JP3036980B2 - 増幅器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、車両用バッテリなどの
他の負荷との共用電源にのるジャイアントサージ（パル
ス幅の広いサージ）に対する保護に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、オーディオ機器の最終段の増
幅にパワーＩＣが用いられており、このパワーＩＣの出
力段には、図２に示すように直列接続された一対の出力
トランジスタＱ１、Ｑ２が設けられている。そして、こ
の出力トランジスタＱ１、Ｑ２の中点が、出力端ＯＵ
Ｔ、外部出力コンデンサＣout を介してスピーカＳＰに
接続されている。このため、出力トランジスタＱ１、Ｑ
２を相補的に駆動することによって、交流のオーディオ
信号をスピーカＳＰに供給できる。

【０００３】一方、このようなパワーＩＣを車両に搭載
するオーディオ機器に利用した場合、電源電圧の変化に
対応する必要がある。すなわち、車両に搭載するオーデ
ィオ機器はその電源としてバッテリを利用する。そし
て、この補機バッテリは、スタータモータ、ワイパー等
各種の機器にも電力を供給している。そこで、これらの
機器の動作状況に応じて、パルス幅が広いジャイアント
サージが発生する。このジャイアントサージは、パルス
幅が広いだけでなく、通常１３．２Ｖ程度の電源電圧が
５０Ｖ程度の高電圧となる。

【０００４】そして、出力トランジスタＱ１の動作状態
において、電源電圧がこのような高電圧になると、出力
トランジスタＱ１が破壊してしまう。一方、この出力ト
ランジスタＱ１として、５０Ｖという高電圧にも十分耐
えられるものを用いれば、問題はない。しかし、このよ
うなトランジスタは飽和抵抗が大きく出力が小さくなっ
てしまい、またサイズが大きくなってしまうという問題
があった。

【０００５】そこで、図３に示すような保護回路を設け
ることが提案されている。この回路では、Ｑ１にベース
電流を供給するＮＰＮ型のドライブトランジスタＱ３の
ベースに制御用トランジスタＱx を接続し、この制御用
トランジスタＱx を過電圧検出部１によって駆動する。
すなわち、電源Ｖccにジャイアントサージが発生した場
合には、過電圧検出部１がこれを検出し、制御用トラン
ジスタＱx をオンする。これによってトランジスタＱ３
のベースが略グランド電位となり、これがオフされる。
また、このトランジスタＱ３のオフによって、トランジ
スタＱ１へのベース電流が遮断され、このトランジスタ
Ｑ１はオフ状態となる。したがって、トランジスタＱ
１、Ｑ３は、そのコレクタ・エミッタ間に印加される高
電圧に十分耐えることが可能となる。また、抵抗Ｒは定
電流源ＣＩを構成するトランジスタのコレクタ・エミッ
タ間に大電圧が印加され、破壊されるのを防止するため
のものである。なお、オーディオ信号はトランジスタＱ
５のベースに入力され、これがドライブトランジスタＱ
３のベースに入力される。また、グランド側トランジス
タＱ２に対してもドライブトランジスタが設けられる
が、図示を省略している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上述の回路によれば、
ジャイアントサージが発生した場合にも、出力側トラン
ジスタＱ１及びドライブトランジスタＱ３を保護するこ
とができる。しかしながら、この回路では、定電流源Ｃ
Ｉの両端電圧（ＶCE）とドライブトランジスタＱ３のベ
ース・エミッタ間電圧（ＶBE）と出力トランジスタＱ１
のベース・エミッタ間電圧（ＶBE）との和電圧が残り電
圧となり、ダイナミックレンジが狭くなる。そこで、ダ
イナミックレンジを大きくするために、ドライブトラン
ジスタＱ３をＰＮＰトランジスタで構成することが考え
られる。そして、この回路について、上述と同様の考え
で保護回路を設けると図４に示すような回路となる。

【０００７】図４の場合、制御用トランジスタＱx を出
力トランジスタＱ１のベースに直接接続している。この
ような回路にすると、制御用トランジスタＱx に流れる
電流は、ドライブスタＱ３のコレクタ電流すべてとな
る。すなわち、ドライブトランジスタＱ３に流れる電流
をすべて、グランドに流せるだけの電流容量を制御用ト
ランジスタＱx が持たなければ、出力用トラジスタＱ１
のベースをグランドに落とすことができず、出力トラン
ジスタＱ１をオフすることができない。また、上述の図
４の例においては、上述のような制限用抵抗を設けるこ
とができない。これは、上述の制限用抵抗Ｒは、トラン
ジスタＱ３に流れるベース電流を供給する経路に配置す
るものであったが、この図４の回路において制限用抵抗
を設けると、出力用トランジスタＱ１のベース電流の流
れる経路に配置することとなるからである。なお、図４
において制限用抵抗を破線において示す。

【０００８】すなわち、これら二つの回路における制限
用抵抗に流れる電流は、トランジスタＱ３の増幅率β倍
だけ異なっている。そこで、β＝１００であれば、図４
における制限用抵抗に流れる電流は、図３における制限
用抵抗に流れる電流の１００倍となる。そこで、図４の
回路においては制限用抵抗を設けると、ここでの減衰が
大きくなってしまう。従って、制限用抵抗を設けること
ができず、トランジスタＱx は、この大きなベース電流
を全て流すこととなる。そして、このトランジスタＱx
を十分大きなものとすれば、出力トランジスタＱ１をオ
フすることができ、これを保護することができる。

【０００９】しかし、このように出力トランジスタＱ１
のベース電流を０にするということは、ドライブトラン
ジスタＱ３のエミッタコレクタ間に大きな電圧がかかる
ことを意味している。従って、ドライブトランジスタＱ
３を耐圧の非常に大きなものとしなけらばならず、現実
的なものではなくなる。そして、トランジスタＱ３の耐
圧オーバーは、ここにおいてパンチスルー電流が生じる
ことを意味し、これによって、パンチスルー電流が流れ
れば、制御用トランジスタＱx の電流容量が不足するこ
ととなり、出力トランジスタＱ１にベース電流が注入さ
れ、出力トランジスタＱ１がＡＳＯ破壊し易くなってし
まう。

【００１０】この様に、図４の回路によれば、制御用ト
ランジスタＱx を大きくすると、ドライブトランジスタ
Ｑ３に大きな電圧がかかり、これが破壊し易くなる。一
方、制御用トランジスタＱx を、小さいものとすると、
出力トランジスタＱ１にベース電流が供給されることと
なり、これが破壊されてしまう。したがって、上述の図
４の回路においては、トランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑx を
かなり大きなものにしなければ、これらの破壊を防ぐこ
とができなかった。

【００１１】本発明は、上記課題に鑑みなされたもので
あり、出力側のトランジスタ及び制御用のトランジスタ
をそれ程大きなものとしなくても、ジャイアントサージ
に対し破壊されない増幅回路を提供することを目的とす
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、電流吐き出し
用の電源側出力トランジスタと、電流吸い込み用のグラ
ンド側出力トランジスタを有し、両トランジスタが接続
される出力中点から出力コンデンサを介しスピーカに交
流信号を供給するパワーアンプにおいて、電源電圧が所
定の電圧以上となったことを検出する過電圧検出回路
と、エミッタが電源に接続され、コレクタが前記電源側
出力トランジスタに接続され電源側出力トランジスタの
動作電流を供給するＰＮＰ型の電源側ドライブトランジ
スタと、前記電源側出力トランジスタのベースと、上記
出力中点とを接続し、上記過電圧検出回路によって所定
の電圧を検出したときにオンする保護用トランジスタ
と、グランド側出力トランジスタにそのベース電流を供
給するグランド側ドライブトランジスタと、このドライ
ブトランジスタの動作電流を供給する電流供給トランジ
スタと、前記過電圧検出回路の出力に応じて前記電流供
給トランジスタを不動作にする制御トランジスタと、を
有することを特徴とする。また、前記過電圧検出回路
は、電源電圧が第１の電圧以上になったことを検出した
ときに、検出用トランジスタをオンし、この検出用トラ
ンジスタのオンによって、前記保護用トランジスタがオ
ンするとともに、前記制御用トランジスタが前記電流供
給トランジスタを不動作にし、かつ、前記検出トランジ
スタのオンによって動作を開始し、電源電圧が第２の電
圧以下になるまで前記検出トランジスタのオン状態を維
持する維持回路を有することが好適である。

【００１３】

【作用】本発明においては、電源電圧が高電圧となった
場合には、過電圧検出回路がこれを検出する。そして、
この電源電圧の高電位を検出したときには、電源側の出
力トランジスタのベースと出力中点を接続する保護用ト
ランジスタをオンする。これによって、電源側出力トラ
ンジスタのベースとエミッタが短絡されることとなり、
ゼロバイアス状態となる。従って、この電源側出力トラ
ンジスタは、電源電位やエミッタ側（出力中点）の電位
によらずオフされる。そこで、過電圧時において、電源
側出力トランジスタが破壊されるのを防止できる。ま
た、電源側ドライブトランジスタをＰＮＰ型としてダイ
ナミックレンジを大きくし、この電源側ドライブトラン
ジスタに対する過電圧の負担を軽減することができる。

【００１４】更に、本発明においては、過電圧検出部に
おいて過電圧を検出した場合には、電流供給トランジス
タをオフする。この電流供給トランジスタは、グランド
側出力トランジスタのドライブトランジスタに対し、電
流を供給するものである。そこで、この電流供給トラン
ジスタをオフすることによってドライブトランジスタが
オフされ、グランド側出力トランジスタがオフされる。
このように、過電圧を検出した場合には、二つの出力ト
ランジスタが同時にオフされ、出力中点の電圧はそのと
きの電圧に保持されることとなる。そこで、ドライブト
ランジスタのコレクタ側の電位（電源側出力トランジス
タのベース）は、グランドまでには落ちずに、中点電位
より１ＶBEだけ高いものに維持される。したがって、ド
ライブトランジスタにかかる電圧を２分の１程度のもの
とすることができ、電源側のドライブトランジスタの破
壊を効果的に防止することができる。

【００１５】また、維持回路を設け、電源電圧が第１の
電圧になった後、第２の電圧に下降するまで、検出トラ
ンジスタのオン状態を維持する。従って、検出トランジ
スタのオンオフにヒステリシスを持たせることができ、
電源電圧の変動に対する動作の安定化を図ることができ
る。さらに、維持回路は、検出トランジスタオン状態を
維持する回路であり、電源電圧が第１の電圧以上である
場合には、検出トランジスタは、過電圧検出回路及び維
持回路の両方により、オン状態を維持される。このた
め、電源電圧が高電圧になったときに、高速に検出トラ
ンジスタをオンすることができる。

【００１６】

【実施例】以下、本発明の実施例について、図面に基づ
いて説明する。図１は、本発明に係る増幅器の要部構成
を示す回路図であり、過電圧検出回路１０を有してい
る。この過電圧検出回路１０は、電源から、グランドに
至る抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＤz1〜Ｄz5、抵抗Ｒ
２の直列回路からなっており、抵抗Ｒ１とツェナーダイ
オードＤz1の接続点がＰＮＰトランジスタＱ９及びＱ10
のベースに接続されている。ここで、トランジスタＱ９
が過電圧検出回路１０によりオンされる検出トランジス
タである。

【００１７】トランジスタＱ９のエミッタは電源に接続
され、コレクタは、抵抗Ｒ３、Ｒ４を介し出力トランジ
スタＱ１及びＱ２の出力中点Ｏに接続されている。抵抗
Ｒ３とＲ４の接続点にはＮＰＮトランジスタＱ11のベー
スが接続されている。トランジスタＱ11のエミッタは、
出力中点Ｏに接続され、コレクタはトランジスタＱ９、
Ｑ10の共通ベースにツェナーダイオードＤz6〜Ｄz9を介
し接続されている。また、抵抗Ｒ３とＲ４の接続点に
は、トランジスタＱ12のベースも接続されている。この
トランジスタＱ12のエミッタは、出力中点Ｏに接続さ
れ、コレクタは、出力トランジスタＱ１のベースに接続
されている。なお、トランジスタＱ11及びツェナーダイ
オードＤz6〜Ｄz9がトランジスタＱ９及びＱ10のオンを
継続させる維持回路として機能する。

【００１８】一方、トランジスタＱ10のエミッタは電源
に接続されており、コレクタは抵抗Ｒ５、Ｒ６を介し、
ドライブトランジスタＱ４のベースに接続されている。
そして、抵抗Ｒ５とＲ６の接続点には、トランジスタＱ
13のベースが接続されている。トランジスタＱ13のエミ
ッタは、トランジスタＱ４のベースに接続されており、
コレクタはトランジスタＱ14のベースに接続されてい
る。トラジスタＱ14は、そのエミッタがドライブトラン
ジスタＱ４のエミッタに接続され、コレクタが電源側に
接続されている。また、トランジスタＱ14のベースは二
つのダイオードＤ１及びＤ２を介し出力中点に接続され
ている。なお、トランジスタＱ３が電源側ドライブトラ
ンジスタ、トランジスタＱ４がグランド側ドライブトラ
ンジスタである。

【００１９】このような回路において、電源ライン＋Ｂ
が高電位になった場合には、ツェナーダイオードＤz1〜
Ｄz5に電流が流れ、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗比に基づいた
電圧が、トランジスタＱ９のベースに印加される。ここ
で、抵抗Ｒ１における電圧効果が１ＶBE以上とすれば、
トランジスタＱ９に電流が流れる。これによって、抵抗
Ｒ３、Ｒ４にも電流が流れ、抵抗Ｒ４における電圧降下
が１ＶBE以上と設定してあれば、トランジスタＱ11、Ｑ
12がオンする。このトランジスタＱ11がオンすると、ツ
ェナーダイオードＤz6〜Ｄz9に電流が流れ、トランジス
タＱ９のベース電位をより低いものとする。これによっ
て、トランジスタＱ９のオン状態が加速され、正帰還が
かかる。そこで、トランジスタＱ10が一旦オンするとこ
こに速やかに大電流が流れることとなる。

【００２０】更に、ツェナーダイオードＤz1〜Ｄz5のオ
ンによってトランジスタＱ９がオンするが、電源電位＋
Ｂが通常の電圧となり、これらのツェナーダイオードＤ
z1〜Ｄz5がオフとなった場合にも、ツェナーダイオード
Ｄz6〜Ｄz9がオンしていた場合には、トランジスタＱ１
０はオンし続ける。したがって、このツェナーダイオー
ドＤz6〜ＤZ9のツェナーダイオードＤz1〜Ｄz5に対する
数を調整することにより、トランジスタＱ10がオンする
セット電圧とオフするリセット電圧にヒステリシスを持
たせることができる。

【００２１】次に、トランジスタＱ12のオンによって、
出力トランジスタＱ１のベースは、出力中点Ｏに接続さ
れることとなる。したがって、この出力トランジスタＱ
１は、そのベースとエミッタが同電位となり、ゼロバイ
アス状態となり、オフされる。

【００２２】次に、トランジスタＱ１０がオンすると、
抵抗Ｒ５、Ｒ６にも電流が流れ、抵抗Ｒ６における電圧
効果が１ＶBE以上となることによって、トランジスタＱ
13がオンする。これによって、定電流源ＣＩから流れて
いたトランジスタＱ14のベース電流は、すべてこのトラ
ンジスタＱ13に流れることとなる。したがって、このト
ランジスタＱ14がオフする。このトランジスタＱ14は、
トランジスタＱ４の動作電流を供給するものであり、ト
ランジスタＱ14がオフすると、トランジスタＱ４には電
流が供給されないことと成り、このトランジスタＱ４が
オフし、更に出力トランジスタＱ２がオフされる。

【００２３】このように、電源電圧＋Ｂがジャイアント
サージにより所定の高電圧となると、ツェナーダイオー
ドＤz1〜Ｄz5がオンし、その過電圧が検出されたことと
なる。そして、この過電圧の検出により、上述のような
動作が起こり、出力トランジスタＱ１がゼロバイアスと
なりオフされるとともに、出力トランジスタＱ２のベー
ス電圧が遮断されこの出力トランジスタＱ２もオフされ
る。したがって、出力中点の電圧は、両トランジスタが
オフされた時の電圧に止まり、オン状態にあるドライブ
トランジスタＱ３のコレクタ側の電圧は、出力中点の電
圧と同電圧となる。そこで、出力側トランジスタＱ２が
オン状態にあり、出力中点の電圧がほぼグランドレベル
に落ちる場合に比べ、ドライブトランジスタＱ３のエミ
ッタ、コレクタ間電圧は半分程度となり、トランジスタ
Ｑ３の破壊を有効に防止することができる。

【００２４】なお、通常の状態においては、トランジス
タＱ13がオフしているため、定電流源ＣＩからの電流
は、トランジスタＱ14のベース電流として流れ、このト
ランジスタＱ14がオンしている。したがって、信号の入
力に応じドライブトランジスタＱ４が動作し、このＱ４
の電流が出力トランジスタＱ２のベース電流として供給
され、出力トランジスタからの信号がスピーカーに供給
される。なお、ダイオードＤ１、Ｄ２は、トランジスタ
Ｑ14のベース電位を所定電位以上とし、これを常時オン
させておくためのものである。

【００２５】一方、トランジスタＱ12がオフしていれ
ば、ドライブトランジスタＱ３に流れる電流は、そのま
ま出力トランジスタＱ１のベース電流となるため、ドラ
イブトランジスタＱ３のベースに入力される信号にした
がって、出力トランジスタＱ１からの電流がスピーカー
ＳＰに供給されることとなる。

【００２６】以上説明したように、本実施例よれば、ト
ランジスタＱ９のコレクタとベースを接続するトランジ
スタＱ11、ダイオードＤz6〜Ｄz9からなる正帰還路があ
る。したがって、電源電圧＋Ｂがジャイアントサージに
より高電圧となったときに、回路の動作を早めることが
できる。また、ダイオードＤz6〜Ｄz9の数を調整するこ
とによって、トランジスタＱ９のオンオフにヒステリシ
スを持たせることができ、その動作の安定化を図ること
ができる。さらに、出力トランジスタＱ２も強制的にオ
フするため、出力コンデンサＣout の放電路を断つこと
ができ、出力中点の電位をそのときの電位に保持するこ
とができる。したがって、トランジスタＱ12のエミッタ
及びコレクタも０電位とならず、中点電位に保たれ、ト
ランジスタＱ３のコレクタもその中点電位に維持され
る。したがって、トランジスタＱ３のコレクタエミッタ
間電圧を中点電位がグランド電圧に落ちる場合の約半分
程度とでき、このトランジスタＱ３の負担を軽減し、破
壊を防止することができる。図５に、上述の、図３、図
４、図１の回路における動作を示す。図５（Ａ）は、図
３に示した回路の動作であり、この回路においては、ト
ランジスタＱ５に流れる電流Ｉは、Ｉop／β² ＝〜０．
５ｍＡであり、制御用トランジスタＱx の能力を１０ｍ
Ａ程度とすれば、制御用トランジスタＱx のオンによっ
て、定電流源からの電流Ｉをすべてここに流すことがで
きる。したがって、図５（Ａ）に示すように信号成分は
速やかにオフされることとなる。

【００２７】次に図５（Ｂ）は、図４に示した回路につ
いてのものであり、この例では、トランジスタＱ３に流
れる電流Ｉは、Ｉop／β＝５０ｍＡとなっている。した
がって、制御用トランジスタＱx をそれ程大きいものと
できず、制御用トランジスタＱx の電流能力を５０ｍＡ
とした場合の図である。図より、過電圧検出回路が過電
圧を検出した後も、出力端から信号成分が出力されるこ
とが分かる。したがって、ジャイアントサージのような
電圧の非常に高いものであった場合には、出力トランジ
スタＱ１が破壊される可能性が非常に大きい。

【００２８】図５（Ｃ）は、図１の回路の動作を示すも
のであり、出力端の電圧は、ほぼ過電圧検出値の値に維
持されるが、信号成分は瞬時にオフされていることが分
かる。この図より、出力トランジスタＱ１がオフされる
ことにより、このトランジスタＱ１が破壊から保護され
ることが分かる。更に、出力中点の電位がグランドレベ
ルまで下がらないことにより、ドライブトランジスタＱ
３の負担が軽減されていることが分かる。

【００２９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る増幅
器によれば、ジャイアントサージが電源電圧に発生した
場合に、出力トランジスタを二つともオフすることがで
き、更に、電源側出力トランジスタのベースエミッタ間
を短絡し、ゼロバイアスとするため、出力トランジスタ
の破壊が防げるだけでなく、ドライブトランジスタをＰ
ＮＰ型としてダイナミックレンジを大きくした場合に
も、ドライブトランジスタに対する過電圧の負担を軽減
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例の回路を示す回路図である。

【図２】従来例の回路図である。

【図３】他の従来例の回路図である。

【図４】さらに他の従来例の回路図である。

【図５】実施例及び従来例の動作を示す特性図である。

【符号の説明】

Ｑ１ 電源側出力トランジスタ Ｑ２ グランド側出力トランジスタ Ｑ３ 電源側ドライブトランジスタ Ｑ４ グランド側ドライブトランジスタ １０ 過電圧検出回路 Ｑ12 トランジスタ

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電流吐き出し用の電源側出力トランジス
   タと、電流吸い込み用のグランド側出力トランジスタを
   有し、両トランジスタが接続される出力中点から出力コ
   ンデンサを介しスピーカに交流信号を供給するパワーア
   ンプにおいて、 電源電圧が所定の電圧以上となったことを検出する過電
   圧検出回路と、エミッタが電源に接続され、コレクタが前記電源側出力
   トランジスタに接続され電源側出力トランジスタの動作
   電流を供給するＰＮＰ型の電源側ドライブトランジスタ
   と、 前記 電源側出力トランジスタのベースと、上記出力中点
   とを接続し、上記過電圧検出回路によって所定の電圧を
   検出したときにオンする保護用トランジスタと、 グランド側出力トランジスタにそのベース電流を供給す
   るグランド側ドライブトランジスタと、 このドライブトランジスタの動作電流を供給する電流供
   給トランジスタと、 前記過電圧検出回路の出力に応じて前記電流供給トラン
   ジスタを不動作にする制御トランジスタと、 を有することを特徴とする増幅器。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の増幅器において、 前記過電圧検出回路は、電源電圧が第１の電圧以上にな
   ったことを検出したときに、検出用トランジスタをオン
   し、 この検出用トランジスタのオンによって、前記保護用ト
   ランジスタがオンするとともに、前記制御用トランジス
   タが前記電流供給トランジスタを不動作にし、 かつ、 前記検出トランジスタのオンによって動作を開始し、電
   源電圧が第２の電圧以下になるまで前記検出トランジス
   タのオン状態を維持する維持回路を有することを特徴と
   する増幅器。