JP2003526978A - 偏波変換無線周波数反射表面 - Google Patents
偏波変換無線周波数反射表面Info
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Abstract
Description
で変換することのできる、様々なアンテナ応用分野で使用するための反射表面を
提供する。
ことによって電磁気的表面インピーダンスが2つの直交する方向で異なって制御
されるHi−Z表面に基づくものである。本発明によれば、入射波または隣接す
るアンテナエレメントから「見た」表面インピーダンスは表面の2つの直交軸に
沿って異なる。直線偏波を有する入射波については、反射位相は表面の2つの軸
に対する偏波の角度によって決まる。偏波変換反射器では、偏波位相は2つの直
交方向についてπ/2異なるように設計される。2つの軸に対して45度で直線
偏波された波は、反射して円偏波の波に変換される。同様に、円偏波された入射
波は、反射して直線偏波された波に変換される。さらに、直交する直線偏波の波
から右回りと左回りの円偏波の両方を発生させることができる。アンテナの反射
器として使用するとき、この表面は、衛星から円偏波されたビームを集めて直線
偏波の検波器に収束させることができる。この表面はまた、直線のワイヤで構成
される個々のアンテナエレメントを有するフェーズドアレイのためのグランドプ
レーンとして使用することも可能であり、さらにこのアレイはここに開示した偏
波変換反射表面が存在することに起因して、円偏波の無線周波数信号を放射する
ことができる。
ない。わずかに異なる共振周波数を有する直交ダイポールの対で構成されるアレ
イがGonzolez等(米国特許第4,905,014号)によって開示され
ている。反射位相がπ/2異なるようにダイポールを設計することによって、同
じ偏波変換効果を達成することができる。しかしながら、この構造は、別個のグ
ランドプレーンを必要し、ダイポールの1/4波長後ろになければならない。こ
れは、動作周波数に応じていくつかの用途では受容不可能となり得るかなり厚い
構造に通じる可能性がある。本発明においては、波長の1/10以下というオー
ダーで著しく優れている。さらに、Gonzolezは、彼のダイポール設計を
使用すると装置の帯域幅は3%から10%だけであると主張している。本発明の
場合、実験データから関心のある中心周波数の10から20%の帯域幅が達成で
きるはずであることがわかる。
わるものである。円偏波と直線偏波の間の変換によって、この反射器は円偏波検
波器の必要性を取り除く。直線偏波を有するさらに単純な検波器をその代わりに
使用することができる。さらに、本発明は円偏波のフェーズドアレイにとって利
点を有する。一般に、円偏波で放射または受信をするアンテナエレメントは、広
い領域をカバーする傾向にあるが、直線のエレメントは細いワイヤのダイポール
でよい。幅の狭いワイヤのエレメントは、アレイの表面上で極めて小さな領域を
使用するだけなので、隣接するエレメントを長い距離で分離することができる。
これは、分離を改善しエレメント間の相互作用から引き起こされる位相誤差を解
消するために使用することができる。
れは互いに関して直交して配向されたダイポールの対で構成される。これらのダ
イポールは、わずかに異なる共振周波数を有し、2つの向きの間でπ/2位相差
で反射するように設計される。一方のダイポールに波が、他方のダイポールに対
して45度で配向された直線偏波で入射する場合、波は反射の後で円偏波を有す
ることになる。これは、一方のダイポールに沿って配向された成分が他方のダイ
ポールに沿って配向された成分に関して1/4周期遅れるという事実に起因する
。
7日に公開されたWO 99/50929参照)の主題であるHi−Z表面は、
LC共振回路から成る周期的なテクスチャで覆うことによって導電性表面のイン
ピーダンスを人為的に制御する手段を提供する。これらのLC共振回路はプリン
ト回路基板技術を使用して容易に加工することが可能であり、そのため、得られ
る構造は薄型であり、作製にコストがかからない。共振周波数において、その構
造は低インピーダンスの金属シートを高インピーダンス表面に変換することがで
き、極めて薄いアンテナ(λよりはるかに薄い厚さ)を短絡することなく直接隣
接して搭載することを可能にする。
形成する主表面と平行な方向でλよりはるかに小さい大きさを有する)平坦な金
属のエレメントのパターンから成る。画びょうまたは平たいキノコに似ており、
金属表面上に格子状またはアレイ状に配列され、単層または多層の幾何学形状に
も加工することができる。普通、平坦な金属のパッチとして作製され、回路基板
材料にドリル穴加工される径路によって各々がグランドプレーンに接続され、金
属でメッキされる。隣り合う金属パッチの近接はキャパシタンスCを供給し、そ
れに対してそれらの間の長い導電経路はインダクタンスLを提供する。共振周波
数、
共振周波数を調整することによって単純に達成することができる。Hi−Z表面
の範例は図2bの周波数の関数としての測定した反射位相と共に図2aに示され
ている。
って決定されるような図2aのHi−Z表面の改良である。この効果は、キャパ
シタ自体の値を変えるかまたは格子の周期を変えることによって、Hi−Z表面
に2つの主要で通常は直交する方向に沿って2つの異なるシートキャパシタンス
値を設けることで得られる。Hi−Z表面がそのxおよびy軸に沿って2つの異
なるシートキャパシタンス値を有する実施形態を、水平またはy方向に沿った間
隔が垂直またはx方向に沿ったそれよりわずかに大きい構造として図3a、3b
および3cに示す。これは水平またはy方向に沿った方がより低いキャパシタン
スとなり、したがってより高い共振周波数となる結果につながる。
表面の2つの軸xとyに対するその偏波の角度によって決まる。図3a、3bお
よび3cの構造は、或る一定の周波数帯域にわたって、水平偏波の波を+π/4
の位相シフトで反射し、垂直偏波の波を−π/4の位相シフトで反射するように
設計される。もしもこの表面に各々の軸に関して45度に配向した直線偏波で波
が当たると、一方の成分は他方の成分に関して1/4周期遅延されるであろう。
これは直線偏波で当たるのを円偏波反射に変換する効果を有する。
cは図3aの構造のc−c’線に沿った断面図である。導電性のエレメントまた
はプレート12はどのような便利な構造を有してもよい。それらは図3aではこ
の構造の表面を横切る変動インピーダンスのx軸とy軸の配向にとって都合の良
い形状である正方形で示されている。各々の上部プレートまたはエレメント12
は導体13によって導電性の背面14に結合されることが好ましい。プレートま
たはエレメント12は平板構造であることが好ましく、かつプリント回路基板ま
たは他のシート絶縁材11のような基板の主表面上に形成されることが好ましく
、それに対して背面14は基板11の反対側の主表面上に形成される。導体13
は基板11内に径路を形成し、周知のメッキ技術を使用して径路を通じて金属で
メッキを施すことによって形成されることが好ましい。
好ましいが、同じ平面または表面を共有する必要はない。例えば、1つの層のプ
レート12が他の(またはもう1つの)層のプレート12に部分的にオーバーラ
ップするようにしてプレート12が異なる層の上に形成される多層の幾何学形状
を使用することができる。実際問題として、低周波数の用途では3層構造が好ま
しく、かつ必要である場合がある。図6aおよび6bに3層構造を示し、以下で
考察する。
垂直成分について周波数の関数として必要な反射位相、および結果として生じる
反射波への影響の両方を示すグラフである。この表面は反射位相が水平および垂
直成分についてπ/2異なるように設計される。水平またはx軸および垂直また
はy軸に関して45度で配向した直線偏波された波17がこの表面10で反射さ
れるとき、一方の成分が他方の成分に関して1/4波長遅れたかのように見える
。結果として、直線偏波の波は反射されて円偏波19に変換され、その逆も生じ
る。さらに、直交円偏波は直交直線偏波に変換され、その逆もまた生じる。
が損失と考えられる送信を基本としたシステムの非効率がない。本構造は反射モ
ードで作用するので、100%の効率にすることができる。Gonzolez等
の特許のダイポールアレイと比較すると、本発明の構造は薄型の側面輪郭でより
広い帯域幅を有する能力を持つ。Gonzolez等の特許は1/4波長の厚さ
の構造について3%から10%の帯域幅が達成されると主張している。本発明は
、以下に説明するように、1/10波長未満の厚さで10%を超える帯域幅を容
易に提供することができる。
ある。例えば、もしも構造が1波長のおよそ1/60の厚さであるとすると、約
10%の使用可能帯域幅を有するであろう。Hi−Z表面の帯域幅BWは、普通
、反射位相が−π/2と+π/2との間に入る周波数の範囲となるように構成さ
れる。図5参照。Hi−Z表面は、図3aおよび3bに示したように、そのxお
よびy軸に沿って2つの異なるシートキャパシタンス値を有するので、たとえ各
々の軸に対する通過帯域の帯域幅BWが殆ど同じ(所定の厚みtについては、帯
域幅は中心周波数の同一パーセンテージとなるであろう)であってもそれら2つ
の軸に付随する通過帯域の中心周波数は異なるはずである。図3aおよび6aの
Hi−Z表面が、その動作する有効帯域幅BW’を有するためには、2つの軸x
とyに沿った帯域幅BWは図5で示したようにオーバーラップしなければならな
い。図5から明らかなように、一方の通過帯域の中心周波数(そこでは位相はゼ
ロである)が他方の通過帯域のエッジ(そこでは位相は上記で与えた規定によっ
て−π/2および+π/2のいずれかである)に対応するように設定されている
場合、使用可能な帯域幅BW’はHi−Z表面の帯域幅BWの約1/2、または
約πt/λに等しくなるであろう。この範囲の外側では、この表面は普通の平坦
な金属シートのように見え、多くの表面波モードをも支持する。したがって、図
3aおよび6aに示したタイプの偏波変換反射器のケースでは、合計の使用可能
帯域幅はHi−Z表面の通常の帯域幅の約1/2である。各々の直交する方向ま
たは軸は異なる共振周波数を有するが、しかし一方の方向または軸の下側半分の
帯域幅は他方の方向または軸の上側半分の帯域幅とオーバーラップするはずであ
る。この制限にもかかわらず、Hi−Z表面は1オクターブの大きさの帯域幅B
Wで作製することが可能であり、そのため、本発明の比較的広帯域を履行するこ
とは特に達成困難であるはずがない。
可能であり、これらは、当業者が所望の動作周波数と帯域幅で構造を作製するの
に有用な情報を提供する。
構造の厚さtを設定するために使用される次の等式で与えられ、
判定することであって次の等式で与えられる。
ら上記の因数でオフセットされている。周波数はキャパシタンスの平方根の逆数
によって決まるので、2つの軸x,yに沿った周波数変動は累乗級数に展開する
ことが可能であって、
決めることに関して、次の説明が役立つと判明するはずである。キャパシタンス
がフリンジング電界によって発生される図3aおよび3bに示したような2層構
造のケースでは、キャパシタンスの式は、
普通は空気または真空であるがその他の材料が存在してもよい)の誘電定数であ
る。
ろうから、シートキャパシタンスは2つの異なる軸に沿ってエレメント12の周
期を変えることによって2つの方向または軸で変えられることが好ましい。周期
PxおよびPyは所望の効果を達成するために1±BW’の因数で増加(または減
少)させることができる。場合によってはやはり所望の効果を達成するために、
プレート12の1つの層を他の方向または軸に対して1つの方向または軸で他の
層に関してシフトすることができる。
zの中心周波数で動作することが望まれること、および図6aおよび6bで示し
たような3層構造が使用されることを想定する。上述した第1の等式から、この
帯域については厚さは約1mmとなるはずであり、それは10GHzの波長の約
1/30にしか過ぎない。第2の等式から、平均キャパシタンスCavは約0.2
0pFになるはずと判定される。最後に、第3の等式から、2つの方向に沿った
シートキャパシタンスCxおよびCyは0.18pFおよび0.22pFになるは
ずであって所望の結果が達成される。そのような偏波変換反射器はプリント回路
基板技術を使用して容易に製造することができる。適切な基板11はRoger
s Corporationで販売されているDuroid 5880である。
下側の層は40ミル(1mm)の厚さであり、それに対して上側の層は約5ミル
(0.13mm)の厚さであることが好ましい。各々の層の上のエレメント12
は75ミル平方(1.9mm2)であることが好ましい。この10GHzの例に
ついての基本構造の周期は約100ミル(2.54mm)である。その周期は一
方の方向で10%増やされ、他方の方向で10%減らされる。この構造は約9.
5から10.5GHzの周波数範囲にわたって動作するはずであり、そのためそ
の有用帯域幅BW’は中心周波数のまさに10%である。
たは背面14に直接結合されて示されている。もしもアンテナが少なくとも1波
長Hi−Z表面の表面から間隔を開けられるなら、そのような導体13は不必要
である。もしもアンテナが密な間隔であるなら、表面波を抑制するために少なく
とも最外側のエレメント12をグラウンドまたは背面14に結合するための導体
13が必要になる。導体13は直接的にグラウンドまたは背面14に結合される
ことが好ましいが、信号を加えて、制御可能にHi−Zシートのキャパシタンス
を変えるために他のエレメントを制御する場合を除き、その場合には、導体13
が、少なくとも容量性でグラウンドまたは背面14に結合される。
れることになり、Hi−Z表面はゼロ反射位相を有することができる。アンテナ
エレメントが直接的にHi−Z表面に隣接することがあり得るので、いくつかの
用途ではゼロ反射位相は重要である。表面波の抑制は、アンテナが充分に密(1
波長以内など)であって、別の方法ではそのような表面波を励起するであろうと
きにアンテナの放射パターンを改善するので、そのような用途では大切である。
例えば、偏波変換Hi−Z表面上または隣接するダイポールエレメントのケース
のようにもしも偏波変換Hi−Z表面上または極めて近傍に1つまたは複数のア
ンテナエレマントが搭載される場合、表面波を抑制することが極めて望ましい。
もしもアンテナが比較的偏波変換Hi−Z表面から離れている(1波長以上)場
合、表面波の抑制はそれほど重要ではなく、エレメント12のグランドプレーン
14へのAC結合は省略してもよい。そのような実施形態で、反射位相はそれで
もある程度の周波数でゼロにすることができ、ここに説明した技術を使用してこ
の表面を調整することができる。そのような構造の1つの用途が図7に描かれて
おり、そこでは偏波変換表面から反射した後に円偏波放射が生じるようにアンテ
ナ給電ホーン15が作製される。
その表面は低側面輪郭の直線アンテナ25のアレイにとってグランドプレーンと
して役立つ。従来のHi−Z表面上の直線ワイヤアンテナは効率的な広帯域放射
器である。通常は、ワイヤアンテナ25は長さ約1/3波長であり、その性能は
ワイヤ自体の幾何学形状よりもHi−Z表面によって決定される。ワイヤアンテ
ナ25は長さλ/2またはλ/4の間であることが好ましく、λ/3の長さがし
ばしば優れた選択であることが経験から示される。ワイヤアンテナ25は独立し
た絶縁層28(図8b参照)によって上部プレートまたはパッチ12との接触外
に保たれる。アンテナ25は、Hi−Z表面の漏えいTEモードを励起すること
によって作用し、その後に自由空間に放射する。ワイヤ25を表面10の2つの
xおよびy軸に関して45度で配向することにより、2つの直交するモードはπ
/2外れで励起されることが可能となり、したがって円偏波で一緒に放射される
。この幾何学形状の利点は、ワイヤ25自体が1/2波長(λ/2)で隔てられ
て一方向に沿ったワイヤアンテナエレメント25間の高度な隔絶を提供できるこ
とである。これは図8aに示されており、そこではワイヤアンテナエレメント2
5は水平方向の長い距離によって隔てられる。垂直方向に沿った隔絶は、ワイヤ
アンテナエレメント25がその方向に何も持たないので、それほど重要ではない
。この幾何学形状は、図8cにおいて楕円で描かれた、同じエレメント間隔につ
いて狭い隔絶を有する円偏波のパッチアンテナのアレイと対比することができる
。図8bは図8aに示した反射器からとった断面図である。
しかしながら、本発明は平面の偏波変換Hi−Z表面に限定されるものではない
。実際問題として、偏波変換Hi−Z表面のために基板11を提供するのに使用
されることが好ましいプリント回路基板技術が極めて可撓性のある基板11を提
供できることを当業者であれば理解するであろう。したがって偏波変換Hi−Z
表面はいかなる便利な表面の上でも搭載可能であり、その表面の形状に順応する
ことができる。その後、その表面の形状を考慮に入れてインピーダンス機能の同
調が調節されるであろう。したがって、その表面インピーダンスを適切に調整す
ることにより、偏波変換Hi−Z表面は平面、非平面、凸型、凹型であっても、
または他のいかなる形状を有することも可能である。
リント回路基板技術に使用するのに便利な銅または銅合金のような金属で形成さ
れることが好ましい。しかしながら、所望の場合には、非金属の導電性材料を金
属の代わりに上部プレートエレメント12および/またはグラウンドないし背面
エレメント14として使用することもできる。
それ自体は示唆されるであろう。そのように、添付の特許請求の範囲で要求され
る場合を除いて、本発明は開示した実施形態に限定されるものではない。
先行技術で知られているタイプの共振ダイポール構造を示す図である。
Z表面の透視図である。
の偏波変換反射器の透視図である。
る。
波放射に変換する偏波変換反射器を示す図である。
レメントのアレイと組み合わせた図3a、3bおよび4aの偏波変換反射器の平
面図である。
Claims (31)
- 【請求項1】 無線周波数ビームの偏波を反射し、かつ変化させるための表
面であって、 (a)グランドプレーンと、 (b)少なくとも1つのアレイ状に配置され、前記グランドプレーンから離隔
された複数の導電性エレメントであって、前記少なくとも1つのアレイが前記無
線周波数ビームの波長より短い距離で離隔され、前記少なくとも1つのアレイが
それに付随する2つの主軸を有するところの導電性エレメントとを備え、 (c)前記複数の導電性エレメントが前記2つの主軸において異なるシートキ
ャパシタンスを備えて配列される ところの表面。 - 【請求項2】 第1および第2の主表面を有する基板をさらに含み、前記基
板がその前記第1の主表面上に前記複数のエレメントのうちの少なくとも選択さ
れたものを支持し、そして、その前記第2の主表面上に前記グランドプレーンを
支持する、請求項1に記載の表面。 - 【請求項3】 前記複数の導電性エレメントのうちの少なくとも選択された
ものが、前記基板を通る径路有する導体によって前記グランドプレーンに接続さ
れる、請求項2に記載の表面。 - 【請求項4】 前記複数の導電性エレメントの各々が、前記無線周波数ビー
ムの波長より短い外側寸法を有する、請求項3に記載の表面。 - 【請求項5】 前記基板が、前記無線周波数ビームの波長の1/10より小
さい厚さtを有する、請求項2から4のいずれか1つに記載の表面。 - 【請求項6】 前記表面が、前記無線周波数ビームの偏波を円形から直線形
におよび/または直線形から円形に変えるための偏波変換反射表面であり、上部
プレートが、前記2つの主軸のうちの第1の1つで反射位相が−π/2と+π/
2との間に入る周波数の範囲に対応する第1の帯域幅と、前記2つの主軸のうち
の第2の1つで反射位相が−π/2と+π/2との間に入る周波数の範囲に対応
する第2の帯域幅とを有し、第1および第2の帯域幅が部分的にオーバーラップ
する、請求項5に記載の表面。 - 【請求項7】 一方の帯域幅が他方の帯域幅より高い周波数を含み、前記一
方の帯域幅の下側半分が前記他方の帯域幅の上側半分と一致する、請求項6に記
載の偏波変換反射表面。 - 【請求項8】 絶縁体がプリント回路基板の絶縁体である、請求項7に記載
の偏波変換反射表面。 - 【請求項9】 第2の基板をさらに含み、最初に述べた基板が前記導電性エ
レメントの第1のアレイを支持し、第2の基板が前記導電性複数エレメントの第
2のアレイを支持し、第1および第2のアレイの導電性エレメントが少なくとも
部分的に互いに重なっている、請求項2から8のいずれか1つに記載の表面。 - 【請求項10】 前記表面が、前記無線周波数ビームの偏波を円形から直線
形におよび/または直線形から円形に変えるための偏波変換反射表面であり、上
部プレートが、前記2つの主軸のうちの第1の1つで反射位相が−π/2と+π
/2との間に入る周波数の範囲に対応する第1の帯域幅と、前記2つの主軸のう
ちの第2の1つで反射位相が−π/2と+π/2との間に入る周波数の範囲に対
応する第2の帯域幅とを有し、第1および第2の帯域幅が部分的にオーバーラッ
プする、請求項9に記載の表面。 - 【請求項11】 無線周波数の複数の波を反射するための偏波変換表面であ
って、 (a)グランドプレーンと、 (b)前記グランドプレーンから離隔された少なくとも1つのアレイ状に配置
された複数の導電性エレメントとを含み、前記導電性エレメントの前記少なくと
も1つのアレイがそれらに付随して少なくとも2つの主軸を有し、前記グランド
プレーンとの組み合わせで前記導電性エレメントが前記少なくとも2つの主軸の
うちの第1の1つで第1の反射位相が−π/2と+π/2との間に入る周波数の
第1の範囲に対応する第1の帯域幅と、前記少なくとも2つの主軸のうちの第2
の1つで第2の反射位相が−π/2と+π/2との間に入る周波数の第2の範囲
に対応する第2の帯域幅とを有し、第1および第2の帯域幅が部分的にオーバー
ラップする偏波変換表面。 - 【請求項12】 一方の帯域幅が他方の帯域幅より高い周波数を含み、前記
一方の帯域幅の下側帯域が前記他方の帯域幅の上側帯域とオーバーラップする、
請求項11に記載の偏波変換表面。 - 【請求項13】 一方の主表面上に前記グランドプレーンを支持し、他方の
主表面上に前記複数のエレメントの少なくとも選択されたものを支持するため基
板をさらに含む、請求項11または12に記載の偏波変換表面。 - 【請求項14】 前記複数の導電性エレメントの少なくともいくつかが前記
基板を通る径路有する導体によって前記グランドプレーンに接続される、請求項
13に記載の偏波変換表面。 - 【請求項15】 前記複数の導電性エレメントの大半が前記基板の導体によ
って前記グランドプレーンに接続される、請求項14に記載の偏波変換表面。 - 【請求項16】 前記複数のエレメントの各々が、前記無線周波数の波の波
長より短い外側寸法を有する、請求項13から15のいずれか1つに記載の偏波
変換表面。 - 【請求項17】 前記絶縁体が、前記無線周波数の波の波長の1/10より
小さい厚さtを有する、請求項13から16のいずれか1つに記載の偏波変換表
面。 - 【請求項18】 前記複数のエレメントが平面アレイ状に配列される、請求
項13から17のいずれか1つに記載の偏波変換表面。 - 【請求項19】 無線周波数信号について高インピーダンス表面を調整する
方法であって、 実質的に離隔された複数の導電性エレメントを、導電性の背面から離隔され、
かつ実質的に平行に配置された少なくとも1つのアレイ状に配列する工程であっ
て、各導電性エレメントのその主軸に沿った大きさが無線周波数信号の波長より
短く、かつ各導電性表面の前記背面からの間隔が無線周波数信号の波長より短く
、前記アレイが少なくとも2つの主軸を有するところの工程と、そして、 アレイ内のその2つの主軸で隣り合う導電性表面間のキャパシタンスを変化さ
せ、それにより前記2つの主軸で異なる共振周波数を有し、かつ2つの主軸で異
なる通過帯域を有するように前記高インピーダンス表面のインピーダンスを調整
する工程であって、2つの異なる通過帯域が互いに部分的にオーバーラップする
ところの工程と を含む方法。 - 【請求項20】 実質的に離隔された前記複数の導電性エレメントが基板上
に配列される、請求項19に記載の方法。 - 【請求項21】 前記基板が平面基板である、請求項20に記載の方法。
- 【請求項22】 実質的に離隔された前記複数の導電性エレメントが複数の
基板上に配列され、前記複数の基板の各々の基板が前記複数の導電性エレメント
の異なるアレイを担持する、請求項20または21に記載の方法。 - 【請求項23】 前記複数の基板が複数の平面基板である、請求項22に記
載の方法。 - 【請求項24】 無線周波数を反射するための表面であって、 (a)グランドプレーンと、 (b)前記グランドプレーンから離隔されてアレイ状に配置された複数の導電
性エレメントであって、前記少なくとも1つのアレイがそこに付随する2つの主
軸を有するところの導電性エレメントとを有し、 (c)前記グランドプレーンとの組み合わせで、前記導電性エレメントが前記
2つの主軸でゼロ位相の反射位相に付随する異なった周波数を有する表面。 - 【請求項25】 第1および第2の主表面を有する基板をさらに含み、前記
基板がその前記第1の主表面上に前記複数エレメントのうちの少なくとも選択さ
れたものを支持し、その第2の主表面上に前記グランドプレーンを支持する、請
求項24に記載の表面。 - 【請求項26】 前記複数の導電性エレメントのうちの少なくとも選択され
たものが、前記基板を通る径路有する導体によって前記グランドプレーンに接続
される、請求項25に記載の表面。 - 【請求項27】 前記基板がプリント回路基板絶縁体である、請求項25ま
たは26に記載の表面。 - 【請求項28】 前記複数の導電性エレメントの各々が、前記無線周波数ビ
ームの波長より短い外側寸法を有する、請求項25、26または27に記載の表
面。 - 【請求項29】 前記基板が前記無線周波数ビームの波長の1/10より小
さい厚さtを有する、請求項28に記載の表面。 - 【請求項30】 前記表面が前記無線周波数ビームの偏波を円形から直線形
におよび/または直線形から円形に変えるための偏波変換反射表面であり、上部
プレートが、前記2つの主軸の第1の1つで反射位相が−π/2と+π/2との
間に入る周波数の範囲に対応する第1の帯域幅と、前記2つの主軸の第2の1つ
で反射位相が−π/2と+π/2との間に入る周波数の範囲に対応する第2の帯
域幅とを有し、第1および第2の帯域幅が部分的にオーバーラップする、請求項
24から29のいずれか1つに記載の表面。 - 【請求項31】 一方の帯域幅が他方の帯域幅より高い周波数を含み、前記
一方の帯域幅の下側半分が前記他方の帯域幅の上側半分と一致する、請求項30
に記載の表面。
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