JP2003529261A - 同調可能インピーダンス面 - Google Patents
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Abstract
Description
ピーダンスを有する面に関する。
ンバルを使用して機械的に操縦する単一の送りまたは反射器を備えるものと、電
子的に位相合わせした放射素子の固定アレイを備えるものである。このどちらに
も欠点があり、どのシステムを使用するかの選択をする場合には、コスト、速度
、信頼性、そしてRF(無線周波数)性能のどれを優先するか考えなければなら
ない。機械的に操縦するアンテナは廉価であるが、移動部品の速度が遅く、また
信頼性も低い。そして運動のために、妨げられるもののない不必要に大きい自由
空間を必要とする。能動位相アレイは速度が速く信頼性も高いが、非常に高価で
ある。そして、位相アレイのそれぞれの能動素子にRF信号を供給し、かつ/ま
たは位相アレイのそれぞれの能動素子からRF信号を受信するために必要な、複
雑な送り構造によって著しい損失が生じる場合がある。増幅器をそれぞれの素子
またはサブアレイ内に入れると、損失を軽減できる場合もあるが、この方法は、
雑音を生じ、電力消費が増え、さらにアンテナのコストも高くなる。
由空間の送りに替えることである。能動位相素子は反射モードで動作し、単一の
送りアンテナによって投射される。アレイは、アレイ全体にわたる反射位相の勾
配によって限定される有効反射面を形成することによって、RFビームを操縦す
る。このような従来技術を使用しているため、この種のシステムは、今だに多く
の高価な位相器を必要とすることになる。
されている。この面は、従来の位相器の同程度の大きさのアレイと比べて、より
廉価でありながら、できれば同様のRF性能を示すものでなければならない。こ
の面はまた、1つまたは複数のRFビームの操縦または焦点合わせを含む、さま
ざまな重要機能を実施することのできる能力を有するところの、一般的な再構成
可能な反射器として機能できるものでなければならない。本発明の一目的は、こ
の要求を満たすことである。
単に高Z面として周知の、共振テスクチャ加工の接地平面に基づくものである。
この電磁気構造は、高さの低いアンテナに適用できる2つの重要なRF属性を有
する。これは、伝搬している表層流を抑制し、これによって、有限の接地平面上
でのアンテナの放射パターンが向上し、人工磁気導体として作用する高インピー
ダンス境界条件を供給し、このため、放射素子を短絡をせずに接地平面の近くに
置くことができるようになる。これは、波形面や光バンドギャップ面などの、そ
の他の周知の電磁気構造に起源を有する。従来の技術によるインピーダンス面が
、WO99/50929として1999年10月7日に公開された、PCT出願
PCT/US99/06884、D.Sievenpiper、E.Yablo
novitchによる係属中の米国特許出願、「Circuit and Me
thod for Eliminating Surface Current
s on Metals」に開示されている。
ート12上における金属の上板または素子10のアレイから構成される。これは
、プリント回路基板の上部または第1の面上に形成された金属板または素子10
と、プリント回路基板の底部または第2の面上に形成された固体伝導接地面また
は背面12とを備え、プリント回路基板技術を使用して形成することができる。
プリント回路基板内の金属めっきしたバイア14として垂直の接続が形成されて
おり、これが、素子10をその下の接地平面12と接続させる。金属部材は、上
板10とバイア14とから構成され、平面的なセルまたは空洞の格子状に配置さ
れ、平坦な金属面12から突出する、マッシュルーム型または画びょう型の部材
として認識される。この構造の厚さは、プリント回路基板の厚さによって制御さ
れ、問題の周波数の1つの波長よりはるかに短い。素子10のサイズも、問題の
周波数の1つの波長より短く保たれる。プリント回路基板については、図示を容
易にするため、省略されている。
ンピーダンスが割り当てられている空洞を使用して、この面の属性を説明する。
この場合のように、波長が個々のサイズよりはるかに長い場合は、電磁気構造を
説明するには集中空洞を使用することが有効である。電磁波が、図1に示す面と
相互作用する場合、これによって、電荷がかかり、上部の金属板10の端部にビ
ルドアップができる。このプロセスは、有効キャパシタンスCによって制御され
るものとして説明できる。電界に応答して電荷が前後に動くと、長い経路Pの周
りをバイア14と底部の金属面12を通って流れる。これらの電流に関連してい
るのが磁場であり、したがってインダクタンスLである。キャパシタンスCは隣
接する金属板10の近接度によって制御され、インダクタンスLはその構造の厚
さによって制御される。
ある。その共振周波数の近くでは、
であり、接線磁場はゼロである。したがって、平坦な金属シート上に起きる位相
反転がなく、電磁波が反射される。一般的に、その構造の試験周波数と共振周波
数との間の関係により、反射位相は0、π、またはそれらの間の如何なる数でも
あり得る。有効媒体モデルを使用して計算した、度数関数としての反射位相を図
3に示す。共振のはるか下では、それは普通の金属面としての動きをし、π位相
変位で反射する。共振の近くでは、ここは面インピーダンスが高いが、反射位相
がゼロと交差する。より高い周波数では、位相が−πに近づく。図3に示す計算
モデルは、図4の構造の例で示したように、測定した反射位相によって支持され
ている。
構造や基板材料を含む、広い範囲に及んでいる。このような構造の中には、コン
デンサ板を重ね合わせて、キャパシタンスを上げ周波数を下げるよう設計された
ものもある。さまざまなキャパシタンス値を有する23の構造についての、測定
した共振周波数と計算した共振周波数との比較を図5に示す。明らかに、共振周
波数は、キャパシタンスの予想可能な関数である。図5の点線は1の傾きを有し
、完全な一致を示している。棒線は、位相がπ/2と−π/2との間である周波
数によって限定された、面の瞬間帯域を示している。
マイクロ波理論および技術に関するIEEEトランザクション、vol.47、
pp.2059〜2074、D.Sievenpiper、L.Zhang、P
.Broas、N.Alexopolous、E.Yablonovitchに
よる、「High−Impedance Electromagnetic S
urfaces with a Forbidden Frequency B
and」、およびD.Sievenpiperによる、1999年のカリフォル
ニア州ロサンゼルス市、カリフォルニア大学の博士論文、「High−Impe
dance Electromagnetic Surfaces」を参照され
たい。
、電磁気分析を単純化することができる。近接金属板が近くにあることによりキ
ャパシタンスが供給され、これらを接続する伝導経路によりインダクタンスが供
給される。組織化された接地平面は電磁境界条件を裏付けており、これは、
。シートインダクタンスは、L=μtであり、ここでμは回路基板材料の透磁率
であり、tはその厚さである。四角い格子上に配置された並列板コンデンサを備
える構造については、シートキャパシタンスは、C=εA/dであり、ここで、
金属板について、εは誘電絶縁体の電子透過性、Aは重なった部分の面積、dは
間隔である。
周波数から遠く離れると、表面は通常の導体として作用し、π位相変位をもって
反射する。共振周波数の近くでは、空洞は、入射電波と強く相互作用する。表面
は、コンデンサの格子全体にわたって有限の接線電界を支持し、そして、構造物
は、高いが無効の面インピーダンスを有する。共振で、ゼロ位相変位とともに反
射し、人工磁気導体の有効境界条件を供給する。低周波数から高周波数までの共
振条件を走査して、反射位相がπからゼロに、さらに−πに変化する。したがっ
て、空洞の共振周波数を同調させることにより、面の反射位相を固定周波数に同
調させることができる。
反射器の基本である。面全体にわたり位置に応じて反射位相を変えることにより
、さまざまな機能を実施することができる。たとえば、線形位相勾配は、反射器
の仮想の傾きに等しい。のこぎり形の位相関数が、面を仮想の格子に変える。放
物型位相関数が、平面波を小さいフィードホーン上に焦点を合わせ、これによっ
て、平坦な面が放物面反射器の代りができるようになる。
とのできる、再構成可能な電磁面を提供する。また、本発明は、WO99/50
929として1999年10月7日に公開された、PCT出願PCT/US99
/06884の主題である高インピーダンス面を改良するものであり、同調性に
ついての重要な態様を含む。
能インピーダンス面を提供する。同調可能面は、接地平面と、接地平面から、無
線周波数ビームの波長より短い、第1の距離を有するアレイ内に配列された第1
の複数の素子と、第1のアレイの素子間でキャパシタンスを制御するためアレイ
内に配列された第2の複数の素子とを備える。第2の複数の素子は、一実施形態
では、可変ディスクリートコンデンサを備え、他の実施形態では、第1の複数の
素子に対して可動に配置された複数の板を備える。
点合わせのための同調可能インピーダンス面を提供し、同調可能面は、接地平面
と、接地平面から、無線周波数ビームの波長より短い距離を有して配列された第
1の複数の上板と、接地平面から異なる距離を有して配列され、第2の複数の上
板が第1の複数の上板に対して可動である、第2の複数の上板とを備える。
すように、可変コンデンサ18を追加することによって改良される。これらの可
変コンデンサ18は、微小電気機械コンデンサ、プランジャ型アクチュエータ、
熱作動バイメタル板、その他、1対のコンデンサ板10間でキャパシタンスを有
効に変化させるための装置を含む、さまざまな形態を有することができる。ある
いは、可変コンデンサ18は、固体装置でも良く、この中で強誘電性または半導
体材料が、外部印加電圧によって制御される可変キャパシタンスを供給する。一
例が図6に示してあり、ここでは、個々の可変コンデンサ18が、近接するそれ
ぞれ1対の六角形の金属性の上板要素10の間に配列される。キャパシタンスを
変化させることにより、図3および4に示す曲線が、図5に示すデータによって
証明されるように、関係式、
ンピーダンスを変化させる影響を及ぼす。表面に沿った距離(またはその位置)
に応じてキャパシタンスを変化させることにより、位置または場所に依存するイ
ンピーダンスが、面30(図6および7)上で生成でき、したがって、位置また
は場所に依存する反射位相が起きる。したがって、同調可能高インピーダンス面
30が提供される。
プ、プランジャ、またはその他のコンデンサ板を移動させる装置によって提供さ
れる。あるいは、素子18は、半導体または強誘電性バリアックでも良い。
たがって、インピーダンスを変化させるためそれぞれのセルに追加するキャパシ
タンスの量も、極めて少量であるため、素子18の物理サイズも、同様に小さい
ものであり得る。実際、0.1から1.0pF/セルの範囲のキャパシタンスを
追加した素子18が、極めて適切である場合が多い。
7)上に構築または配列される。プリント回路基板の厚さは、好ましくは、問題
の周波数または周波数帯域に関連する波長よりはるかに短く保たれる。高周波数
を適用した場合は、プリント回路基板は非常に薄いものとなる。厚さが0.1m
mにすぎない、薄いプリント回路基板は、容易に入手できるものである。たとえ
ば、1ミル(0.025mm)程度の薄さのポリミドプリント回路基板が、一般
に入手可能であり、したがって、所望の場合には、プリント回路基板技術が使用
されているところの、ここの開示した構造が、非常に高い周波数で適用可能であ
る。素子10は、電導性があり、一般的に、プリント回路基板製造プロセスで便
利に使用されている金属性のものであり、基板24の一方の面に配列されている
。背面12は、基板24の反対側の面に配列されているバイアが、一般に用いら
れ、めっきされて、導体14を形成する。導体14は、その一方の端部で素子1
0に接続し、背面12の別の端部、またはその近くで、容量性の点でまたは直接
的に結合するが、これについては以下に記述する。
ない。しかし、副ローブを最小限にするために、高インピーダンス面の性能が、
セルの減少、つまり、素子10の物理サイズが減少するにつれて向上する。好ま
しくは、素子10のサイズを、問題の周波数に関連する波長の10分の1未満に
保つ。なぜなら、これによれば、実際問題として高インピーダンス面が形成可能
である一方、良好な結果がもたらされるからである。
ってもたらされる場合、伝導性バイア14を経由する印加電圧を変化させること
によって、キャパシタンスが変化する。これは、素子10のアレイを、2つのサ
ブセット、10a、10bに分割することによって達成できる。1つのサブセッ
ト10aは、電気的に接地され、一方、第2のサブセット10bは、印加制御電
圧を有することになるが、この印加制御電圧は、サブセット10b内のそれそれ
の素子に対して異なっていてもよい。制御電圧は、バイア14bを介して印加さ
れるが、このバイアは、この場合、接地平面12には接続されず、外部データバ
ス20に接続される。この実施形態は、図7に示されている。データライン20
が、さまざまなビームの操縦または焦点合わせオペレーションのために所望の制
御電圧を生成するため、外部制御ユニット(図示せず)に送られる。この実施形
態では、データライン20はそれぞれ、好ましくは、後ろ側に放射されるのを避
けるために、直列に配線したRFチョーク(図示せず)を有する。
これらのバイアは、制御電圧(これは、一般に比較的ゆっくりと変化するDC電
圧と考えられている)よりはるかに低い周波数ではなく、問題のRF周波数で、
接地平面12と接続しているように見える。バイア14は、接地平面12を良好
に通るので、接地平面12と容量的に良好に接続される。ここで、これらバイア
は接地平面12を貫通し、この点14cでのキャパシタンスが、当業界で周知の
技術を用いて適切に制御される。好ましくは、貫通点14cでのキャパシタンス
は、素子18のキャパシタンスよりはるかに大きい。
。素子10aが接地平面に直接接続し、素子10bが制御電圧に接続する(が、
問題の衝突してくるRF電波の周波数について容量性の点でまたは有効に接地平
面に結合している)ことを想起されたい。素子18によって付加されたキャパシ
タンスは、バス20上で制御電圧によって制御される。図8に示す文字、A、B
,Cによって表した特定の素子10を考慮すると、素子Aは、サブセット10a
の部材であるため、地面に接続され、素子BおよびCは、両方ともサブセット1
0bに属しているため、そこに印加された制御電圧を有する。素子AおよびB間
の素子18は、関連バイア14bを介し素子Bに印加された制御電圧によって制
御される。素子AおよびB間のキャパシタンスは、(i)その物理的関係および
(ii)上述の素子18によって与えられるキャパシタンスによって制御される
。同様に、素子AおよびC間の素子18は、関連バイア14bを介し素子Cに印
加された制御電圧によって制御される。しかし、素子BおよびC間のキャパシタ
ンスは、この実施形態では、その物理的関係によって固定される。もちろん、素
子18を、素子BおよびC間に設けることもでき、この場合、その追加された素
子18によって得られるキャパシタンスは、素子BおよびCに印加される制御電
圧の差に基づく。当業者であれば理解されることであるが、素子18のうちの少
なくともいくつかによって供給される追加キャパシタンスが、制御電圧内の差の
関数であるため、このような電圧の差に基づく制御により、複雑さが増すことと
なる。しかし、表面のインピーダンスの制御を大きくするために複雑さが増した
としても、さらに大きな(または恐らくすべての)素子10を、制御電圧によっ
て制御することができる(ここで、サブセット10aの場合、直接接地されてい
る素子がより少ないか、またはまったくない)。理解されるように、制御(サブ
セット10b)の非制御(サブセット10a)に対する素子10の割合は、大き
く変化し得る。
0からの制御電圧を、他のバイア(図示せず)を介してさまざまな可変コンデン
サ18に直接接続することができ、この場合、素子10は、サブセット10bの
制御素子ではない。
る。この図においては、制御(サブセット10b)の非制御(サブセット10a
)に対する素子の割合が、1:1として示されており、素子18がそれぞれの素
子10の間に配列されている。しかし、すべての素子18が制御され、したがっ
て、すべてがサブセット10b(10a素子ではない)に属し、次いで図9aに
示す実施形態に至る。繰り返すが、制御(サブセット10b)の非制御(サブセ
ット10a)に対する素子10の割合は、大きく変化し得る。
ある。この図においては、制御(サブセット10b)の非制御(サブセット10
a)に対する素子の割合が、1:1として示されており、素子18がそれぞれの
素子10の間に配列されている。しかし、すべての素子18が、それらをサブセ
ット10b(この場合、サブセット10aのサイズはゼロである)にすることに
よって制御される場合、図10aに示す実施形態に至る。上述したように、制御
(サブセット10b)の非制御(サブセット10a)に対する素子10の割合は
、大きく変化し得る。
する素子10の割合が、1:1未満であってもよい。これも、使用されるコンデ
ンサ素子18の数を減少させる影響を及ぼすが、もちろん、面のインピーダンス
に対する制御は弱くなる。しかし、この方法は、実施形態によっては極めて適切
なものである。
配置することができ、これによって、1アレイのバイメタルストリップ18が作
動し、局部温度に応じて曲がる。この実施形態は、図11に示されており、ここ
では、加熱器26が設けられて、隣接バイメタルストリップ18の位置を制御す
る。金属性ストリップ18が近接位置に移動すると、キャパシタンスが増加する
。キャパシタンスを同調する別の方法として、機械プランジャを使用するものが
あり、これらプランジャは、油圧によって、または1列の磁気コイルによって移
動可能である。ここに示した例は、追加キャパシタンスの追加方法を限定するも
のではない。キャパシタンスを同調するその他の技術も利用可能である。
の関数としての反射位相に依存する。図12に示すように、反射位相が線形の傾
き44を有する場合、表面を使用してRFビーム32を操縦することができる。
図12は、同調可能インピーダンス面30上に線形反射位相関数44を加えるこ
とによって、どのように入射ビーム32を操縦して反射ビーム34を生成するか
を示す図である。大きな角度を操縦するため、2πの位相の不連続性が含まれる
場合があり、そのため表面が回折格子のように作用する。もちろん、所望の場合
には、入射波32は表面30に対して90度以外の角度で到達することができ、
反射波は表面30に対して90度で反射することができる。
わせをすることができる。図13は、同調可能インピーダンス面30上で放物型
反射位相関数46を加えることにより、どのように入射RFビーム32を操縦で
きるかを示す図である。大きな角度を操縦するため、2πの位相の不連続性が含
まれ、そのため表面がフレネルまたは放物型反射器のように作用し、入射波32
を焦点合わせする。反射ビームは、たとえば、ディッシュアンテナで使用する種
類の低雑音増幅器(LNA)上で、焦点を合わせることができる。ここで、反射
面30は、平坦であり、さらにアンテナの効果的な操縦のために同調可能である
。
によって容易に同調可能であり、その結果、表面30のインピーダンスは、表面
全体に亘る位置の関数として変化する。図12および13を参照すれば理解され
るように、同調可能インピーダンス面30上でインピーダンスのプロファイルを
変化させると、入射RF波32と面30との相互作用に大きな影響が出る。実際
問題として、表面30は平面状であるが、従来の技術による放物面反射器または
回折格子のように作用してもよい。さらに顕著なこととしては、表面上の位置の
関数として、表面のインピーダンスを変化させるだけで、表面30が効果的にプ
ログラミングされて、異なるサイズの放物型反射器ばかりでなく、平坦で角度を
有する反射器またはその他の形状を有する反射器または回折格子をも模倣するこ
とができる。
れている。しかし、本発明によるこの第1の実施形態は、平面状の同調可能イン
ピーダンス面に限定されるものではない。実際問題として、当業者であれば理解
するであろうが、同調可能インピーダンス面30に基板24を設けるために使用
されるプリント回路基板技術は、好ましくは、非常に柔軟な基板24を提供する
ものであってもよい。したがって、同調可能インピーダンス面30は、どのよう
な好都合な面上に置くこともでき、その面の形状に合わせることもできる。次い
で、インピーダンス機能の同調を調整して、その面の形状に合わせることができ
る。したがって、面30は平面、非平面、凸状、凹状、またはその他のどんな形
状でも良く、その面のインピーダンスにほぼ同調することによって、従来の技術
による放物面反射器または回折格子として機能することことができる。
板技術に適切に使用されている銅や銅合金などの金属から形成される。しかし、
所望の場合は、非金属や伝導性の材料を、金属の代りに上板要素10および/ま
たは接地または背面要素12に使用することもできる。
ある。図14bは、その平面図であり、図l4aはその側面図である。同調可能
インピーダンス面は、1対のプリント回路基板16、18を備える。第2の基板
には、高インピーダンス面16の伝導性の板またはパッチ10のキャパシタンス
を同調する別の手段を供給するため、第1の実施形態の可変コンデンサとして、
同一の符号18が付されている。
ンス面に類似した、伝導性の構造10、14の格子を有する。この第1のボード
の背面が接地平面12を有し、好ましくは、薄いが固体の金属で形成されており
、前面は、好ましくは金属性の伝導性の板またはパッチ10のアレイで覆われ、
これが、好ましくはめっきした金属で形成された伝導性のバイア14によって接
地平面に接続されている。伝導性のパッチ10およびそれに関連する伝導性のバ
イア14が、伝導性の画びょう状の構造を形成する。この構造は、たとえば、標
準ファイバグラスベースのプリント回路材料であるFR4上で、容易に製造でき
る。
金属性のものを備える。これは、第1のボード16上に伝導性のパッチ10を重
ねるように設計される。同調パッチ20は、FR4のシート上に支持され、好ま
しくは、カプトンポリイミドなどの絶縁層22によって覆われている。2つのボ
ードが、ポリミド絶縁体によって分離された伝導性の板またはパッチ10、20
とともに、互いに押し付けられて、並列の板コンデンサの格子を形成する。対向
する面どうしが、互いに滑動するよう設計され、これにより、一致する1組の金
属板10、20間の重なるエリアを調整することが可能となる。したがって、コ
ンデンサを同調することもできる。実際、対向する面は、好ましくは、図16に
示すように、互いに密接に接触する。
たはパッチ10、20を備える。図では、分かりやすくするために、少ない数の
板またはパッチしか示していない。以下に記述する実験上の構造では、それぞれ
のボードが、その上に配列された約1600のパッチを備える。使用するパッチ
の数は、選択する設計によって異なる。
の構造では、板10、20が、それぞれの側で6.10mmと測定される両ボー
ド16、18上に形成された四角い金属パッチ10、20によってもたらされ、
これらが6.35mmの格子上に分配された。固定ボード16の厚さは6.35
mmであり、伝導バイア14の直径は500μmであり、四角い金属板10の中
央に位置する。可動ボード18の厚さは1.57mmであり、同調板を覆うポリ
イミド絶縁体22の厚さは50μmである。両ボードは、それぞれの端部で25
.4cmと測定され、それぞれのボードが約40x40の伝導性パッチ10、2
0のアレイを有する。2つの一致する面の間に均一で密接な接触を確保するため
、真空ポンプを固定ボードの背面に取り付けた。このことにより、好ましくはバ
イア14内に設けられ、2つが互いに押し付けられる、空洞の開口部15によっ
てボード間の隙間がなくなる。
ンデンサの重なるエリアが変化し、表面上にある小さい空洞の共振周波数を同調
させる。しかし、印加電界に平行の運動だけが、共振周波数の変化に影響を及ぼ
す。このことは、以下の記述によって理解される。空洞の共振周波数は、
サC1〜C4の組み合わせによって生成される有効キャパシタンスである。この空
洞内で励起されるモード、および有効キャパシタンスを生成する回路トポロジは
、入射波の偏りに依存する。2つのケースの回路トポロジが、図15に示されて
いる。
について検討すれば、有効キャパシタンス(C1+C2)は、(C3+C4)と直列
である。上部のボード18が、+Y方向、印加電界に平行に移動すると、図16
に示すように、C1およびC2が増加し、同じ量だけC3およびC4が減少する。直
列である対のコンデンサの方向に沿って運動が生じるため、その結果がキャパシ
タンスの正味変化となり、したがって共振周波数の変化となる。反対に、上部の
板18が、+X方向、印加電界に直角に移動すると、C2およびC4が増加し、同
じ量だけC1およびC3が減少する。並列である対の方向に沿って運動が生じるた
め、キャパシタンスの正味変化はなく、共振周波数の変化もない。上板が中央に
位置して、直列のコンデンサが等しい値を有すると、最大有効キャパシタンスが
生じ、したがって最低共振周波数が生じる。当業者であれば理解するであろうが
、1組が別の1組に対して回転する場合に、四角い形状が良好に機能するのかに
ついてのこのような理由付けは、四角い形状の上板18および四角い形状の低い
方の板14に関して本発明を限定するものではない。また、(i)四角い形状で
ないものを使用した場合、(ii)相対並進運動において均一でない形状のもの
を使用した場合(iii)回転運動で(金属板の分割した輪のような)極座標系
に基づいた形状を使用した場合に、上述と同一の効果が得られる。
数を意味する。固定試験周波数については、面の共振周波数の変化が、反射位相
の変化に従って現れる。実験上の構造の反射位相を測定するために、ネットワー
クアナライザを使用し、また1対のホーンアンテナを、1つは送信用にもう1つ
は受信用に使用した。ホーンは、相互に隣接して配置され、両方が同調可能面に
向けられ、そして、シート状のマイクロ波アブソーバによって分離された。マイ
クロ波エネルギが、1つのホーンから送信され、表面によって反射され、別のホ
ーンで受信され、一方、反射位相を可動ボードのさまざまな位置で監視した。こ
の実験では、送信ホーンおよび受信ホーンをそれぞれ別個に使用した。なぜなら
、このことにより、アンテナ内の内部反射からの干渉が除去できるからである。
データを、πの反射位相を有するものとして周知の、平坦な金属面を使用して行
った基準走査と比較した。
いる)異なる10カ所に対する周波数に応じて、実験上の構造の反射位相を図1
7に示す。コンデンサ板の重なった部分の面積を変えることにより、共振周波数
が、およそ1.7GHzから3.3GHzに同調される。図示した一連の走査は
、組織化された表面の半分の周期、つまり3.2mmの全並進に対応する。同調
範囲は、最大および最小の達成可能なキャパシタンスによって限定され、これは
、板の面積、絶縁体の厚さ、周囲の媒体内のフリンジ電界に依存する。
により、同調可能面を使用して反射ビームを操縦することができる。ビーム操縦
の最も簡単な方法は、表面全体に、単調な、好ましくは線形の位相勾配を形成す
ることである。機械的同調反射器については、このことは、図10に示すように
、1つのプリント回路基板を別のプリント回路基板に対して回転させることによ
って達成できる。上述の説明から、反射位相は、印加電界に平行な方向でコンデ
ンサ板を並進させることによってのみ影響を受ける。Yに沿って偏向する波につ
いては、Y方向の並進要素のみが関係し、Xに沿った並進の影響はない。それぞ
れ個々のコンデンサ板については、1つのボードの別のボードに対する小さな回
転が、実質的にXの線形関数であるYの並進を生成するが、主としてYとは無関
係である。したがって、回転により、印加電界に垂直な方向で単調な位相勾配が
生成され、これは表面の仮想の傾きに等しい。ボードの端部で必要な最大変位が
格子周期の半分にしかすぎないため、極めて小さい機械運動のみが必要となる。
を測定するために、実験上の構造物を回転する台座の上に垂直に載せ、反射の大
きさを、2つの固定ホーンアンテナを使用して、入射角に応じて測定する。面の
2つの角に置いた調整ねじにより、2つのボードの相対方位と相対垂直変位との
両方を個々に制御できる。反射パターンを可動ボードのさまざまな位置で、繰返
し測定する。以下に記述する測定は、3.1GHzで実施された。
ついて、表面には位相勾配がなく、反射角は入射角に等しい。入射角の関数とし
ての反射量を図19に示す。以下の説明から想定されるように、反射は、反射器
の前面および背面が直接ホーンに面している時、0および180度で最大となる
。他の角度のローブは、回転ステージ、ボードの端部、調整ねじ、無響室の壁、
その他の物体からの反射による。パターンの前側と後ろ側との間の反射量および
角度プロファイルが非対称であるのは、実験上の構造を形成している2つのプリ
ント回路基板を保持するために、反射器の背面に取り付けたアクリルの真空板に
起因する。2面間の反射位相の差も、これが、反射波の周囲からのその他の反射
との干渉のしかたに影響するため、この非対称の原因となる。
生じる位相勾配により、通常の入射波が、
位相勾配であり、λは波長である。2枚のボード16、18の板10、20の2
つの異なる相対方位に対する反射パターンを、図20aおよび20bに示す。図
20aおよび20bは、2枚のボードの2つの異なる相対方位を有する入射角に
応じて測定した反射の大きさを示すグラフである。図20aは、図18に示した
方位についてのグラフであり、図20bは、図18で示したものと反対の方向の
上部のボード18の回転を示すグラフである。主要ローブが約±8度の角度で認
められ、表面は、もはや鏡面方向で反射せず、位相勾配の大きさおよび方向によ
って決定される方向で、反射することを示している。これらの極値間で上面を回
転させることにより、反射角度をアナログ方式で同調することができる。もちろ
ん、逆方向のローブは、まだ180度で現れている。なぜなら、面の背面が組織
化されたものではないからである。送信および受信ホーンが固定式であり、互い
に隣同士に取り付けられているため、反射パターンの主要ローブは、平面波がそ
の源に向かって直接反射している角度を示すことに留意されたい。つまり、通常
の入射平面波は、本実験で測定した角度の2倍で反射するということであり、±
16度の範囲にわたって操縦可能である。
最大有効範囲は、実際のところ半分の周期未満である。上述した結果については
、本構造の2つの端部間の変位の差は、およそ1mm、つまり0.01の波長で
あった。2.5GHZと3.3GHz間では、より高い周波数領域が好ましく、
ここで、共振周波数は、ほぼ変位の線形関数である。この領域もまた、表面が効
果的にビームを操縦する帯域を意味する。
時、最大反射角度が得られる。このことにより、幅wを有する面のビーム操縦能
力を、
ければならない。位相は、2πを法とするものとして単に定義付けることができ
るため、2πの周期的な不連続性を位相関数の中に含めなければならない。この
ような表面は、実際上格子と考えられる。一般的に言って、格子は物理的構造で
ある。この実施形態では、本発明は格子に類似している。
に、可動ボード18を、中央において物理的に2つの部分、18aと18bに分
け、この2つの部分を、図21に示すようにオフセットする。これにより、2つ
の周期を有する格子を生成するために使用される位相不連続性がもたらされた。
これは、上述した単調な面の2倍の位相勾配を有する。図22aおよび22bか
ら理解されるように、図22aおよび22bは、図21に示すように2つの周期
を有するようセットアップされた場合の、2枚のボードの2つの異なる相対方位
を有する入射角の関数としての、測定された反射量を示すグラフである。図22
aは、図21に示す方位についてのグラフであり、図22bは、図21に示した
ものとは反対の方向の上部のボード18の回転についてのグラフである。最大反
射角度が、今±19度で生じている。通常の入射平面波については、これは±3
8度のビーム操縦に対応する。上述のように、2πの位相不連続性を維持しなが
ら、位相勾配を調節することによって、この範囲内のどの角度にもビームを操縦
することができる。より大きな角度、またはより大きな面については、もちろん
複数の不連続性を使用してもよい。
ンデンサ板の変位に対する共振周波数の関数依存性によって要求されるように、
実験上の構造物の上部のボードの回転により、完全に線形の位相関数が生成しな
いからである。図23に示すように、問題は位相不連続性で最も厳しい。それぞ
れ個々の空洞の共振周波数をより正確に制御すれば、パターンを向上させること
ができるであろう。
形に近く、データに見られるように、良好に形成されたビームをもたらすことが
できる。さらに、この非線形性を補償することも可能であり、この1つの方法と
して、板10、20によって形成されたセルC1〜C4の間隔を調整することであ
ろう。他の方法は、板の間隔を均一に保ちながら、セルC1からC4のサイズを調
整することである。この方法の主な目的は、最も減少し続けている端部近くで、
よりゆっくりとキャパシタンスを減少させる表面を提供することである。換言す
れば、位相関数の非線形性を取り消すことである。これが可能な構造の1例を、
図24に示す。板20の一方の側は、より長く狭くなっているが、もう一方の側
はより短く広くなっている。全キャパシタンスは同じであるが、より長く狭い方
の側は、垂直方向の並進に対してやや感度が低い。矢印27で示した、旋回点2
5を回る回転は、均一の格子と比べて、より大きい線形位相関数を生成する。こ
の技術を使用れば、如何なる所望の位相関数を形成することもできる。
として示されている。しかし、本発明は、平面の同調可能インピーダンス面に限
定されるものではない。実際、当業者であれば、同調可能インピーダンス面のた
めの基板16、18をもたらすために使用されるプリント回路基板技術によって
、好ましくは、非常に柔軟な基板をもたらすことができることが理解されるであ
ろう。したがって、同調可能インピーダンス面を、如何なる表面の上に取り付け
ることもでき、またその面の形状に合わせることもできる。しかし、平面構造が
好ましい。何故ならば、平面構造であれば、表面を同調した時にボード16に対
してボード18を動かすことが容易であるからである。
基板技術で適切に使用されている銅や銅合金などの金属から形成される。しかし
、所望の場合においては、上板要素10および/または接地面または背面要素1
2に対して、非金属や伝導性材料も、金属の代りに使用可能である。このことは
、ボード18上に形成される板20についても適用される。
正形態が容易に想定できるであろう。したがって、本発明は、添付の特許請求の
範囲によって要求される場合を除き、開示されている実施形態に限定されるもの
ではない。
を使用して形成された従来の高インピーダンス面であって、金属めっきしたバイ
アを通って底部側の固体金属接地面に接続された上部側に金属板を有するところ
の高インピーダンス面を示す図である。
を示す、高インピーダンス面の計算した反射位相を示す図である。
算共振周波数と比較した測定共振周波数を示す図である。
ス面を示す図である。
ンサのアドレッシングが生じるよう改良した、図6に示す面の回路均等物を示す
図である。
態を示す上面図である。
形態を示す上面図である。
器を用いて、キャパシタンスを同調する他の方法を示す図である。
を操縦する方法であって、大きな角度に操縦し、もって、表面を格子に類似させ
るために、2πの位相不連続性が使用されているところの方法を示す図である。
る。
ス面であり、第2のボードが高インピーダンス面に対して滑動可能であり、高イ
ンピーダンス面の板またはパッチに重なる伝導性の板またはパッチのアレイを備
えるところのプリント回路基板を示す側面図および平面図である。
4aおよび14bに対応する回路トポロジを示す図である。
一方のボードの移動の他方のボードに対する影響を示す、図14aのより詳細な
図である。
10カ所の位置について、周波数の関数としての、図14aおよび図14bに示
す実験上の構造物の測定された反射位相を示すグラフである。
位相を変化させ、もって、反射ビームを操縦するために、一方のボードを他方の
ボードに対して回転させることを示す図である。
値を示すグラフである。
反射量の測定値を示すグラフである。
この図に示したようにオフセットされているところの、2つの周期を有するマイ
クロ波格子の試験を示す図である。
ボードが2つの異なる相対方位を有する状態で、入射角の関数としての反射量の
測定値を示すグラフである。
続性を示すグラフである。
ボードが均一のサイズであるが不均一な配置を有するところの2枚のボードを示
す図である。
Claims (39)
- 【請求項1】 無線周波数ビームを反射するための同調可能インピーダンス
面であって、 (a)接地平面と、 (b)前記接地平面から所定の距離だけ離れてアレイ内に配置された複数の素
子であって、前記所定の距離が無線周波数ビームの波長より短いところの複数の
素子と、 (c)前記アレイ内の隣接素子のうちの少なくとも選択された素子間のキャパ
シタンスを制御可能に変化させるためのコンデンサ装置と を備える同調可能インピーダンス面。 - 【請求項2】 前記コンデンサ装置が、第1の記述したアレイ内に配列され
た素子に関連するディスクリート可変キャパシタンス素子のアレイを備える、請
求項1に記載の同調可能インピーダンス面。 - 【請求項3】 前記コンデンサ装置が、隣接素子間に接続された複数の微小
電気機械コンデンサを備える、請求項1に記載の同調可能インピーダンス面。 - 【請求項4】 前記コンデンサ装置が、隣接素子間に接続された複数のバリ
アックを備える、請求項1に記載の同調可能インピーダンス面。 - 【請求項5】 前記素子のうちの約半分の素子が、前記接地平面、前記複数
の素子及び前記コンデンサ装置を支持する基板内でバイアによって前記接地平面
に直接的またはオーム抵抗的に接続されている、請求項1から4のいずれか一項
に記載の同調可能インピーダンス面。 - 【請求項6】 前記接地平面に直接またはオーム抵抗的に接続されていない
素子が、そこに制御電圧を印加するためのデータバスに接続されている、請求項
5に記載の同調可能インピーダンス面。 - 【請求項7】 前記データバスに接続されている前記素子が、前記接地平面
に容量的に接続されており、もって、前記無線周波数ビームの1つまたは複数の
周波数に対して効果的な短絡を発生させる、請求項6に記載の同調可能インピー
ダンス面。 - 【請求項8】 前記素子のうちの半分未満の素子が、前記接地平面に直接的
またはオーム抵抗的に接続されている、請求項1から4のいずれか一項に記載の
同調可能インピーダンス面。 - 【請求項9】 前記素子のうちの半分を越える素子が、そこに制御電圧を印
加するためのデータバスに接続されている、請求項8に記載の同調可能インピー
ダンス面。 - 【請求項10】 データバスに接続された前記素子が、前記接地平面に容量
的に接続されており、前記無線周波数ビームの1つまたは複数の周波数に対して
効果的な短絡を発生させる、請求項6から8のいずれか一項に記載の同調可能イ
ンピーダンス面。 - 【請求項11】 前記素子のうちのすべての素子が、そこに制御電圧を印加
するためのデータバスに接続されている、請求項10に記載の同調可能インピー
ダンス面。 - 【請求項12】 前記素子が、前記接地平面に容量的に接続されて、前記無
線周波数ビームの1つまたは複数の周波数に対して効果的な短絡を発生させる、
請求項11に記載の同調可能インピーダンス面。 - 【請求項13】 前記コンデンサ装置が、前記接地平面から第2の距離を有
してアレイ内に配列された第2の複数の素子を備え、前記第2の複数の素子が前
記第1の複数の素子に対して移動可能である、請求項1に記載の同調可能インピ
ーダンス面。 - 【請求項14】 前記第1の複数の素子および前記第2の複数の素子が、並
列の平面アレイ内に配置された、請求項13に記載の同調可能インピーダンス面
。 - 【請求項15】 前記第1の複数の素子および前記第2の複数の素子が、誘
電層によって分離された、請求項13または14に記載の同調可能インピーダン
ス面。 - 【請求項16】 前記第1の複数の素子および前記第2の複数の素子が、前
記誘電層に接する、請求項15に記載の同調可能インピーダンス面。 - 【請求項17】 前記第1の複数の素子が前記誘電層に対して固定され、そ
して、前記第2の複数の素子が前記誘電層に対して移動可能である、請求項15
または16に記載の同調可能インピーダンス面。 - 【請求項18】 第1および第2の主要面をさらに有し、前記基板が、その
前記第1の主要面上で前記接地平面を支持し、そして、その前記第2の主要面上
で前記複数の素子を支持する、請求項1乃至17のいずれか一項に記載の同調可
能インピーダンス面。 - 【請求項19】 前記コンデンサ装置が、前記複数の素子のインピーダンス
を空間的に同調するように、調整可能である、請求項1乃至18のいずれか一項
に記載の同調可能インピーダンス面。 - 【請求項20】 前記複数の素子が、それぞれ、前記無線周波数ビームの波
長より短い外径を有する、請求項1乃至19のいずれか一項に記載の同調可能イ
ンピーダンス面。 - 【請求項21】 前記コンデンサ装置が、すべての隣接素子間のキャパシタ
ンスを制御可能に変化させる、請求項1乃至20のいずれか一項に記載の同調可
能インピーダンス面。 - 【請求項22】 無線周波数信号を反射するため高インピーダンス面を同調
する方法であって、 伝導性の背面と実質的に平行で、且つ、前記伝導性の背面から間隔を置いて配
列されたアレイ内に、実質的に離隔された複数の伝導面を配置する工程と、 前記アレイ内の隣接する伝導面のうちの少なくとも選択した面間のキャパシタ
ンスを変化させ、それによって、前記高インピーダンス面のインピーダンスを同
調する工程と を含む方法。 - 【請求項23】 前記アレイ内の隣接する伝導面間のキャパシタンスを変化
させる工程が、隣接する伝導面のうちの少なくとも選択した面間に微小電気機械
コンデンサを接続することを含む、請求項22に記載の方法。 - 【請求項24】 隣接する伝導面のうちの少なくとも選択した面間のキャパ
シタンスを変化させる工程が、前記伝導面のうちの少なくとも選択した面に制御
電圧を印加することを含む、請求項22または23に記載の方法。 - 【請求項25】 伝導面の主要軸に沿ったそれぞれの伝導面のサイズが、前
記無線周波数信号の波長より短く、好ましくは、前記無線周波数信号の波長の1
0分の1より短く、それぞれの伝導面の、背面からの間隔が、前記無線周波数信
号の波長より短い、請求項22から24のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項26】 前記高インピーダンス面を同調して、放物型反射位相関数
が前記高インピーダンス面に加えられる、請求項22から25のいずれか一項に
記載の方法。 - 【請求項27】 前記放物型位相関数がその中で2πの不連続性を有する、
請求項26に記載の方法。 - 【請求項28】 前記高インピーダンス面を同調して、線形反射位相関数が
前記高インピーダンス面に加えられる、請求項22から25のいずれか一項に記
載の方法。 - 【請求項29】 前記線形位相関数がその中で2πの不連続性を有する、請
求項28に記載の方法。 - 【請求項30】 前記伝導面が実質的に平面状であり、そして、前記アレイ
が実質的に平面状である、請求項22から25のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項31】 前記第1のアレイ内の隣接する伝導面のうちの少なくとも
選択した面間のキャパシタンスを変換させる前記工程が、 前記伝導性の背面と実質的に平行に配置され、且つ、前記第1の実質的に離隔
された複数の伝導面が前記伝導性の背面から間隔を置いた距離より大きい距離を
もって、前記伝導性の背面から離された第2のアレイ内に、第2の実質的に離隔
された複数の伝導面を配置する工程と、 前記第1の実質的に離隔された複数の伝導面に対して、前記第2の実質的に離
隔された複数の伝導面を移動する工程と を含む、請求項22に記載の方法。 - 【請求項32】 前記第1の実質的に離隔された複数の伝導面に対して、前
記第2の実質的に離隔された複数の伝導面を移動する工程が、前記アレイに対し
て実質的に平行な平面内における回転運動を含む、請求項31に記載の方法。 - 【請求項33】 伝導面の主要軸に沿ったそれぞれの伝導面のサイズが、前
記無線周波数信号の波長より短く、好ましくは、前記無線周波数信号の波長の1
0分の1より短く、そして、前記第1の複数の面のそれぞれの伝導面の、背面か
らの間隔が、前記無線周波数信号の波長より短い、請求項31または32に記載
の方法。 - 【請求項34】 前記高インピーダンス面を同調して、線形反射位相関数が
前記高インピーダンス面に加えられる、請求項31から33のいずれか一項に記
載の方法。 - 【請求項35】 前記線形位相関数がその中で2πの不連続性を有する、請
求項34に記載の方法。 - 【請求項36】 前記伝導面が実質的に平面状であり、そして、前記アレイ
が実質的に平面状である、請求項22から35のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項37】 前記キャパシタンスが、すべての隣接素子間で変化する、
請求項22から36のいずれか一項に記載の方法。 - 【請求項38】 前記高インピーダンス面が、前記無線周波数信号を操縦し
かつ/または焦点合わせをする、請求項22から37のいずれか一項に記載の方
法。 - 【請求項39】 無線周波数ビームを反射するための同調可能インピーダン
ス面であって、 (a)前記無線周波数ビームの波長より短い厚さを有する誘電材料から形成さ
れた第1の基板と、 (b)前記第1の基板の第1の主要な面上に配列された伝導性の背面と、 (c)前記第1の基板の第2の主要な面上のアレイ内に配列された第1の複数
の素子であって、前記第1の複数の素子のそれぞれの素子が前記無線周波数ビー
ムの波長より短い外形寸法を有するところの第1の複数の素子と、 (d)前記無線周波数ビームの波長より短い厚さを有する誘電材料から形成さ
れた第2の基板であって、前記第1の基板に対して対向する関係で配列されたと
ころの第2の基板と、 (e)前記第2の基板上のアレイ内に配列された第2の複数の素子であって、
前記第2の複数の素子のそれぞれの素子が前記無線周波数ビームの波長より短い
外形寸法を有するところの第2の複数の素子とを備え、 (f)前記第2の基板が、前記同調可能インピーダンス面のインピーダンスを
制御可能に変化させるために、前記第1の基板に対して横方向に移動可能である
ことを特徴とする同調可能インピーダンス面。
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