、出力増幅器１２の最大出力（フルパワー）時には、ＶｏｕｔはＶｃｃに近づくので、過電流検出トランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦは、実質的に電流検出抵抗Ｒ１の電圧降下により決まる。従って、図２のグラフに示す如く、過電流検出値は、出力増幅器１２のデバイスの安全動作領域ＡＳＯに対応して変化する。換言すると、（図４に示す如く一定値ではなく）ＡＳＯに近似する特性で過電流検出が可能である。
【００３０】
以上、本発明による過電流検出回路の好適実施形態の構成および動作を詳述した。しかし、斯かる実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではない。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。例えば、本発明の過電流検出回路は、オーディオ機器のスピーカ駆動回路以外にも同様に適用可能である。
【００３１】
【発明の効果】
以上の説明から理解される如く、本発明の過電流検出回路によると、次の如き実用上の顕著な効果が得られる。第１に、低出力の増幅器にも容易に適用可能である。第２に、最大出力時にも誤動作することがない。第３に、出力デバイスのＡＳＯに近い特性で過電流検出が可能である。第４に、電流リミッタ内蔵のＩＣによる出力増幅器にも負荷短絡等の際の過電流が検出可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による過電流検出回路の好適実施形態の回路図である。
【図２】図１に示す過電流検出回路の過電流検出値を示す図である。
【図３】従来の過電流検出回路の回路図である。
【図４】図３に示す過電流検出回路の過電流検出値を示す図である。
【符号の説明】
１０　過電流検出回路
１１　入力端子
１２　出力増幅器（ＩＣ）
１３、１４　負荷（スピーカ）出力端子
１５　端子
Ｒ１　電流検出抵抗
Ｒ２、Ｒ６　ベースバイアス抵抗
Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５　抵抗
Ｑ１　過電流検出トランジスタ
Ｑ２　保護トランジスタ
Ｄ１、Ｄ２　逆流防止ダイオード
Ｄ３　ゼナーダイオード
Ｃ１、Ｃ２　コンデンサ

Claims

負荷に直列接続された電流検出抵抗に生じる電圧降下を過電流検出トランジスタのベース・エミッタ間に入力して過電流を検出する過電流検出回路において、前記過電流検出トランジスタのベースに、抵抗分圧器を介して前記電流検出抵抗の電圧降下に加えてバイアス電圧を入力することを特徴とする過電流検出回路。
前記抵抗分圧器によるバイアス電圧を、前記過電流検出トランジスタを導通状態にするのに必要なバイアス電圧の約１／３〜１／２に設定することを特徴とする請求項１に記載の過電流検出回路。
正負電源（＋Ｖｃｃおよび−Ｖｃｃ）により駆動される出力増幅器の出力端子と負荷間に接続した電流検出抵抗に生じる電圧降下を過電流検出トランジスタにより検出する過電流検出回路において、
前記過電流検出トランジスタのエミッタを前記電流検出抵抗の前記負荷側に接続し、前記過電流検出トランジスタのベースを、前記電流検出抵抗の前記出力増幅器側と正電源（＋Ｖｃｃ）間に接続された抵抗分圧器に接続することを特徴とする過電流検出回路。
前記過電流検出トランジスタとしてシリコントランジスタを使用し、前記抵抗分圧器の分圧電圧を約０．２Ｖ〜０．３Ｖに設定することを特徴とする請求項３に記載の過電流検出回路。
前記負荷は、オーディオ機器のスピーカであることを特徴とする請求項３又は４に記載の過電流検出回路。
前記過電流検出トランジスタの導通により導通する保護トランジスタを含み、前記過電流検出トランジスタが過電流を検出すると、前記出力増幅器の電源を遮断することを特徴とする請求項３、４又は５に記載の過電流検出回路。
前記保護トランジスタのベースには、複数の過電流検出トランジスタの出力が入力されることを特徴とする請求項６に記載の過電流検出回路。