JP2004064863A

JP2004064863A - モータの駆動装置

Info

Publication number: JP2004064863A
Application number: JP2002218532A
Authority: JP
Inventors: Katsumi Miyazaki; 宮崎　勝己; Daisuke Suetsugu; 末次　大祐; Yuka Sugata; 菅田　由加
Original assignee: Renesas Technology Corp; Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd
Current assignee: Renesas Technology Corp; Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd
Priority date: 2002-07-26
Filing date: 2002-07-26
Publication date: 2004-02-26
Anticipated expiration: 2022-07-26
Also published as: JP4084117B2; TW591881B; US6762576B2; TW200402186A; CN1254003C; KR20040010078A; KR100527528B1; CN1471227A; US20040017168A1

Abstract

【課題】出力トランジスタのソース・ゲート間に設けた電圧クランプ回路により発生するクランプ電流を最小限に抑えて消費電力の低減を図り、半導体集積回路に適したモータの駆動装置を得る。
【解決手段】モータに駆動電流を流す第１の出力トランジスタのソースとゲート間に設けられ、第１および第２の出力トランジスタの両者のオフ時にソースに発生する高電圧を緩和する電圧クランプ回路とグラウンド間に接続され、第１の駆動パルスに応答してクランプ電流を所定の微小電流で処理するよう動作する定電流回路を備える。
【選択図】　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は主に半導体集積回路として構成され、三相モータを駆動するモータの駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
半導体集積回路内に構成される三相モータ駆動用の高電圧・高電力容量出力段は、ステータコイルに電流供給を行う出力トランジスタにＮｃｈ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ここでは、ＭＯＳＦＥＴを単に「トランジスタ」とする。）を採用する場合が多い。これは、Ｐｃｈ型トランジスタがＮｃｈ型トランジスタに比べ単位面積当たりのオン抵抗が大きく、コスト面で不利となるからである。
図３は従来のモータの駆動装置の構成を示す回路図である。図において、３１ｕ，３１ｖ，３１ｗは三相モータのＹ型接続されたステータコイル、１は直流電源、２は高電圧電源、３はグラウンド、４，５はステータコイルにモータの駆動電流を流すための出力用のＮｃｈ型トランジスタ（出力トランジスタ）、６，７は出力トランジスタ４を駆動するＰｃｈ型トランジスタとＮｃｈ型トランジスタである。８，９，１０はインバータ、２１，２２は例えばツェナーダイオードからなる電圧クランプ回路である。
【０００３】
Ｐｃｈ型トランジスタ６は、ドレインが高電圧電源２に接続され、ソースが出力トランジスタ４のゲートに接続され、ゲートが出力トランジスタ４を駆動するための駆動パルスＡを伝達するインバータ８の出力端に接続されている。Ｎｃｈ型トランジスタ７は、ドレインが出力トランジスタ４のゲートに接続され、ソースがグラウンド３に接続され、ゲートがＰｃｈ型トランジスタ６同様に駆動パルスＡに接続されている。
出力トランジスタ４は、ドレインが直流電源１に接続され、ソースがステータコイル３１ｗの端部Ｗに接続されている。他方の出力トランジスタ５は、ドレインがステータコイル３１ｗの端部Ｗに接続され、ソースがグラウンド３に接続され、ソースがインバータ９の出力端に接続されている。インバータ９は、もう一つのインバータ１０と直列に接続されており、出力トランジスタ５をオン・オフ制御するための駆動パルスＢを伝達する。また、出力トランジスタ４のゲート・ソース間には、互いに相反する向きに直列に接続されたツェナーダイオード２１，２２からなる電圧クランプ回路が接続されている。この電圧クランプ回路は出力トランジスタ４の正負のゲート過電圧保護を行うものである。
以上説明した構成と同じ駆動装置が他のステータコイル３１ｕ，３１ｖの各端子Ｕ，Ｖに対して設けられている。
【０００４】
次に動作について説明する。
図４はインバータ８，１０に入力される駆動パルスのタイムチャートであり、図５は回路動作を示す説明図である。
駆動パルスＡとＢは互いに異なるタイミングで供給される。駆動パルスＡが‘Ｈ’の時、インバータ８によりゲートが‘Ｌ’となるため、Ｐｃｈ型トランジスタ６はオンし、Ｎｃｈ型トランジスタ７はオフとなる。したがって、出力トランジスタ４はゲートが‘Ｈ’となってオンし、負荷となるモータのステータコイル３１ｗ，３１ｖに駆動電流を供給する。このとき駆動パルスＢは‘Ｌ’なので出力トランジスタ５はゲートが‘Ｌ’であるためオフとなっている。この動作は図５（ａ）に示されるようになる。
一方、駆動パルスＢが‘Ｈ’のとき、インバータ９，１０により出力トランジスタ５はゲートが‘Ｈ’となるためオンする。このときステータコイル３１ｕの端部Ｕに繋がれた出力段の回路動作により直流電源１が接続される。このとき、駆動パルスＡは‘Ｌ’であり、トランジスタ６，７のゲートは‘Ｈ’となっており、Ｐｃｈ型トランジスタ６はオフ、Ｎｃｈ型トランジスタ７はオンとなる。したがって、出力トランジスタ４はゲートが‘Ｌ’となるのでオフになる。このことにより、ステータコイル３１ｕ，３１ｗを介して流れる駆動電流を出力トランジスタ５が引き込みグラウンド３に流す。この動作は図５（ｂ）に示される。
【０００５】
このように、高電圧を扱う出力トランジスタ４，５のゲート・ソース間の耐圧以上の電源電圧を電力供給源とする回路では、ゲート破壊に対する保護が必要となる。そのため、モータへ駆動電流を供給する出力トランジスタ４のゲート・ソース間にツェナーダイオード２１，２２を接続している。一般に三相モータを駆動する際、図５（ａ）、（ｂ）に示すように出力トランジスタ４，５がアクティブとなる期間以外では、他の２つの相と電流のやりとりを行わない期間が存在する。このとき、ステータコイル３１ｗから出力段側をみたインピーダンスは高インピーダンスとなる。図５（ａ）、（ｂ）で示した動作後に出力トランジスタ４，５がオフになると、ステータコイル３１ｗには電荷が残留し、端部Ｗが高電位となる。そこで、この休止期間において、ツェナーダイオード２１，２２の電圧クランプ回路が動作し、Ｎｃｈ型トランジスタ７を経由して残留電荷を取り除くためにクランプ電流をグラウンド３に流す。この動作は図５（ｃ）に示される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来のモータの駆動装置は以上のように構成されているので、次のような問題があった。
前述の高インピーダンス時の電圧は、一般的に直流電源１の電源電圧の半分となるが、電源電圧の値が大きくなればこのクランプ電流も大きくなり、そのことによる電力損失も無視できなくなる。近年、半導体集積回路に求められる要件の一つとして、低消費電力化が挙げられるが、上記クランプ電流の発生は低消費電力化への妨げとなっている。特に、高電圧系・高電力容量出力段を駆動させる場合、このクランプ電流による電力損失は無視できない。
【０００７】
この発明は上記のような問題を解決するためになされたもので、クランプ電流を最小限に抑えて消費電力の低減を図り、半導体集積回路に適したモータの駆動装置を得ることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るモータの駆動装置は、オン時にモータのステータコイルに駆動電流を流す第１の出力トランジスタと、オン時にステータコイルから駆動電流をグラウンドに引き込む第２の出力トランジスタと、第１の駆動パルスに応答して第１の出力トランジスタをオン・オフ制御する第１のトランジスタスイッチと、第１の駆動パルスと異なるタイミングの第２の駆動パルスに応答して第１の出力トランジスタの他方をオン・オフ制御する回路と、第１の出力トランジスタのソースとゲート間に設けられ第１および第２の出力トランジスタの両者のオフ時にソースに発生する高電圧を緩和する電圧クランプ回路と、電圧クランプ回路とグラウンド間に接続され、第１の駆動パルスに応答してクランプ電流を所定の微小電流で処理するよう動作する定電流回路を備えたものである。
【０００９】
この発明に係るモータの駆動装置は、第１の駆動パルスの立ち下がり時と第２の駆動パルスの立ち上り時に同期し、かつ第１および第２の駆動パルスよりも十分短い期間を持つ第３の駆動パルスに応答してオンし、オフ時の第１の出力トランジスタのゲートを実質的にグラウンドに接続する第２のトランジスタスイッチを備えたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるモータの駆動装置の構成を示す回路図である。図において、図３に相当する部分には同一符号を付し、原則としてその説明を省略する。４０は出力トランジスタ４に対して設けられた回路で、この中の回路配置が従来の図３と下記の点で異なる。
Ｎｃｈ型トランジスタ（第２のトランジスタスイッチ）７のゲートには出力トランジスタ（第１の出力トランジスタ）４をオンさせるための駆動パルス（第３の駆動パルス）Ｃが与えられるようになっている。１１は出力トランジスタ４のゲートとグラウンド３間に接続された定電流回路である。また、この定電流源１１はＰｃｈ型トランジスタ（第１のトランジスタスイッチ）６と逆相の関係でオン・オフが切り替えられるようインバータ８の出力信号によって制御される。
【００１１】
次に、動作について説明するが、基本的な動作は図３の説明と同様であるので省略する。
駆動パルス（第１の駆動パルス）Ａが‘Ｈ’のとき、Ｐｃｈ型トランジスタ６はオンとなり、出力トランジスタ４はオンとなるが、その間、定電流回路１１はオフとなる。また、駆動パルスＡが‘Ｌ’のとき、Ｐｃｈ型トランジスタ６はオフとなり、出力トランジスタ４もオフとなるが、その間、定電流回路１１はオンとなって出力トランジスタ４のゲートに繋がれる。出力トランジスタ（第２の出力トランジスタ）５もオフの状態となって、ステータコイル３１ｗから出力段をみたインピーダンスが高くなり、出力トランジスタ４のソース電位が高いと電圧クランプ回路が働いてＮｃｈ型トランジスタ７を通してクランプ電流が流れる。このとき定電流回路１１はそのクランプ電流を所定の微小電流に抑えるように動作する。定電流回路１１としては、出力トランジスタ４のオフ状態、すなわちゲート電圧‘Ｌ’を維持させるの十分に微小な電流値を持つものが使用される。
【００１２】
ここで、主に出力トランジスタ４のゲート容量とミラー効果の影響について考慮しなければならない。微小な電流値の定電流回路１１のみでは、出力トランジスタ４の素早いオフ動作と、出力電圧が急峻に変化した時に出力トランジスタ４のオフ状態の保持が確保できない場合がある。そこで、所定のタイミングで駆動パルスＣを与えてＮｃｈ型トランジスタ７を働かせ、出力トランジスタ４のゲートをグラウンドの電位にするようにする。具体的には、図２に示す駆動パルス（第３の駆動パルス）Ｃを用いる。駆動パルスＣは、駆動パルスＡの立下り時ｔ１と駆動パルスＢの立ち上り時ｔ２に発生し、これらのパルスＡ，Ｂよりも十分短い期間のパルス幅を持つ。換言すると、ｔ１は出力トランジスタ４がオフした時点、ｔ２は出力トランジスタ５がオンした時点である。また、この場合、定電流回路１１との関係から、Ｎｃｈ型トランジスタ７としては、オン時のインピーダンスが十分低い値を持つことが要求される。
ｔ２パルスの役割について述べる。駆動パルスＢの立ち上りは、出力トランジスタ５の導通をもたらすが、これにより出力電位は急激に下降する。この時、Ｎｃｈ型の出力トランジスタ４のゲート電圧が取り残され、ソース・ゲート間電位Ｖｇｓが開く。そこで駆動パルスＣのｔ２パルスをＮｃｈ型トランジスタ７に与えてオンさせ、出力トランジスタ４のゲート電位を逸早く下降させ、出力トランジスタ４がオンするのを防ぐようにする。
【００１３】
以上のように、この実施の形態１によれば、ツェナーダイオード２１，２２からなる電圧クランプ回路とグラウンド３間に接続され、駆動パルスＡに応答してクランプ電流を所定の微小電流で処理するよう動作する定電流回路１１を備えたので、クランプ電流を制限して消費電力を抑えることを可能とする効果が得られる。また、駆動パルスＡの立ち下がり時と駆動パルスＢの立ち上り時に同期し、かつこれらの駆動パルスよりも十分短い期間を持つ駆動パルスＣに応答してＮｃｈ型トランジスタ７をオンさせ、オフ時の出力トランジスタ４のゲートを実質的にグラウンドに接続するようにしており、このことによって、出力トランジスタ４の素早いオフ動作を実現し、出力電圧が急峻に変化した時に出力トランジスタ４のオフ状態を保持する効果が得られる。
【００１４】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、オン時にモータのステータコイルに駆動電流を流す第１の出力トランジスタと、オン時にステータコイルから駆動電流をグラウンドに引き込む第２の出力トランジスタと、第１の駆動パルスに応答して第１の出力トランジスタをオン・オフ制御する第１のトランジスタスイッチと、第１の駆動パルスと異なるタイミングの第２の駆動パルスに応答して第１の出力トランジスタの他方をオン・オフ制御する回路と、第１の出力トランジスタのソースとゲート間に設けられ第１および第２の出力トランジスタの両者のオフ時にソースに発生する高電圧を緩和する電圧クランプ回路と、電圧クランプ回路とグラウンド間に接続され、第１の駆動パルスに応答してクランプ電流を所定の微小電流で処理するよう動作する定電流回路を備えるように構成したので、クランプ電流発生時に、その電流量を制限して消費電力を抑え、半導体集積回路に適したモータの駆動装置を実現する効果がある。
【００１５】
この発明によれば、第１の駆動パルスの立ち下がり時と第２の駆動パルスの立ち上り時に同期し、かつ第１および第２の駆動パルスよりも十分短い期間を持つ第３の駆動パルスに応答してオンし、オフ時の第１の出力トランジスタのゲートを実質的にグラウンドに接続する第２のトランジスタスイッチを備えるように構成したので、出力トランジスタの素早いオフ動作を実現し、出力電圧が急峻に変化した時に出力トランジスタのオフ状態を保持することができる効果がある。
なお、この発明は、実施の形態１で示したトランジスタの回路の他に、Ｎｃｈ型とＰｃｈ型を入れ替えた回路構成、さらにＦＥＴに代えＮＰＮ型とＰＮＰ型トランジスタを用いた構成でも適用できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるモータの駆動装置の構成を示す回路図である。
【図２】同実施の形態１に係る駆動パルスのタイムチャートである。
【図３】従来のモータの駆動装置の構成を示す回路図である。
【図４】従来の回路に用いる駆動パルスのタイムチャートである。
【図５】従来の回路動作について示す説明図である。
【符号の説明】
１　直流電源、２　高電圧電源、３　グラウンド、４，５　Ｎｃｈ型トランジスタ（出力トランジスタ）、６　Ｐｃｈ型トランジスタ、７　Ｎｃｈ型トランジスタ、８，９，１０　インバータ、１１　定電流回路、２１，２２　ツェナーダイオード、３１ｕ，３１ｖ，３１ｗ　ステータコイル。

Claims

オン時にモータのステータコイルに駆動電流を流す第１の出力トランジスタと、
オン時に前記ステータコイルから駆動電流をグラウンドに引き込む第２の出力トランジスタと、
第１の駆動パルスに応答して前記第１の出力トランジスタをオン・オフ制御する第１のトランジスタスイッチと、
前記第１の駆動パルスと異なるタイミングの第２の駆動パルスに応答して前記第１の出力トランジスタの他方をオン・オフ制御する回路と、
前記第１の出力トランジスタのソースとゲート間に設けられ前記第１および第２の出力トランジスタの両者のオフ時に前記ソースに発生する高電圧を緩和する電圧クランプ回路と、
前記電圧クランプ回路とグラウンド間に接続され、前記第１の駆動パルスに応答して前記クランプ電流を所定の微小電流で処理するよう動作する定電流回路を備えたことを特徴とするモータの駆動装置。
第１の駆動パルスの立ち下がり時と第２の駆動パルスの立ち上り時に同期し、かつ前記第１および第２の駆動パルスよりも十分短い期間を持つ第３の駆動パルスに応答してオンし、オフ時の第１の出力トランジスタのゲートを実質的にグラウンドに接続する第２のトランジスタスイッチを備えたことを特徴とする請求項１記載のモータの駆動装置。