JP2003515436A

JP2003515436A - 高安定性のダイナミックフォースリラクタンスモータ

Info

Publication number: JP2003515436A
Application number: JP2001541331A
Authority: JP
Inventors: エフ．ジョセフケイス
Original assignee: マクロソニックスコーポレーション
Priority date: 1999-12-06
Filing date: 2000-12-06
Publication date: 2003-05-07
Also published as: DE60005556T2; US6388417B1; WO2001039588A8; WO2001039588A1; EP1236266B1; EP1236266A1; DE60005556D1

Abstract

(57)【要約】可変リラクタンスモータのモータ制御は、モータのコイルに周期的電圧波形を与えることによって行われる。歪みが少ないかまたは歪みのないモータの動さを可能にする磁束波形を、コイル電流制御も電流フィードバックまたは磁束フィードバックもなしに得ることができる。周期的電圧波形は、たとえば正弦波や鋸歯状波であってよく、信号の各サイクルごとに実質的に零の平均値を有する。周期的信号波形は、コイルの抵抗を補償するように相殺することができ、コイル電流を監視することにより、必要なオフセットの量を求めることができる。零の平均値または実質的に零の平均値を有する周期的電圧波形を与えることにより、鉄芯と可動部との間のギャップ中のコイル電流および磁束は、周期的電圧波形の各周期（またはサイクル）中のある時点で確実に零値に達する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】発明の背景 1．発明の分野本発明は、電気エネルギーを、振動するまたは往復する機械力に変換するため
に用いられる可変リラクタンスダイナミックフォースモータ（またはアクチュエ
ータ）に関する。

【０００２】2．関連技術の説明妥当なエネルギー変換効率でもって高往復力を生み出すために、可変リラクタ
ンス電磁モータ（VRモータ）がしばしば採用される。特に、VRモータは、同様の
ピーク力を生み出すことができる電動式（ボイスコイル）モータよりも、一般に
、軽く且つ効率的である。しかしながら、普通に制御されたVRモータは、有用な
動作が達成される前に克服されなければならない実質的な不安定性を示すことが
ある。この不安定性は、モータストロークが公称ギャップ長の高い割合（％）を
占める場合に特に深刻である可能性があり、事態は、無効電力負荷を動的に駆動
するときにしばしば遭遇する。また、瞬間的な攪乱が、同様に、通例の従来技術
の方法に従って制御されたVRモータにおける不安定性を引き起こすことがある。

【０００３】 VRモータを慣習的に分析し、動作させている代表的な例には、Murrayに対する
米国特許第5,206,839号および同第5,266,854号、並びにWolfeらに対する米国特
許第5,375,101号に見出すことができる。この従来技術に記載された制御の方法
は、一般に、「電流制御」として説明することができる。以下の分析（および仮
定）はこれらの特許に共通する。

【０００４】 1．ギャップ形成された電磁装置内に確立した磁束は、電磁コイル中の電流に
比例する。実際の電流対磁束の関係はφ〜i/g（式中、φはギャップ内の磁束で
あり、iはコイル中の電流であり、gはエアギャップ長である）によって説明され
るので、この仮定は、ギャップ長gが一定のときにのみ有効である。

【０００５】 2．ギャップ形成された電磁装置のエアギャップを横切って展開する力は、確
立した磁束の二乗に比例する（F〜φ²）。

【０００６】 3．従って、F〜i²。

【０００７】 VRモータが、単にポイント3（即ち、F〜i²）に訴えることによって効果的に動
作することができるのであれば、単に、モータコイル電流を所望の力の平方根と
なるように制御することによって任意の力応答を発生させることができる。残念
なことに、負荷に対していかなる実パワーも加えるダイナミックフォースモータ
のためには、「可動」部は、実際、「固定」部に対する変位を経験しなければな
らない（以後、モータの「可動」および「固定」部をそれぞれ電機子および鉄芯
と称する）。換言すると、ポイント1におけるギャップ長gは一定ではない。（モ
ータ部品の移動を許す）この方法における動作は、前に述べた「無ギャップ運動
」の仮定に反し、多かれ少なかれ、F〜i² の関係を無効にする。あるいは、別
の方法では、考慮すべき実際の関係はF〜（i/g）² である。

【０００８】 F〜（i/g）² 関係のこの複雑化を克服する一つの方法は、モータエアギャッ
プがほぼ一定のままであることを要求することである。例えば、モータが公称1m
mの無加圧エアギャップを有するならば、相対動的運動を0.05mm、あるいは、公
称ギャップ長の5％の行程に制限することを選択すればよい。このようにしてギ
ャップ運動をきつく制限すれば、F〜i² が、モータの挙動を妥当に表現するこ
とは当業者に一般に受け入れられている。更に、モータコイル中に実質的なバイ
アス電流を確立し、次いで、このバイアスポイントに関して小信号摂動技術を採
用する方式が従来技術において共通している。Broschに対する米国特許第3,775,
626号に記載されているもののような従来技術の振動装置は、エアギャップ長が
、ある材料の取り扱い応用のために、振動材料取り扱いシステムの動作条件にお
ける変化に対して強固であるのに充分な長さに設定されなければならないことを
示している。

【０００９】しかしながら、当業者は、与えられた所望の動的な力に対し、電機子と鉄芯と
の間のエアギャップ長を最小にすることで、対応するモータコイル電流を最小に
することができることもまた認めるであろう。これを行うため、および相対的に
大きなストロークを経験することのできるモータを従来どおり持つために、人は
、（公称無加圧ギャップ長の100％までの）大きなギャップ行程を可能にしなけ
ればならない。大きなギャップ行程の存在において、F：i² の関係は、モータ
の挙動を説明するのにもはや適切ではなく、F〜（i/g）² によって示される付
加された非線形性を処理しなければならない。

【００１０】本発明の重要な属性（別の項において詳細に考察する）は、それがVRモータ制
御の関係において提供する固有の安定性である。古典的な制御理論においては、
安定性は、VRモータの出力（電機子と鉄芯の相対位置またはそれらの間で発生さ
せられる力のいずれか一方）が、有界入力、初期条件、または望まれない攪乱に
より境界付けられることなく成長しないであろうことである。換言すると、そこ
には、外部雑音、過渡電流、あるいは、他の攪乱の存在下でさえ、入力信号を経
由して要求されたモータ動作と結果としての実際のモータ動作との間の妥当な有
界関係が常にあるであろう。

【００１１】前に考察されているF〜（i/g）²関係の制御安定性結果を評価するときには、
単純な例を考察するのが教訓的である。図1に示されているもののような片面モ
ータ構造において、コイル4を流れる初期固定コイル電流I₀と（図1においてラベ
ル12で示された）初期ギャップ長12G₀でもって開始する。したがって、2つの移
動するモータ部品（鉄芯2および電機子8）の間の初期力は、F〜（i/g）²により
、（I₀/G₀）²に比例すると思われる。この初期力が働いて2つのモータ部品が共
に接近移動するにつれて、瞬間ギャップ長は、G₀よりも小さな値に減少するであ
ろう。そして、ギャップが減少するにつれて、コイル電流が一定に保持されてい
る間でさえ、瞬間力は1/g²として増大するであろう。殆どの通常のVRモータで、
懸架剛性は線形（F＝-kx）であるが、電磁力におけるこの増加は二次（1/g²）で
ある。そこで、正味の効果は、モータ部品を、それらが衝突してクランプするま
で移動させる急速に増大する力であり得る。あるいは、Murrayに対する米国特許
第5,266,854号に記載されているもののようなモータデザインに対し、懸架は充
分に強固であり得、公称ギャップからの小さな変位に対しては、モータは安定で
あるが、より大きな変位に対しては、そのような「止めどもない」不安定性を経
験する。特に、更なる詳細は、Murrayに対する米国特許第5,266,854号の3欄およ
び図3を参照されたい。このような「電流制御」モータをより充分に安定させる
ためには、人は、コイル電流を、瞬間ギャップ長または測定磁束に関して、フィ
ードバック機構を経由して変化させなければならない。これらのフィードバック
回路がバンド幅およびギャップ変位制限に悩まされることがあってさえである。

【００１２】これらの問題に対処する従来技術の例が、Gennesseauxに対する米国特許第5,6
21,293号、およびH. GutierrezとP. Roによって著された「磁気サーボ浮上を用
いた長距離アクチュエータの母数モデリングおよび制御（Parametric Modeling
and Control of a Long-Range Actuator Using Magnetic Servo Levitation）」
、IEEE磁気会報（1998年9月）、に見出すことができると思われる。Gennesseaux
においては、ギャップ運動誘導不安定性が2つの別個の手段を経由して補償され
る。即ち、1）変位センサでもって実際の電機子運動を測定し、それに応じてコ
イル電流を補償する段階；および2）ホール効果磁束センサでもってエアギャッ
プ磁束を測定し、それに応じてコイル電流を補償する段階である。Gutierrez &
Roにおいては、著者は、ギャップ運動非線形性のみならず、材料非理想性、磁束
密度不均一性等によって誘導された一次関係に対する歪みをも補償することを試
みている。これらのケースの両方において、大規模で且つ複雑な制御が、伝統的
な技術において普通であるよりも大きなギャップ行程を達成するのに用いられて
いるが、いずれの場合でも、100％に近づくギャップ行程のような大きなギャッ
プ行程が可能であるという証拠は与えられていない。Snavelyに対する米国特許
第3,219,919号はまた、F〜（i/g）²関係を補償するのに位置検出器とフィードバ
ック回路を用いている。

【００１３】歴史的にVRモータのための僅かの優れた応用が存在してきたということには全
く価値がない。第一は音響変換であり、特に、水面下での応用のための高増幅音
波の発生（例えば、ソナーシステム）においてである。このような音響応用にお
いては、設計者は、平坦な広帯域周波数応答、安定した変換器動作、および低歪
出力に主として関心を抱いていた。同様に、VRモータは、モード解析を行う目的
で機械的構造を励起するのに時々用いられている。そして、この応用のために、
同様のモータ特性が評価されている。しかし、一般的に、従来技術において共通
する制御方式は、共鳴音響コンプレッサのような負荷によって示される高ギャッ
プ行程および高度に動的な反作用力に対して充分には強固でない。

【００１４】この種のモータ構造のための別の優れた応用は振動装置応用であり、とりわけ
、振動性材料取り扱いの関係（砂、豆、岩、および他の粒状材料の運搬）におい
てである。主として、振動装置の分野では、物理的に強固な振動性装置、単純な
動作、および低コストに関心がもたれている。典型的な振動装置は、50/60Hz（
線周波数）またはこれらの周波数の整数倍若しくは約数で動作する。

【００１５】以上に考察されたように、VRモータ/振動装置の分野では、VRモータの安定性
を強化するために、閉ループフィードバック方式にしばしば頼ってきた。皮肉な
ことに、本発明は、ダイナミックフォースVRモータを動作する際の正当に理解さ
れる最大の安定性が、単に全てのフィードバック機構を取り除くことで達成され
ることを立証し、そのような装置でもって最高の動作安定性が、フィードバック
を全く用いることなく達成されるという非自明な結果に導く。

【００１６】発明の概要本発明の目的は、ギャップ偏移が100%に近くなる広い周波数範囲にわたってVR
ダイナミックフォースモータを安定に動作することができる装置および方法を提
供することによって、従来VRモータに伴う上述の制限を解消することである。

【００１７】本発明の他の目的は、安定な開ループ電圧制御方式を介した電流制御方式に従
来伴う低歪み特性を有するVRモータ駆動方式を提供することである。

【００１８】本発明の他の目的は、比較的簡単で効率の高い制御方式を用いてギャップ偏移
の大きな動作を可能にすることである。

【００１９】本発明の他の目的は、力振幅が比較的簡単な開ループ制御方式を介して制御さ
れるVRモータの可変振幅動作を可能にすることである。

【００２０】本発明の他の目的は、フィードバックを使用しない効率的な開ループ駆動シス
テムを用いてギャップ偏移の大きな動作を可能にすることである。

【００２１】本発明の他の目的は、従来技術で一般的な電流フィードバックを使用せずに広
い周波数範囲にわたって「平坦な」力出力を与えることである。

【００２２】本発明の他の目的は、音響コンプレッサや他の機械的な共鳴システムのような
動的に無効の負荷を駆動する際にVRモータの開ループ安定動作を可能にすること
である。

【００２３】本発明の他の目的は、複数の動作周波数で動的な力を同時に生成するVRモータ
の、ギャップ偏移の大きな開ループ安定動作を可能にすることである。

【００２４】本発明の他の目的は、場合によっては、磁束フィードバックを使用せずに理想
的なケースに近づくVRモータの動作を可能にすることである。

【００２５】上述の目的および利点のうちの少なくとも1つは、開ループ能動回路を介してV
Rモータのコイルに動的電圧を与え、コイルに実質的に単極の電流を流すことを
含み、この周期的電圧が、瞬間モータギャップ特性および被駆動負荷特性にかか
わらずモータの制御を維持するように印加される、VRモータを制御する方法によ
って実現することができる。

【００２６】上述の目的および利点のうちの少なくとも1つは、複数の動作周波数で動作で
きるVRモータを制御する方法によって実現することもできる。この方法は、複数
の離散した周波数を含む信号をVRモータへのコマンド入力として受信することを
含む。この方法は、VRモータの1/ω特性に従ってコマンド入力を事前補償するこ
とも含む。この方法は、コマンド入力を表す低歪み力を生成することをさらに含
む。

【００２７】上述の目的および利点のうちの少なくとも1つは、開ループ能動回路を介してV
Rモータのコイルに二極性周期的電圧を与え、コイルに実質的に単極の電流を流
すことを含み、この周期的電圧が、瞬間モータギャップ特性および被駆動負荷特
性にかかわらずモータの制御を維持するように印加され、この二極性周期的電圧
が単極電圧源から得られる、VRモータを制御する方法によって実現することもで
きる。

【００２８】上述の目的および利点のうちの少なくとも1つは、VRモータのコイルに動的電
圧を与え、コイルに実質的に単極のコイル電流を流すことを含み、この周期的電
圧が、瞬間モータギャップ特性および被駆動負荷特性にかかわらずモータの制御
を維持するように印加される、VRモータを制御する方法によって実現することも
できる。

【００２９】上述の目的および利点のうちの少なくとも1つは、モータのコイルに電圧波形
を印加することを含み、電圧波形が、実質的に零の平均値を有し、ギャップのサ
イズの変化にかかわらず維持され、モータの動作中にコイルに対する電流制御が
使用されることがない、可変リラクタンス（VR）モータの実質的に正弦状の磁束
波形を生成する方法によって実現することもできる。

【００３０】上述の目的および利点のうちの少なくとも1つは、実質的に零の平均値を有す
る電圧波形をモータのコイルに印加することを含む、可変リラクタンス（VR）モ
ータを制御する方法によって実現することもできる。実質的に零の平均値を有す
る電圧波形の各サイクルは、1）第1の正の電圧が与えられる第1の期間と、2）零
電圧値が印加される第2の期間と、3）第2の負の電圧値が印加される第3の期間と
を含み、第1および第2の電圧値の絶対値は実質的に互いに等しい。

【００３１】上述の目的および利点のうちの少なくとも1つは、モータのコイルに印加すべ
き正弦電圧を算出することを含み、正弦電圧が、Asin(ω₁)t + Bsin(ω₂)t + C
（式中、A、B、およびCは定数）として算出される、少なくとも第1の動作周波数
および第2の動作周波数で動作する多周波数可変リラクタンスモータを制御する
方法によって実現することもできる。この方法は、正弦電圧の少なくとも複数の
サイクルにわたってコイルに正弦電圧を印加することも含み、正弦電圧は、鉄芯
と電機子との間のギャップ幅変化にはかかわらず印加される。

【００３２】上述の目的および利点のうちの少なくとも1つは、コイルを有する鉄芯を含む
可変リラクタンス（VR）モータによって実現することもできる。このモータは、
鉄芯と電機子との間に配設されたギャップに与えられる力に基づいて移動する可
動部も含んでいる。モータは、実質的に単極の電流をコイルに流す動的電圧波形
をコイルに印加するように構成された電圧源を含んでおり、動的電圧は、瞬間モ
ータギャップ特性および被駆動負荷特性にかかわらずモータの制御を維持するよ
うに印加される。

【００３３】上述の目的および利点のうちの少なくとも1つは、電機子と、第1のコイルおよ
び第2のコイルを含む鉄芯とを有し、第1のコイルと電機子との間に第1のエアギ
ャップが存在し、第2のコイルと電機子との間に第2のエアギャップが存在する両
面可変リラクタンスモータ用の制御装置によって実現することもできる。この制
御装置は、第1および第2のコイルに電圧波形を与える電圧源を含んでいる。制御
装置は、電圧源と第1のコイルとの間に設けられた第1のダイオードも含んでいる
。制御装置は、電圧源と第2のコイルとの間に設けられた第2のダイオードをさら
に含んでおり、第1のダイオードのアノードと第2のダイオードのカソードがそれ
ぞれ、第1および第2のコイルに直接接続されている。

【００３４】上述の目的および利点のうちの少なくとも1つは、コイルを含む鉄芯と電機子
とを有する可変リラクタンスモータ用の制御装置によって実現することもできる
。この制御装置は、DCオフセット電圧を与えるオフセット電圧源を含んでいる。
制御装置は、DCオフセット電圧によって相殺される正弦電圧をコイルに出力する
電圧源も含んでいる。制御装置は、現在コイルを通過している電流を検知する電
流検知ユニットをさらに含んでいる。制御装置は、負の電流パルスを除く検知さ
れた電流のすべての部分を除去する整流回路をさらに含んでいる。制御装置は、
整流回路の出力をフィルタリングするローパス・フィルタも含んでおり、ローパ
ス・フィルタの出力はオフセット電圧源に与えられ、DCオフセット電圧の電流値
を増減させるか、または維持する調整信号が与えられる。

【００３５】 VRモータの挙動を表す以下の関係を利用することによって、本発明の動作を理
解することができる。

【００３６】 1．簡単に言えば、まず、VRモータのエアギャップを横切る方向に生成される
力は、このギャップ中に確立される磁束の二乗に比例する（F〜φ²）。この関係
では、モータのエアギャップ中の磁束密度が一様に分布するものと仮定される。
この仮定は、当業者には、小ギャップVRモータに対する合理的な仮定と一般にみ
なされている。

【００３７】 2．本明細書で論じるようなギャップを有する磁気回路の場合、モータ・コイ
ルに印加される電圧と結果として生じる磁束との関係はv = N(dφ/dt）である。
この場合、vはコイルに印加される電圧であり、Nはコイルを構成するワイヤの巻
き数であり、φはエアギャップ中の磁束であり、tは時間であり、iはコイル内の
電流であり、Rはコイルの抵抗である。この関係は一般にファラデーの法則と呼
ばれる。

【００３８】 3．本明細書で論じるようなギャップを有する磁気回路の場合、コイル電流と
エアギャップ中の磁束との関係はφ〜i/gである。

【００３９】これらの関係式を使用して、以下の特徴が見出されている。

【００４０】 1．v = N(dφ/dt) + iR関係式中のiR項を除いて、コイル電圧と磁束との関係
はギャップとは無関係である。本発明は、1つには、特に本発明の動作が低周波
数動作ではないとき、このiR項の存在が本発明の動作に悪影響を及ぼすことがな
いという発見に基づいて開発されたものである。

【００４１】 2．磁束は、瞬間ギャップ長にかかわらず、コイル電流が零であるときにはい
つでも零になる。

【００４２】本発明では、電圧制御を組み合わせ（モータ・コイルに開ループ電圧vを印加
すると磁束

【数２】が得られる）、電流が確実に周期的に零に戻るようにする（

【数３】中の定数Cが確実に零とピーク磁束との間の値になるようにする）方法を使用す
ることによって、VRダイナミックフォースモータのギャップ偏移の大きい安定な
動作が実現される。

【００４３】本発明は、以下の詳細な説明を、対応する部分を示す参照番号の記載された図
面と共に読むことで、より明らかとなると思われる。

【００４４】好ましい態様の詳細な説明本発明の好ましい態様を、図面を参照して、以下詳細に説明する。

【００４５】本発明に関して説明された装置は、振動性の力を負荷構造に適用するために改
造されている。これらの装置は、しばしば、「リニアモータ」、「ダイナミック
フォースモータ」、「シェーカ」、あるいは、「振動装置」として類別される。
これらの装置は、電磁回路およびそれの加圧巻線のより大きな部分で典型的に構
成されている内部または反動質量に抗して働くことによって、それらの振動する
力を発生する。なお、通常の動作においては、負荷が付けられる質量と反動質量
の両方が意義のある振動性運動を経験するようである。モータの2つの移動部分
のそれぞれの質量は、システム全体の運動性を改良する目的で付加的なバラスト
質量を付けることによって普通に変更される。振動性の力が適用される負荷は、
典型的には、反動質量（典型的には、鉄芯組立体）に関して振動するモータ電機
子に接続される。負荷は、強固に、若しくは、ばねまたは他の懸架によって、モ
ータに付けられてよい。そして、この付着は、ある場合には、モータ鉄芯組立体
に対して行われてよい。負荷は、一例としては、音響共鳴装置であるが、他の種
類の負荷もまた、本発明に応じて制御されるVRモータと共に利用されてもよい。

【００４６】 VRダイナミックフォースモータの基礎的な電磁機械動作は、両面構造を示して
いる図2を考察することによってよりよく理解されると思われる。駆動されるべ
き負荷は一般に参照ブロック40によって示されており、この負荷40は、電機子素
子32と、端クランプ34aと、端クランプ34bと、図2に示されるように強固に付着
されたフレーム36とで構成されたモータ電機子構造に梁38を介して接続されてい
る。

【００４７】ここに説明されたモータに採用された磁気構造は、他の普通の電磁装置におい
て用いられたものと同様であり、それらは、典型的には、E字の真中の脚の回り
に巻回された加圧巻線またはコイルを有するE字形薄板と、I字形薄板の脚の端を
横切って磁気回路を完成させるI字形薄板との両方を採用する。当業者は、VRダ
イナミックフォースモータが、E字およびI字積層以外の形状を用いて容易に構成
することができたことを理解するであろう。この発明に応じて制御されることが
できる交替モータ構造の例が図13および図14に示されており、そこでは、これら
の構造の各々が同じ基礎的電磁動作特性を分け合っている。図13は、鉄芯素子を
構成する内側および外側環状リング1320および1330の間に配置された電機子を構
成する環状リング1310を備えた「ラウンドトポロジー」VRモータを示している。
コイル1340および1350は鉄芯素子1320および1330内に含まれており、支持構造は
1360、1362、1370、および1372によって示されており、電機子および鉄芯組立体
はばね1380、1382、1384、および1386によって弾力的に付着されている。図14は
、支持構造1410、1412、ばね1420、1422、1430、1432、コイル1440、1460、電機
子1475、1480、および鉄芯1490を備えたIEIモータを示している。図15は、それ
によって、複数の薄いシートスチール素子1510が共に縛られて、図13に示された
ような「ラウンドトポロジー」モータの構成片を形成する「スパイロラップ」構
成技術を示している。ラウンドトポロジーモータは、片面または両面モータのい
ずれとして構成されてもよい。

【００４８】図2に戻ると、E字形薄板、即ち、開磁気鉄芯構造、の一対の積層が、参照文字
20（上側鉄芯）および22（下側鉄芯）によってそれぞれ示されており、内側に向
いたそれらの脚部分と共に対向的に配向されており、そして、フレーム構造28a
および28bによってそれらの間にスペースを持った離間関係に保持されている。
電機子構造32は、上側鉄芯20と下側鉄芯22との間に位置付けされ、端クランプ34
aおよび34bによって共に境界付けられたI字形薄板の積層により構成されている
。これらのI字形薄板は、それぞれのギャップ46および48を持った鉄芯20および2
2の磁気回路を完成させる。概略的に図示され且つ参照文字30a、30b、30c、およ
び30dによって示されたばねが、鉄芯20および22の間の中心に電機子構造32を弾
力的に置き、その結果、ギャップ46と48は名目上等しい。以前に考察したように
、鉄芯20および22、コイル24および26、フレーム片28aおよび28b、並びに鉄芯ベ
ース42および44を含む構造は、内部または反動質量を構成する。このモータのた
めには、電機子構造の質量は、鉄芯構造のそれよりも小さい。しかしながら、こ
のことは、本発明による安定制御を提供する場合に必ずしも必要でない。

【００４９】図2に図示されたモータの変形は、図1における片面モータによって分かるよう
に、一つのE字積層と、一つのI字積層と、その2つの積層を付着するばね懸架と
のみから構成される。このモータでもって、ばね6aおよび6bが公称非加圧ギャッ
プ12をその所望の長さに設定し、電機子I字積層薄板8が、鉄芯E字積層2の磁気回
路を完成させる。再び、単一E字積層モータでもって、鉄芯組立体（鉄芯構造2、
コイル4、およびベース14を含む）は、しばしば、電機子8よりも重く、それは内
部または反動質量を構成する。妥当なように、駆動負荷を、示されたような電機
子組立体の代わりに鉄芯組立体に付着させる。同様に気付くべきことは、あるVR
モータ設計のために、導電性巻線が、鉄芯片または電機子片若しくはその両方に
付着されてよいことである。付加的に、そこでは2つのE字鉄芯（導電性巻線を備
えた）が、それらの極面が、それを横切って電磁力が発生させられる小さなエア
ギャップを横切って整列させられるように配向された設計を想像することができ
た。

【００５０】当業者は、図2において参照文字30a、30b、30c、および30dによって概略的に
図示されたばね懸架が、コイルばね、板ばね、ひだ、スライド、または他の機械
的手段によって形成することができたことを認めると思われる。この懸架の合成
ばね定数は低いまたは高い剛性のいずれを示すこともでき、人は、鉄芯質量、電
機子質量、および2つの質量を付着させる懸架から結果される機械的共鳴の動的
利点を利用するべく懸架の剛性を調整することができる。発明の適当な動作のた
めに、ばねは、エアギャップ（または、単一鉄芯モータ用のエアギャップ）が、
それらの所望の非加圧長さに設定されて、それにより、電機子が常にE字積層の
脚に平行に移動するようにばねが電機子を制限するように電機子を配置すべく設
定される。

【００５１】単一E字積層モータのためには、懸架ばねはまた、電機子運動を鉄芯面に垂直
となるように強制するように働くが、また、これらのばねは、電機子および鉄芯
積層を、それらが、単一側設計において固有の静的力を経験するときに接触する
ことから維持するべく充分に剛性でなければならない。

【００５２】モータ懸架は、動的利点を適切なように利用すべく調整されてよく、あるいは
部品を互いに直角に維持するに必要なほどの剛性であるのみでもよい。それは、
鉄芯脚の端に関する電機子の直角移動を与えるべく設計されるべきである。懸架
は、図に示されたひだタイプよりもむしろスライドタイプ懸架であることができ
た（スライド懸架の例のためにGennesseauxに対する米国特許第5,621,293号を参
照されたい）。また、懸架は、一つまたは数個のいずれのレベルの懸架（例えば
、多板ひだ懸架）を含んでいてよい。

【００５３】これらのダイナミックフォースモータの電磁動作のこの説明は、以下の定義を
参照することによってよりよく理解されるかもしれない。図2において、「上側
力」は、上側鉄芯E字積層20と電機子32との間で発生させられる機械力のことを
意味し、「上側磁束」は、エアギャップ46内で発生させられた磁束のことを意味
し、「上側電流」は、上側コイル24内の電流を意味し、そして「上側電圧」は、
上側コイル24に印加された電圧のことを意味する。同様に、「下側力」は、下側
鉄芯E字積層22と電機子32との間で発生させられる機械力のことを意味し、「下
側磁束」は、エアギャップ48内で発生させられた磁束のことを意味し、「下側電
流」は、下側コイル26内の電流のことを意味し、そして「下側電圧」は、下側コ
イル26に印加された電圧のことを意味する。下付き文字「U」および「u」が「上
側」の量を示すために用いられ、「L」および「l」が「下側」の量を示すために
用いられるであろう。両コイル24および26は同じ抵抗Rと同じ数の巻数Nを有して
いる。

【００５４】図3においてプロットされているのはf_U（上側磁束）およびf_L（下側磁束）の
正弦波である。これらの波形の数学的表現は以下のとおりである。

【００５５】

【数４】これらの式に F：f² 関係を適用すると、

【数５】が得られる。

【００５６】そして、鉄芯組立体と電機子組立体との間で発生させられた正味の力は、

【数６】である。そこで、ある手段によって、ここで説明されたようなφ_U（上側磁束）
およびφ_L（下側磁束）波形を発生させることができたならば、そのとき、発生
させられた磁束波形のそれと同じ周波数で低歪振動力を発生させるダイナミック
フォースモータを持つ。この発明の目的は、それによってこの「理想的な」ケー
スに近い動作が、Gennesseauxに対する米国特許第5,621,293号に記載されたそれ
らのような磁束測定装置およびフィードバック回路の複雑さに訴えることなく達
成されることができる手段を明示することである。

【００５７】図4に示されるように、

【数７】によってモータ内の下側磁束φ_Lを二者択一的に定義できたということには何の
価値もない。このことは、前に決定されたF_Lのための同じ式を生み出す。即ち、

【数８】こうして、モータの電機子と鉄芯との間で発生させられた正味の力の点から、図
3と図4の磁束波形は同じ結果を生じる。

【００５８】発明のよりよい理解を提供するために、（インダクタL（g）と抵抗器Rとの直
列組み合わせとして設計された）典型的なモータコイルが、従来のダイオード整
流器58に直列に能動回路（典型的には、線形または切り換え増幅器）に配線され
て示されている図5に関連して前に与えられた次の関係、

【数９】を考察せよ。「L（g）」指示子は、VRモータにおけるコイルのインダクタンスが
モータギャップ長の強い機能であることを思い出させるものとしてのインダクタ
のために用いられている。この発明の第1の態様においては、図5の能動回路56が
、このダイオード-コイル組み合わせに正弦電圧（V_S）を印加し、そして、（順
方向電圧降下のない）理想的なダイオードおよび（抵抗の無い）理想的なコイル
のために、結果のモータ磁束波形は、図P1に示されたようなオフセット正弦であ
る。この磁束波形が、上で議論した「理想的な」波形（図3および図4参照）と同
じ形を有し、また、この磁束波形が、モータギャップ長のどんな変動にも無関係
であることを結果する（図P1における関連した電流波形は、変化しているギャッ
プ長と調和した有意義な非正弦状の挙動を示している）ことに気付かれたい。ま
た、図17に示される代表的な波形が、従来のVRモータ制御に対して非常に大きな
値である約70％のギャップ行程を反映していることに留意されたい。図17はまた
、全ての時点で正の単極電流値を有するコイル電流I_coilを示すとともに、二極
周期的電圧波形としての電源電圧V_sを示している。図5に示されたモータコイル
は、単一鉄芯モータ（図1）における単一コイル、または2鉄芯モータ（図2）に
おける一つのコイルを代表している。故に、理想的なダイオードとコイルで、前
に議論された理想的なギャップ独立磁束波形を発生させる単純な電圧制御を採用
することができる。図5に同様に示されているのは単極電圧源50であり、それは
コンデンサ52と能動回路56とに並列に結合されている。制御信号源54は、能動回
路56のための制御を提供する。単極電圧源50は単極出力電圧を提供し、そして、
このような回路の2つの可能な例として、濾波でもって若しくは濾波無しにAC電
圧を整流することによって、あるいはAC電圧を整流し、濾波し、そして調整する
ことによって構成されてもよい。

【００５９】本発明者が行ったコンピュータシュミレーションから、零でないダイオード順
方向電圧降下および有限のコイル抵抗が存在する場合は本発明の単純な開ループ
制御方式を用いることにより前述の理想的な磁束波形に非常によく近似した磁束
波形を生成できること、ならびに、理想的な波形と同様これら波形の生成におい
ては非常に大きなギャップ偏移（最大100%）があってもよいことが明らかになっ
ている。再度図5において、コイル抵抗を3オーム（R_coil = 3Ω）、ダイオード
順方向電圧降下を1ボルト（V_D = 1V）とすると、図18に示すとおり、生成される
磁束波形は図17のオフセット正弦波に非常によく近似したものとなる。コイル抵
抗およびダイオードによる電圧降下はモータ磁束を増加させるための実効電圧を
低下させる傾向があること（モータ磁束を増加させようとするとき、V_φはV_sよ
り小さくなる）、ならびに、これらの電圧降下はモータ磁束減少させるための実
効（負）電圧（の大きさ）を増加させる傾向があること（モータ磁束を減少させ
ようとするとき、V_φはV_sより大きくなる）ことは注意を要する。モータ磁束が
零に戻るときより零から遠ざかるときのほうが変化が遅いというこの傾向が、開
ループモータに安定性を与える物理的現象であり、本発明の特徴である。簡潔に
言えば、図5に示す直列ダイオードコイルに平均零の動的電圧が印加されている
限り、且つ、モータに与えられた負荷に動力源が含まれていない限り、得られる
磁束波形は定期的に零に戻ることが保証される。

【００６０】この様式の動作では、安定で挙動の良好な磁束波形が保証されるものの、電機
子とコイルとが互いに接触しないという保証は得られない。動作周波数、初期モ
ータギャップ、印加電圧、およびその他動的な系の力がすべてモータ電機子スト
ロークの大きさに影響する。当業者には、モータを良好に設計するにはこれらの
要素をすべて考慮しなければならないことが認識されると思われる。しかし本発
明では、単純な開ループ制御方式を用いることにより、非常に大きなギャップ差
が存在する状態でも予測可能且つ安定な動的磁束波形を確実に得ることができ、
これにより、モータ設計者はこうした他の問題に対処する必要がなくなる。

【００６１】磁束波形が零から遠ざかるときより零に向かうときのほうが変化が速いという
この傾向が意味することのひとつは図17と図18との比較にみることができる。図
17（理想的なダイオードを使用し、コイル抵抗零の場合）において、磁束波形φ
は、印加電圧V_sの符号が負から正に変化して動的信号の次のサイクルを開始させ
る瞬間に零に戻る（この事象は図中にt₃およびt₄で示されており、図17では同時
刻である）。同じ制御方式を実際のモータコイルとダイオードに適用した場合は
（図18、1Vダイオード、3オームコイル）、磁束変化特性の非対称性により、磁
束波形φはサイクル終了前に零に戻る。このことは図18においてt₃とt₄との間の
時間差として視覚的に示されており、この図は、ダイオード電圧降下とコイル抵
抗とが存在することにより本発明の「保証された零復帰」特性が増強されること
の理解に役立つものと思われる。これらの影響をさらに示すため、図19に、大き
く誇張したダイオード電圧降下（20V）とコイル抵抗（30オーム）の場合の波形
を示す。同図において、コイル電流に対する零復帰時間（t₃〜t₄）はさらに大き
くなっている。

【００６２】従来のVRモータ制御技術は、多くの場合、発生するモータの力の歪みを最小に
すること、換言すれば純粋な正弦波駆動を達成することを主眼に置いている。本
発明がこの目標をどの程度達成しているかは検討の価値がある。例えば、前述の
モータコイルの例（コイル抵抗R 3オーム）では、本発明者がモータで試験した
結果、インダクタンスの測定値は（幅広い種々のギャップ長において）200mHで
あった。500Hzで誘導（L）インピーダンスの測定値は628オームであった。これ
は総コイルインピーダンス（|jωL+R|）631オームの99.5%である。この設計動作
周波数で、有限のコイル抵抗により生じる歪みは最小限のものである。

【００６３】ダイオード順方向電圧降下による不利な影響を最小限に抑えるには、単純にこ
の電圧降下と等しいだけ駆動電圧をオフセットしてもよい。ただし、（これらの
モータに典型的な）低抵抗のコイルでは、印加するオフセット電圧がわずかに大
きすぎるだけでも、磁束および電流が不適切に高いレベルまで上昇し、しばしば
モータギャップで電機子と鉄芯とが磁気的にクランプされる「磁束・ランナウェ
イ」状態を引き起こすことがあるため、種々のギャップのVRモータにおける開ル
ープ磁束安定性を保証している本発明の零平均電圧の局面から逸脱する場合には
注意が必要である。このようなランナウェイ状態においては、磁束は磁性材料が
飽和するところまで、電流はヒューズが切れるもしくは電圧増幅器が誤作動する
ところまで上昇する。この結果、電機子と鉄芯とがモータギャップで互いに磁気
的にクランプされる可能性がある。

【００６４】しかし、図20に示すように、オフセット電圧をわずかに加えることにより磁束
波形の歪みを軽減することができる。図20の波形は、駆動波形V_sにDC2.5V（ピー
ク電圧値の約1%）のオフセットを組み込んだことを除いて図18と同一の動作条件
を反映したものである。この調整により「サイクル終末（end of cycle）」の歪
み（前述のt₃ - t₄の差異に表われている）が小さくなっていることがわかる。
このオフセットをさらに大きくすると、本発明の「サイクルごとに零復帰する」
という特徴に反する可能性が高く、この場合は、モータの磁性材料（例えばモー
タの鉄）が飽和するまで磁束φが制限なく上昇することになる。

【００６５】同様の方法で、前述のiR歪みを補償することが可能である。コイル抵抗が既知
であり、コイル電流値が測定されていれば、単純に電圧iR(t)を元の正弦波電圧
に加えればよい。ダイオード電圧降下およびiR電圧降下の補償を組み合わせるこ
とにより以下の式が得られる。

【数１０】したがって、理論上は、コイル抵抗とダイオード順方向電圧降下との影響を完全
に補償することが可能である。ただし、前述と同様、いずれの補償もわずかでも
大きくなりすぎれば磁束の「ランナウェイ」状態が生じ、モータ動作の安定性が
失われる。

【００６６】 VRダイナミックフォースモータの多くの用途では、発生した力の振幅を変化さ
せるための単純な方式を必要とする。本発明では、これは印加電圧のピークツー
ピーク（pk-pk）の大きさを調整することによって簡単に達成される。すなわち
、大きいpk-pk電圧を印加した場合はピーク磁束が大きくなり、このため、得ら
れる動的な力が大きくなる。印加電圧の平均（D.C.）値が零である限り、印加し
た動的電圧の大きさに関わらず開ループの安定性は保証される。本発明では、VR
モータが磁気飽和状態まで駆動された場合でも安定な動作が維持される。駆動電
圧の振幅を変化させる例（すなわち振幅調整）を図21に示す。この図においてピ
ーク駆動電圧は200Vである（図18ではピーク300V）。

【００６７】図18にみられる、正弦波に非常によく近似した磁束波形は、図2に示すような
両側VRモータの上部で容易に生成することができる（図3の実線を参照）。また
、非常に直接的な方法として、本発明に基づいて同じ開ループ電圧制御技術を使
用することにより相補的な低い磁束を生成することもできる（図3の破線を参照
）。この方法において本発明のひとつの特徴が実現されている。すなわち、複雑
なセンサやフィードバック回路を用いずに歪みの少ない動的な力を発生させるこ
とである。ただし、この磁束波形を図1に示すような片面モータで生成しようと
する場合は、生じるモータの力は以下のようになる（前述の分析に基づく）。

【００６８】

【数１１】

【００６９】上式で、下付き文字Lは片面モータの力などを表すために用いられている。こ
の発生した力F_Lがかなりの量の第二高調波を含んでいることは注意を要する（事
実、全高周波歪みTHDは50%である）。すなわち、ωで生成される力1ポンドにつ
き、2ωで0.5ポンドが生じる。片面モータによる歪みの小さい力を必要とする多
くの用途について、本発明の態様をさらにいくつか提示する。

【００７０】電磁気VRモータについてよく知られた特性として、鉄芯と電機子との間に、こ
れらを引き離そうとする電磁力を生成することはできないという点がある。換言
すれば、「能動的な」部品（本発明における鉄芯など）と「受動的な」部品（本
発明における電機子など）との間の電磁力は常に引力として働く（永久磁石を用
いたモータ、もしくは共通のエアギャップを介して直接相互作用する2つの鉄芯
をもつモータでは斥力を生じさせることができる）。永久磁石を組み込む設計は
本発明の範囲外である）。したがって、本発明の用途については、モータの力が
零からあるピーク値まで変化することを前提とした方式を探求することが望まし
い。そのような力の波形では、静的な力と動的な力の成分が別々に観察される。

【００７１】このような力の波形でTHD出力が零（純粋な正弦波）となる最も単純な波形は
以下の式で表される。

【数１２】式中、Aは静的な力の成分、A cos(wt)は動的な力の成分である。F〜φ²であるこ
とから、片面モータでこの力の波形を生成するには次式が必要である。

【数１３】また、同モータ内でこの磁束波形を生成するには次式が必要である。

【数１４】

【００７２】式（0.1）の波形をアナログ回路で生成するのはかなり複雑となり得るが、標
準的な波形生成装置を用いれば容易に生成することができる。例えば、コンピュ
ータをプログラムしてこのような波形を生成してもよい。この電圧波形（iR補償
なし）は図22に波形V_sとして示されており、連続した余弦半サイクルとして最も
よく記述される。歪みの少ない動作を実現するためのこのような電圧波形が本発
明の第二の態様である。また、ダイオード順方向電圧降下およびコイル抵抗が現
実的な値であっても、力の波形が滑らかな正弦波となることも注意を要する。本
発明の第二の態様について周波数ドメイン分析を行うと、0HzおよびωHz（図22
の時間波形を周波数プロットしたときの500Hz、図23を参照）以外の周波数では
モータの力が検出されない。第一の態様と同様、適用される波形は平均値零であ
り、これにより磁束波形の安定性と、磁束および電流が各サイクル中に少なくと
も1回「零復帰」することとが保証されている。また、適用される波形は、第一
の態様で説明されているように必要に応じてわずかにオフセットされていてもよ
い。

【００７３】図22および図23（それぞれ、波形の時間プロットおよび周波数プロット）をみ
ると、この「余弦半サイクル」波形が、一般的で生成が容易な「鋸歯状」波形に
よく似ていることがわかる。本発明の第三の態様による鋸歯状波形（波形の時間
プロットおよび周波数プロットについてはそれぞれ図24、図25を参照）の生成で
も、やはりほぼ正弦波状で滑らかな力の波形が観察される。この波形を周波数ド
メイン分析すると、この力の波形には、基本励振周波数（ω）で観察される振幅
より約30dB低い第二高調波振幅が（2ωに）存在することがわかる。この30dBの
差は振幅差1000:1に相当する。より高次の高調波はすべて基本周波数より40dB（
またはそれ以上）低い。第一および第二の態様と同様、この鋸歯状波の態様も磁
束の安定性を保証するため平均値零となっている。また、必要であればこの鋸歯
状波の態様でわずかなDCオフセットを用いてもよい。ただし、鋸歯状波の態様で
DCオフセットを用いる場合も、磁束・ランナウェイが生じないよう注意が必要で
ある。

【００７４】次に、1つより多い周波数によるモータ動作に関して、本発明の第四の態様を
説明する。多くの用途では、1つより多い周波数で動的な力を発生できるモータ
を必要とする。従来、多周波数VRモータによる力の発生は、力と磁束との間の二
乗関係F〜φ²、ならびに従来の電流制御によりもたらされる非線形性（φ〜i/g
）のため、非常に複雑なものとなっている。これらの用途にはボイスコイルアク
チュエータが用いられることが多い。残念ながら、ボイスコイルアクチュエータ
は重量があり、高価で、効率が悪い。

【００７５】本発明の第四の態様では、複数の不連続な周波数で動的な力を生成する制御方
式が提供される。簡潔にするため2周波数の例を挙げるが、この技術は任意の数
の不連続な周波数に容易に拡張することができる。

【００７６】単一周波数の場合についてすでに説明したように、最初に、片面VRモータで生
成される最も単純な2周波数の波形を考える。すなわち、次式の波形である。

【数１５】式中、A+Bは静的な力の成分、A cos(w₁t)およびB cos(w₂t)は動的な力の成分で
ある。F〜φ²であることから、片面モータでこの力の波形を生成するには次式が
必要である。

【数１６】また、同モータ内でこの磁束波形を生成するには次式が必要である。

【数１７】

【００７７】片面モータを2周波数で動作した状態を図26、図27、図28、および図29に示す
（図26および図28は時間プロット、図27および図29は周波数プロットである）。
図26は、「0ボルト」のダイオードおよび0.001オームのコイル（図5に示すもの
）に対する波形を示す。この図中で、最も強い歪み成分は2つの力の基本成分よ
り約25dB低い。より現実的な1ボルトのダイオードおよび3オームのコイルに対し
てこの方法を適用すると（図28）、歪み成分はやや強くなるものの（-20dB）、
やはり非常に小さい。この例では2周波数の場合を示したが、この多周波数技術
はより多くの周波数に容易に拡張することができる。多周波駆動の場合、必要な
磁束は次式で与えられる。

【数１８】ここで適切な駆動電圧は次式となる。

【数１９】

【００７８】次に、本発明の第五の態様を詳しく説明する。VRダイナミックフォースモータ
の用途のなかには歪みの小さい（正弦波に近い）力の印加を要するものがあるも
のの、これらのモータ用途では、生成された力の波形にかなりの高調波が含まれ
ていても、駆動される負荷はその影響を受けにくいことが多い。こうした「歪み
耐性」をもつ負荷の例としては、1つの基本周波数でのみ明確な応答を示す任意
の共振負荷がある。さらなる例としては、基本共振振動数でのみ駆動する共振ア
コースティックチャンバーがある。

【００７９】これら、歪み耐性をもつVRモータの用途について本発明の第五の態様を提供す
る。図6（スイッチリラクタンスモータコイルの駆動に一般的に用いられる出力
位相を示す）、図30、および図31を参照しながら以下のスイッチングシーケンス
を検討する。

【００８０】１．時刻t₀でスイッチSW1 62およびスイッチSW2 68をオンにする（時刻t_nは図
30、図31、および図32に注釈で示す）。これにより、v_coil = V_DC - 2V_SW-on と
なる。ここでV_SW-onは、オン状態すなわち導電状態にあるときのSW1またはSW2で
生じる電圧降下である。SW1 62およびSW2 68は、任意の種類の半導体または電気
機械制御式スイッチであってよい。t₀からt₁までの時間を段階1と呼ぶ。段階1の
間、コイルの磁束は線形に増加する。コイル電流は概ね増加するが、大きな歪み
を生じることがあり、ギャップに誘導されたインピーダンス変化により減少する
こともある。段階1の間、コイル電流はSW1 62およびSW2 68を流れる。

【００８１】２．時刻t₁でSW1 62をオフにする。SW2 68はオンのままとする。これにより、
v_coil = - (V_diode + V_SW-on) となる。t₁からt₂までの時間を段階2と呼ぶ。段
階2の間、モータ磁束はほぼ一定である。コイル電流はモータギャップの動きに
一致する形で変化する。コイル電流はダイオードD1 64およびSW2 68を「フリー
ホイール」する（自由に流れる）。

【００８２】３．時刻t₂でSW2 68をオフにする。これにより、v_coil = - (2V_diode + V_DC)
となる。t₂からt₃までの時間を段階3と呼ぶ。段階3の間、モータ磁束は線形に減
少し、コイル電流は概ね減少する。この段階の間、コイル電流はダイオードD1 6
4およびD2 66をフリーホイールする。

【００８３】４．時刻t₃でコイル電流およびモータ磁束が零に達し、D1およびD2にはそれ以
上電流が流れなくなり、これらのダイオードは受動的に逆方向バイアス状態すな
わちブロッキング状態に戻る。サイクル中の残りの時間（t₅までの間）は、モー
タに電圧は印加されずモータコイルに電流は流れない。

【００８４】別のシーケンスでは、段階2でSW2 68をオフにし、これによりコイル電流がSW1
62およびD2 66をフリーホイールするようにしてもよい。モータで測定される電
圧はこの場合も同じとなる。図6には、コンデンサ52に並列に接続された単極電
圧源50、ならびに、前述のシーケンスに基づいてスイッチSW1 62およびSW2 68を
スイッチング制御するための能動回路制御器も示す。

【００８５】図30、図31、および図32は、この不連続なパルス波形で励起される代表的なVR
モータの電圧、磁束、力、電流、およびギャップ長の波形である。VRモータにつ
いて前述した電圧−磁束関係に一致して、印加電圧パルスにより磁束の波形プロ
フィールが台形になっている。関連する力の波形において最も強い周波数成分は
f = 1/(t₅-t₀) で決定される周波数となるものの、発生する動的な力はこの基本
周波数の高調波でもかなりの大きさの動的な力を示す。したがって、本発明の第
五の態様は、歪みの非常に小さい正弦波の力の印加を必要としない用途に極めて
有用である。

【００８６】前述のとおり、これらVRモータの駆動回路中の半導体およびオーム電圧降下の
ため、モータ磁束およびコイル電流は零から離れるときより零に向かうときのほ
うが速く変化する（零平均の印加動的電圧に対して）。したがって、図31におい
て、モータ磁束が増加してピーク値に達するまでの時間（時刻t₀からt₁まで）は
、磁束がピークから零まで減少する時間（時刻t₂からt₃まで）よりやや長い。こ
の挙動を大きく誇張した状態を図32に示す。この図において、コイルの直流抵抗
は30オームであり、トランジスタおよびダイオードはオン状態で10ボルトの電圧
降下を示す。この図では「ランプアップ」時間が「ランプダウン」時間より明ら
かに長くなっている。

【００８７】前述のとおり、本発明の態様により制御されるVRモータの開ループ安定性は、
印加電圧の平均（DC）値が零以下であることに依存している。半導体およびオー
ム電圧降下の影響を補償するためにこの平均値をわずかに大きくしてもよい例を
示したが、これらの例は、そうした方式が慎重に実施されない場合にはVRモータ
駆動の安定性が失われうるという警告を伴うものであった。

【００８８】パルス駆動方式におけるこれと等価な安定性基準は、「ランプアップ」時間（
t₀〜t₁）が全サイクル時間（t₀〜t₅）の50%を上回ることができないということ
である。前述のように変化速度には非対称性があるため、このような制限により
モータ磁束およびコイル電流が1サイクルにつき少なくとも1回零に戻ることが保
証され、磁束・ランナウェイ状態が回避される。実際のモータ系において前述の
電圧降下を補償するためこのパーセンテージをわずかに（51%まで）大きくする
ことも考慮可能であるが、前述の場合と同様、過補償が生じて本発明で保証して
いる固有の開ループ安定性が失われる危険がある。動作周期の49.5%で動作され
ている系の波形の例を図33、図34、および図35に示す。

【００８９】前述の各態様において、印加電圧波形の振幅を変化させることにより振幅を調
整することができる。負荷に対して固定電圧が交互にオン、オフされるパルス型
またはスイッチ型の系においては、通常、出力波形のパルス幅または動作周期を
変化させる。本発明の第六の態様であるパルス駆動の態様ではこの方法で振幅を
調整する。すなわち、波形の動作周期を単純に0%から50%の間で変化させればモ
ータ振幅の全レンジをカバーすることができる（15%および32%の波形の例は図36
および図37を参照。図31は25%の波形である）。

【００９０】本発明の第五の態様では発生したモータの力にかなりの高調波歪みが生じるが
、このような歪みが許容される用途においては、この態様は他の駆動方式に対し
ていくつかの明確な利点を有する。第一に、パルス駆動方式ではスイッチ式の出
力方式が用いられ、これは等価な線形増幅器と比べて半導体損失がはるかに小さ
い。さらに、典型的なパルス幅変調（PWM）スイッチング増幅器は、望ましい基
本出力周波数よりはるかに高い周波数で出力トランジスタを切り替える（500Hz
の力の波形に対しては通常20〜40kHzで切り換えられるPWM増幅器が用いられる）
ため、本明細書に記載のパルス駆動方式のスイッチング損失は低く、その率は約
40:1（20kHz/500Hz）となる。

【００９１】スイッチングレートが低いことによる利点に加えて、スイッチSW1 62およびSW
2 68（それぞれ、例えばトランジスタで構成されていてもよい）におけるスイッ
チング事象の半数は、装置に電流が流れていないときに生じる装置スイッチング
事象として定義されるソフトスイッチングの範疇に入る。これに対して、ハード
スイッチング事象は装置に電流が流れているときに生じる装置スイッチング事象
として定義される。一般に、ハードスイッチング事象ではソフトスイッチング事
象と比べてかなり大きなエネルギーが失われる。段階1の最初にSW1 62およびSW2
68をオンにするのは（前述の説明を参照）ソフトスイッチング事象であり、こ
れらのスイッチを（段階2および段階3の最後に）オフにするのはハードスイッチ
ング事象である（オフの動作はトランジスタにまだ電流が流れているときに生じ
る）。典型的なPWM電圧増幅器では、スイッチング事象の大多数はハードスイッ
チングである。

【００９２】ソフトスイッチング方式におけるさらに別の利点は、対応するハードスイッチ
ングより一般に（伝導または放射による）電気雑音が少ないことである。オン、
オフ間の移行を迅速にするという設計要件が緩くなるため、トランジスタの切換
をより段階的に行うことが可能となり、放射エネルギーまたは伝導エネルギーに
含まれる高周波成分を大幅に減らすことができる。

【００９３】本明細書で説明しているパルス駆動方式は、増幅の損失が低いことと併せて、
出力基本周波数で得られる力の最高出力レベルが正弦波駆動方式の場合より高く
なる可能性をもっている。当業者には、関連するフェースエリアをモータのエア
ギャップ部分に有するモータについて、電機子と鉄芯との間で発生する電磁力の
ピーク（の一次近似）が次式で与えられることが理解されるであろう。

【数２０】式中、B_satはEおよびI字積層材料（典型的には鉄合金）の飽和磁束密度、Aは各E
レッグの端の総面積、μ₀は自由空間の透磁率である。

【００９４】図7は、第五の態様に基づいて用いることのできる正弦波（破線）および台形
波（実線）の磁束波形である（台形波は動作周期25%のパルス駆動シナリオによ
る）。いずれの波形も、0からこのモータで得られうる最高磁束密度であるB_sat
までの間で変化している。正弦波の大きさを1.0とすると、台形波の基本周波数
成分のフーリエ係数が約1.14B_sat、もしくは正弦波の大きさより14%大きいこと
が容易に見て取れる。これに対応する力の波形（同じく図7に示す）に対して同
じ分析を行うと、台形波の力の基本周波数成分が正弦波のそれより30%大きいこ
とがわかる（この増分は、パルス駆動力曲線下の面積と正弦波駆動力曲線下との
差（前者のほうが大きい）に一致していることが直感的にわかる）。したがって
、パルス駆動方式とそれに付随する台形波とにより、同じモータ形状でもより大
きい電磁力を得ることが可能となる。パルス駆動方式では高調波歪みが大きくな
るため、この方式を用いる場合はモータの磁石構造内での散逸が（正弦波駆動の
場合に比べて）大きくなることを念頭に置く必要がある。

【００９５】図6を検討すると、この回路が単極設計であり、すなわち負荷を流れる電流が
一方向であることがわかる。したがって、この回路は本来的に前述の直列ダイオ
ードコイル回路と同じ機能をもつが、直列ダイオードの追加を必要としない。

【００９６】本発明の第六の態様において、図6のスイッチSW1 62およびSW2 68は高周波のP
WM方式によりオン、オフされ、高周波チョッピング信号の変調は用途によって異
なる（正弦波、余弦波セグメント、または前述した他の方式のいずれでもよい）
。駆動回路が本来的に単極であるため、回路の挙動は、これらの方式が二極増幅
器と直列ダイオードで実施された場合と同じになる。開ループ安定性を保証する
ため、PWM回路で生成される平均動作周期は50%以下でなければならない。そのよ
うな態様において、PWM波形は、前述の低周波数駆動パルスの生成に用いられる
図6の能動回路制御器70と同じ制御器で生成される。この能動回路制御器70は、
一般に、ユーザーが定義した任意のパルス列を生成することができる装置であり
、多くの場合マイクロプロセッサまたはその他のコンピュータ素子を含む。市販
のこのような制御器のひとつは、モトローラ（Motorola）社製造のPart # MC688
332である。

【００９７】出力PWMステージの開ループ変調を用いた方式を使用する場合、ユーザーは、
回路に供給するDC電圧の振幅変化に敏感になる。特に、60Hz AC電源を非調整のD
C電源に変換する非調整整流電源を用いる場合、この電源の出力電圧に120Hzまた
は60Hzのリップルが生じることが予測される。このリップルが開ループ駆動出力
ステージに印加されると、モータ内で発生した出力磁束に120Hzまたは60Hzの増
幅変調が生じる。この増幅変調が問題となる場合は、追加の電源フィルタリング
によって低減する、もしくはPWM増幅器で必要な動作周期を同期の120Hzまたは60
Hzで「前変調」することによって補償することができる。実際の出力電圧を測定
しこの測定値をフィードバック機構で利用して電源の変化を補償するスイッチン
グ増幅器はこの振幅変調歪みの影響を受けない。このような「電圧フィードバッ
ク」増幅器も、駆動されるモータコイルに固有の状態を明確に測定するものでは
ないため、やはり本発明の目的に適う開ループ装置である。

【００９８】以上で説明した本発明の態様の多くは片面VRモータ（図1に示すものなど）に
関して示したものであるが、これらの態様はすべて両側VRモータ（例えば図2に
示すものなど）にも、さらには、多周波作動（f1/f2）モータもしくは図13およ
び図14に示すようなモータなど、他の種類のモータにも同様に適用することがで
きる。前述の例では、相補的な正弦状磁束波形で励起された両側モータの作動を
示した。この例では、右側磁束が零のときに左側磁束がピークになり、左側磁束
が零のときに右側磁束がピークになるよう、左側と右側の磁束波形の位相を合わ
せることにより、モータの良好な作動が得られた。このような位相合わせにより
、電機子と鉄芯組立体との間の正味ピーク力は左への引力と右への引力との間で
交互に切り替わる。2つの半鉄芯が同一のものであれば左向きの力と右向きの力
との静的（D.C.）成分は釣り合い、電機子と鉄芯組立体との間に働く静的な力は
正味零になる。前述のとおり、左右のモータギャップのオフセット正弦状磁束波
形が正しく位相合わせされていれば、第二高調波項が打ち消され、正弦波出力を
もつ項だけが残る。

【００９９】本明細書に記載の態様はすべて両側VRモータにも適用できる。一般的に、片面
モータに適用した場合に力の高調波歪みを示す駆動方式では、歪みの偶数項（2
ω、4ω、6ωなど）が打ち消される。したがって、両側モータの相補的性質によ
って歪みの項が完全に打ち消されるわけではないが、歪みは大幅に減少する。こ
れらすべての駆動方式において、信号の正しく位相を合わせるには、一方の磁束
波形が零になるときに他方がピークになるように同期を取る（前述の正弦波と同
様）。

【０１００】さらに、各態様は、以下の特徴が共通しているモータであれば他の種類のモー
タにも適用できる。すなわち、鉄芯と可動部との間のエアギャップ、動き、コイ
ル、および動きを得るために電磁気力を使用すること、という特徴である。例え
ば、ラップアラウンドモータ、EIEモータ、IEIモータ、またはf1/f2モータは本
明細書に記載の任意の態様に基づいて使用することができる。

【０１０１】実現可能なモータ組立体では左右の公称ギャップ長が同一ということはあり得
にくいため、ギャップが等しくない場合にモータの挙動がどのようになるかを考
慮することは有益である。本発明の駆動方式の基本作動方程式、

【数２１】から、前述のとおり、印加されるコイル電圧と生じるモータ磁束との関係はギャ
ップ長に依存しないことがわかる（わずかな歪み項iRを除く）。したがって、同
じ印加電圧に対して、左右のモータコイルを流れる電流は異なる可能性があるが
、左側と右側とで生じる磁束（および力）は同じになる（コイルおよび鉄芯の形
状は同一と仮定する）。

【０１０２】左右の磁束波形を適切に位相合わせするひとつの方法は、本発明の第七の態様
に基づいて図8に示すように左右のコイルを駆動することである。同図において
、例えば二極増幅器であってよい能動回路56は、2つのコイルを駆動するために
用いられ、各コイルにはそれぞれダイオードが直列に接続されている。すなわち
、コイル74に対してダイオード72、コイル78に対してダイオード76である。各ダ
イオード（72および76）は増幅器の出力電圧V_sに対して互いに反対向きに伝導す
る。これら2つのダイオード−コイルの組は、図8の接続に基づいて能動回路増幅
器56により並列に駆動される。前述のとおり、これら2つのコイルを流れる電流
には、エアギャップの公称長の差に相応する差が生じる。しかし、増幅器56から
出力される正味D.C.電流は、コイル74および78を流れる2つのD.C.コイル電流の
差に限定される。

【０１０３】この方式の別の形態を図9に示す。これは本発明の第八の態様であり、図8のモ
ータコイルおよびダイオードの組と増幅器との間に直列コンデンサ82が挿入され
ている（図8と同様、能動回路56は線形またはスイッチング式の電圧増幅器から
なる）。選択的に、抵抗84とインダクタ80とを直列コンデンサ82に並列に追加し
てもよい。直列コンデンサ82を追加することにより、モータコイル74および78で
つくられるL-R-C回路（L_coil1 + R_coil1 // L_coil2 + R_coil2）と直列コンデン
サ82（C）とから共振電圧ブーストを生じさせることができる。しかし、インダ
クタおよび／または抵抗を追加しない場合は、モータのエアギャップ長が互いに
等しくない度合いに応じて、コンデンサにかかるDC電圧が零でなくなる（同じ印
加電圧に対して、ギャップが大きいモータコイルではコイル電流が大きくなる）
。こうした不平衡電流は直列コンデンサに実効電荷を蓄積させ、両コイルに流れ
るDC電流が等しく維持される。このコンデンサ電圧は、ギャップの大きいコイル
の正味印加電圧が減少し、ギャップの小さいコイルの正味印加電圧が増加するか
たちで分極を生じる。したがって、モータのうちギャップの小さい側でより大き
な力が発生することになり、これがモータの安定性を失わせる。このような不安
定性がどの程度まで許容されるかは種々の要因により左右されるが、特に電機子
サスペンションの剛性、および両ギャップ長の差の程度に依存する。この不安定
性は、不平衡DC電流の流れを許容し、且つ、この共振回路の電圧ブースト効果を
損なわない、適切な値のインダクタ80と抵抗84とを直列コンデンサ82に並列に挿
入することにより軽減することができる。インダクタ80および抵抗84の適正値は
当業者により容易に決定される。

【０１０４】以上に記載の本発明の各態様では能動フィードバック制御を一切必要としてい
ないが、良好に実施することができる（これらの態様はすべて開ループ方式であ
る）。本発明の態様のなかには、VRダイナミックフォースモータを安定に且つ大
きなギャップ偏移で動作されるため、駆動信号の動的成分用の開ループ電圧制御
（前述の各方式のようなもの）とバイアス調整用の低周波電流制御との組合せを
必要とする一群がある。

【０１０５】前述のとおり、（図5のように）平均零の動的電圧信号を直列ダイオード−コ
イルに印加すると、零から遠ざかるときより零に向かうときのほうが速く変化す
る電流波形および磁束波形が生じる。したがって、有限の電圧降下ダイオードと
有限の抵抗コイルとが使用される実際の用途においては、これらの波形は動的波
形の各サイクルの一部につき多かれ少なかれ「零クリッピング」を生じる。本発
明のいくつかの態様ではこの零クリッピング挙動を最小限に抑えるため低周波電
流フィードバックを使用するが、フィードバックを全く使用しない態様もある。
本発明の第九の態様に関して、低周波電流フィードバックの使用を以下に説明す
る。

【０１０６】例えば、次式の電圧波形を図5のダイオード−コイル直列接続に印加した場合
のVRモータコイルの反応を考察する。

【数２２】理想的な負荷（ダイオード電圧降下零、抵抗コイル零）の場合、得られる磁束波
形は次式となる。

【数２３】この波形は、差周波数 |ω₁-ω₂| に包絡線を有し、そのピークは零である。有
限のダイオード電圧降下と有限の抵抗コイルとを有する用途において、波形変化
に前述のような非対称性があるため、磁束波形の包絡線のピークは零でクリッピ
ングされる。

【０１０７】図38および図39から、非対称性変化がこの2周波数磁束波形に与える影響がわ
かる。磁束波形の包絡線がピークに向かって上昇するのに伴い、磁束および電流
が零に達する良好なチップ「衝突」がみられる。t₀からt₁までは磁束波形に小さ
なクリッピングがみられるが、t₂からt₃までは磁束波形にかなり大きな零クリッ
ピングが生じている。このクリッピングは、肉眼には大きくみえない可能性もあ
るが、 ω₁±|ω₁-ω₂| および ω₂±|ω₁-ω₂| ではかなりの磁束成分および力
の成分を誘導しうる（周波数ドメイン分析については図39を参照）。これらの歪
み成分の大部分は、両側モータでこの駆動方式を実施しても打ち消すことができ
ない。したがって、零・クリッピングの低減によってこれらの歪み成分を軽減ま
たは消去すれば、モータ性能を大幅に改善できる可能性がある。

【０１０８】前述のように、（図5にあるような）コイル電流および直列ダイオードに生じ
る電圧降下を測定し、この測定値を用いて、次式により印加コイル電圧を前補償
することができる。

【数２４】式中、V_D + i_coil R_coil はA sin(ωt)に加えられたオフセット電圧を示す。前
述のとおり、補償項 V_D + i_coil R_coil がわずかに大きすぎるだけでも、モータ
材料が飽和するまでモータ磁束が増加する不安定な磁束「ランナウェイ」状態が
生じ、電機子が鉄芯面に磁気的にクランプされる。

【０１０９】この種の補償を安定的に実施するには、以下に示す本発明の態様を考察する。
単純に駆動電圧に V_D + i_coil R_coil を加える（またそれにより V_D および R_co _il に関連する不確実性および熱ドリフトに苦慮する）かわりに、前述の零・ク
リッピング現象の存在を検出できる手段を実施して、この零・クリッピングが最
小になる（ただし零にはならない）ところまでV_{s- compensated} のDC成分をゆっ
くり調整する。零クリッピングがごくわずか残るようにフィードバック回路を調
整することにより、磁束ランナウェイ状態が生じていないという確証を得ること
ができる。図40および図41にこのようなオフセット補償の導入例を示す。この例
では4Vのオフセットが使用されている。

【０１１０】電磁気回路中の電流が零の場合は（ギャップ長にかかわらず）磁束が零である
という関係があるため、電流の零クリッピングが生じているか否かを調べること
により、磁束の零クリッピングを高い信頼度で検出することができる。本発明の
第九の態様のひとつの実施例を図10に示す。この実施例では、多周波正弦波発振
器96により多周波正弦波信号が生成される。この回路では、正電流のみを通すた
めの直列ダイオードは取り除かれ、「正電流のみ」の条件はオフセット自動調整
機構によって維持されている。前述のとおり、この回路は実際には零より低くな
る電流パルスの大きさを最小にすることによって作動するため（直列ダイオード
が取り除かれているためそのような負のパルスも生じうる）、種々の検出装置（
電流センサ86など）を用いて電流波形を簡単に測定し、この信号を負の電流パル
ス以外をすべて除去する精密反転負整流回路88に通し、次にこの信号を低域フィ
ルター90に通し、次にゲイン調整ユニット92を用いてこの信号のゲインを調整す
ることができる。ゲイン調整ユニット92の出力は加算装置94にフィードバックさ
れ、パワー増幅器で生成されたDC出力オフセット電圧の調整に用いられる。図10
において、能動回路56は線形またはスイッチング式の二極増幅器からなり、入力
信号として加算装置94から送られるV_sine信号およびV_comp信号の和を受け取る。
V_compが減衰して零に戻るのを防ぐため、負の電流クリッピングパルスが常に存
在している必要がある。したがって、この回路は、補償電圧を低下させるように
作動する低域フィルターと、補償電圧を上昇させるように作用する負の電流クリ
ッピングパルスとの間で平衡する。残りの負の電流パルスの大きさが非常に小さ
くなるよう、フィードバック電圧のゲインを（ゲイン調整ユニット92により）調
整することができる。

【０１１１】この例は2つの不連続な駆動周波数について示したものであるが、変化の非対
称性の影響を補正するために出力電圧を補償するこの方法は、単一周波数および
多周波数（2つを超える周波数）の場合でも有効である。

【０１１２】本発明の第九の態様のまた別の実施例は、図11の回路を参照することにより最
もよく理解される。図11は、コイル電流が単極であることを保証しながら、1サ
イクルにつき少なくとも1回はコイル電流が零になることを保証する方式を示し
ている（図11のダイオード58は逆電流を阻止する）。図11において、モータコイ
ル60に直列にダイオード58が挿入され、閾値タイプの電流検出スイッチ（または
センサ）98がモータコイル60を流れる電流をモニターしている。この閾値タイプ
の電流センサ98は、コイル60に電流が流れていないときはハイ（ブール値「真」
）、コイル60に電流が流れているときはロー（または零、ブール値「偽」）とな
るデジタルの二進出力を出す。前述と同様に、この信号は低域フィルター90でフ
ィルタリングされ、ゲイン調整ユニット92でゲインを調整され、電流信号のピー
クが繰り返し、ただし最小限の間、零になるように、このゲイン調整とフィルタ
リングとを受けた出力信号を用いてパワー増幅器の出力オフセットが調整される
。図11の構成は図6の単極出力ステージにも適用できる。

【０１１３】閾値電流センサを用いた第十の態様を図12に示す。この態様においては、閾値
電流センサ（または電流検出スイッチ）98aおよび98bが単極出力ブリッジの両ボ
トムレッグ（図12中、スイッチSW1 62、スイッチダイオードD1 64、ダイオードD
2 66、およびスイッチSW2 68で構成されている）に接続され、その出力信号は論
理ANDゲート102で結合された後、フィルター90でフィルタリングされ、図10およ
び図11に関する前述の説明と同様にフィードバックソースとして用いられる。図
12において、モータコイル60に供給される駆動電圧はPWM発生器100および能動回
路制御器70を介して生成される。図12の能動回路制御器70は、主として、SW1 62
およびSW2 68のための適切なゲート駆動回路構成要素を含む。図11について前述
した方式と同様の方式でオフセット調整を行えるよう、電流検出スイッチ（例え
ば98aまたは98b）をモータコイル60に直列に接続してもよいことは注意を要する
。

【０１１４】図10の回路では負の電流が少量流れてもよいのに対して、図11および図12の回
路は一切の負電流が排除されている。

【０１１５】 VRモータの多くの用途では、出力される力の振幅と入力コマンド信号との比が
一定のバンド帯域幅にわたって適度に一定であることが要求される（通常の会話
では「平坦な」反応と呼ばれる）。ギャップ変動を補償できる範囲では、一般に
、平坦な反応は先行技術で説明される大多数の電流制御方式の特性とみなされる
。電圧制御方式は、本発明のものも含め、後述のように周波数依存性の反応作用
を強く示すのが一般的である。

【０１１６】本明細書で扱うVRモータでは、モータの力とモータ磁束との関係は周波数不変
である（このことは電流制御方式にも電圧制御方式にも当てはまる）。しかし、
電流と磁束との関係が概ね平坦であるのに対して、モータコイル電圧とモータ磁
束との関係は強い1/ωの関係を示す。数学的には、電圧と磁束との関係の定義を
周波数ドメインに変換するとこの結果が得られる。

【数２５】式中、ある電圧の振幅に対して、得られる磁束（およびそれに関連する力）は動
作周波数の上昇に伴って減少することがわかる。

【０１１７】 VRモータがコマンド入力で広帯域信号（ホワイトノイズまたは音楽など）を受
け取り、そのような入力信号に対して歪みの小さい力を発生すると予測される用
途では、この1/ω特性の補償が困難となりうる。しかし、本発明で説明したよう
に、入力コマンド信号が一定数の不連続な特定周波数による動的な力の要求から
なる状況では、電圧制御方式で駆動している場合、入力コマンド信号を前補償し
て容易にモータの1/ω特性を無効にすることができる。このような前補償は、特
に、コマンド信号がマイクロプロセッサを基礎とした（またはその他の）コンピ
ュータシステムで生成される場合には、極めて容易である。すなわち、この場合
の前補償は、単純に、瞬間周波数と任意の基準周波数との比をコマンドの振幅に
掛ければよい。このような開ループ前補償は、本発明者およびMacrosonix Corp.
社の他の従業員によるVRモータの研究開発で用いられている。

【０１１８】当業者には、本明細書で示したVRモータのトポロジーは説明的なものにすぎず
、実現可能な多くのVRモータの形状および形式を表すものではないことが理解さ
れるものと思われる。例えば、複数のコイルと独立した磁束経路をもち、各コイ
ルが本発明の態様のひとつにより独立に励起されるモータ構造を想定することが
できる。また、本明細書で示した「四角形の」トポロジーではなく、円形の軸対
称なトポロジーでVRモータを構成することも可能である。さらに、図2に示したE
-I-E構造ではなくI-E-IトポロジーでVRモータを構成することもできる。このよ
うな代替トポロジーを図13および図14に示した。図13にはIEIモータが、図14に
は（環状リングを有する）「円形」モータが示されている。図15はスピロラップ
構造の技術を示している。すなわち、複数のシート鋼部品が一つにまとめられて
図13のような「円形」トポロジーのモータの構成部品を形成している。また、複
数のコイルと独立した磁束経路をもち、各コイルが本発明の態様のひとつにより
独立に励起されるモータ構造を想定することができる。図16は、多コイルモータ
の鉄芯1600（ならびに支持構造1620、1630、1660、バネ1640、1650、コイル1670
、1680、および電機子1610）の平面図および側面図であり、これらは本発明のひ
とつまたはそれ以上の態様に基づいて制御することができる。

【０１１９】さらに当業者は、本明細書には詳細を記載していないが本発明の範囲に入る、
他の回路および制御方式の実施方法を想定することができると思われる。例えば
、前述のパルス駆動制御方式を実施するには、最初にSW2をオフにし、その後SW1
をオフにしてもよい（この変法では電流のフリーホイール相が図6の上部ブリッ
ジ装置で生じる）。別の変法回路は、グランド基準モータコイルとともに分割単
極電源を用いるオールトン（Oulton）駆動回路である（この回路は使用素子数が
少ないが正しく作動させるには電流が平衡していなければならない）。また別の
変法は、（図5のように）従来の二極電圧増幅器と直列ダイオードとを用いて図6
について説明したパルス駆動方式を実現するものである。

【０１２０】本発明の精神および範囲から逸脱することなく、前述の各態様に種々の変更を
行うことが可能であり、したがって、これまでの記述または付随する図面の記載
事項はすべて説明を目的としたものであり、本発明を制限するものではないと解
釈されるべきである。さらに、当業者には、本明細書に記載されていない他の態
様もありうること、ならびに、それらの態様も本発明の範囲に入る可能性がある
こと、が理解されるものと思われる。

【０１２１】例えば本発明は、電機子上に2つのコイルを有しこれら2つのコイルが共に作動
することによりモータが動くE-Eモータの制御にも適用可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の片面VRモータを示す。

【図２】従来の両面VRモータを示す。

【図３】両面VRモータの両半部のための理想的な磁束波形の波形を示す。

【図４】両面VRモータの両半部のための理想的な磁束波形の交替の組を示
す。

【図５】単極電圧源（濾波コンデンサを備える）と、能動回路（モータ駆
動用）と、能動回路を駆動するための制御器と、一方向電流を保証するためのダ
イオードと、代表的なVRモータコイルとを備えた、本発明の態様によるVRモータ
の回路図を示す。

【図６】本発明の態様による、VRモータのコイルに適用された二次順方向
回路のトポロジーを示す。

【図７】本発明の態様による、正弦状およびパルスVRモータ駆動に典型的
な磁束および力波形を示す。

【図８】本発明の態様による、両面モータの逆方向並列ダイオード-コイ
ル対を駆動するために用いられた回路を示す（この回路を用いて、両面モータが
単一の能動回路でもって駆動されることができる）。

【図９】図8に示されたものと同様の回路であるが、逆方向並列ダイオー
ド-コイル対に対して直列に挿入されたLCR素子を備えた、本発明の態様による回
路を示す。

【図１０】本発明の態様による、VRモータコイル駆動電圧の自動オフセッ
ト調整を実施するための回路を示す。

【図１１】 VRモータコイル駆動電圧の自動オフセット調整を実施するため
の、回路の別の態様を示す。

【図１２】 VRモータコイル駆動電圧の自動オフセット調整を実施するため
の、回路の更に別の態様を示す。

【図１３】本発明により制御されることができる「ラウンドトポロジー」
VRモータを示す。

【図１４】本発明により制御されることができるIEI VRモータを示す。

【図１５】本発明により制御されることができるスパイロラップVRモータ
を示す。

【図１６】本発明の態様のいずれに応じて制御されてもよい多重コイルモ
ータを示す。

【図１７】本発明の態様により制御された理想的なモータのための磁束、
電流、力、および電圧波形のプロットを示す。

【図１８】本発明の態様により制御された典型的なモータのための磁束、
電流、力、および電圧波形のプロットを示す。

【図１９】本発明の態様による誇張された電気的特性を有する制御された
モータのための磁束、電流、力、および電圧波形のプロットを示す。

【図２０】本発明の態様により、僅かな電圧オフセットを有する電圧で制
御された典型的なモータのための磁束、電流、力、および電圧波形のプロットを
示す。

【図２１】図18に示されたものよりも低い振幅駆動が用いられている、磁
束、電流、力、および電圧波形のプロットを示す。

【図２２】本発明の態様による、余弦半波で駆動される典型的なVRモータ
コイルを制御するための時間領域波形を示す。

【図２３】本発明の態様による、余弦半波で駆動される典型的なVRモータ
コイルを制御するための周波数領域波形を示す。

【図２４】本発明の態様による、鋸波で駆動される典型的なVRモータコイ
ルを制御するための時間領域波形を示す。

【図２５】本発明の態様による、鋸波で駆動される典型的なVRモータコイ
ルを制御するための周波数領域波形を示す。

【図２６】本発明の態様による、理想的なVRモータコイルの2周波数余弦
セグメント動作を示す時間領域波形を示す。

【図２７】本発明の態様による、理想的なVRモータコイルの2周波数余弦
セグメント動作を示す周波数領域波形を示す。

【図２８】本発明の態様による、典型的なVRモータコイルの2周波数余弦
セグメント動作を示す時間領域波形を示す。

【図２９】本発明の態様による、典型的なVRモータコイルの2周波数余弦
セグメント動作を示す周波数領域波形を示す。

【図３０】本発明の態様による、300V/25％デューティサイクルでの、理
想的なVRモータコイルのパルス駆動の時間領域波形を示しす。

【図３１】本発明の態様による、300V/25％デューティサイクルでの、典
型的なVRモータコイルのパルス駆動の時間領域波形を示す。

【図３２】本発明の態様による、300V/25％デューティサイクルでの、誇
張された電気的特性を有するモータコイルのパルス駆動の時間領域波形を示す。

【図３３】本発明の態様による、200V/49.5％デューティサイクルでの、
理想的なVRモータコイルのパルス駆動の時間領域波形を示す。

【図３４】本発明の態様による、200V/49.5％デューティサイクルでの、
典型的なVRモータコイルのパルス駆動の時間領域波形を示す。

【図３５】本発明の態様による、200V/49.5％デューティサイクルでの、
誇張された電気的特性を有するモータコイルのパルス駆動の時間領域波形を示す
。

【図３６】本発明の態様による、300V/15％デューティサイクルでの、典
型的なVRモータコイルのパルス駆動の時間領域波形を示す。

【図３７】本発明の態様による、300V/32％デューティサイクルでの、典
型的なVRモータコイルのパルス駆動の時間領域波形を示す。

【図３８】本発明の態様による、オフセット調整なしの典型的なVRモータ
コイルの2周波数正弦状の動作の時間領域波形を示す。

【図３９】本発明の態様による、オフセット調整なしの典型的なVRモータ
コイルの2周波数正弦状の動作の周波数領域波形を示す。

【図４０】本発明の態様による、4Vオフセット調整での典型的なVRモータ
コイルの2周波数正弦状の動作の時間領域波形を示す。

【図４１】本発明の態様による、4Vオフセット調整での典型的なVRモータ
コイルの2周波数正弦状の動作の周波数領域波形を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5D107 AA03 AA14 BB05 BB20 CC09 CD07 DD02 DD12 DE02 5H540 AA10 BA10 BB02 BB03 BB06 EE02 EE08 FA05 FC02 5H550 AA06 AA20 BB10 CC01 DD09 GG05 HB07 HB16 JJ03 JJ26 JJ30 LL22 【要約の続き】

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】以下の段階を含む、VRモータを制御する方法：開ループ能動回路を介して該VRモータのコイルに動的電圧を与える段階であっ
て、コイルに実質的に単極の電流を流すことを含み、周期的電圧が、瞬間モータ
ギャップ特性および被駆動負荷特性にかかわらず該モータの制御を維持するよう
に印加される段階。
【請求項２】動的電圧が周期Pを有する周期的電圧であり、コイル内の磁
束が、各周期P中の少なくとも一瞬の間零値を有するように制御される、請求項1
記載の方法。
【請求項３】 VRモータが片面モータおよび両面モータのうちの一方であり
、コイルがVRモータの鉄芯および電機子のうちの一方上に設けられる、請求項1
記載の方法。
【請求項４】 VRモータに不足減衰・無効負荷が結合される、請求項1記載
の方法。
【請求項５】 VRモータに共鳴負荷が結合される、請求項1記載の方法。
【請求項６】負荷が音響装置である、請求項5記載の方法。
【請求項７】以下の段階を含む、複数の動作周波数で動作することができ
るVRモータを制御する方法：複数の離散した周波数を含む信号をVRモータへのコマンド入力として受信する
段階； VRモータの1/ω特性に従ってコマンド入力を事前補償する段階；およびコマンド入力を表す低歪み力を生成する段階。
【請求項８】 VRモータが片面モータおよび両面モータのうちの一方である
、請求項7記載の方法。
【請求項９】 VRモータに不足減衰・無効負荷が結合される、請求項7記載
の方法。
【請求項１０】 VRモータに共鳴負荷が結合される、請求項7記載の方法。
【請求項１１】負荷が音響装置である、請求項9記載の方法。
【請求項１２】以下の段階を含む、VRモータを制御する方法：開ループ能動回路を介してVRモータのコイルに二極性周期的電圧を与え、コイ
ルに実質的に単極の電流を流すことを含み、該周期的電圧が、瞬間モータギャッ
プ特性および被駆動負荷特性にかかわらず該モータの制御を維持するように印加
され、該二極性周期的電圧が単極電圧源から得られる段階。
【請求項１３】 VRモータが片面モータおよび両面モータのうちの一方であ
る、請求項12記載の方法。
【請求項１４】 VRモータに不足減衰・無効負荷が結合される、請求項12記
載の方法。
【請求項１５】 VRモータに共鳴負荷が結合される、請求項12記載の方法。
【請求項１６】負荷が音響装置である、請求項14記載の方法。
【請求項１７】 VRモータに設けられるサスペンション構造の剛性特性が、
静磁オフセット力による該VRモータの電機子構造の変位を該電機子構造と鉄芯構
造との間の公称エアギャップ長よりも小さい値に制限するのに十分な特性である
、請求項1記載の方法。
【請求項１８】 VRモータが複数の電機子組立体および鉄芯組立体を含んで
おり、該電機子組立体が電機子構造を形成するように剛性に相互接続されており
、該鉄芯組立体が鉄芯構造を形成するように剛性に相互接続されており、該電機
子構造と鉄芯構造が、該鉄芯組立体内の磁束励起によって該電機子組立体上の電
磁吸引力が生じるように弾性に取り付けられている、請求項1記載の方法。
【請求項１９】 VRモータの鉄芯導電巻線内の電流の流れが、該鉄芯導電巻
線に直列に整流ダイオードを設けることによって一方向に制限される、請求項1
記載の方法。
【請求項２０】出力段からVRモータの鉄芯回路への正の電流の流れのみを
可能にし、該鉄芯回路から該出力段への流れを妨げる単極増幅器出力段を設ける
ことによって、該VRモータの鉄芯導電巻線内の電流の流れが一方向に制限される
、請求項1記載の方法。
【請求項２１】与える段階が以下の段階を含む、請求項1記載の方法：線形単極電圧増幅器およびスイッチング単極電圧増幅器のうちの一方によって
電圧を生成する段階；ならびに単極電圧増幅器からモータのコイルへ零電流が流れる時間を最小限に抑えるよ
うに、生成された電圧を相殺する段階。
【請求項２２】オフセット電圧が、フィードバック源からは得られない開
ループ値として求められる、請求項21記載の方法。
【請求項２３】オフセットが、導電巻線内の電流を測定し、測定値をフィ
ードバック補償信号として使用して該オフセット電圧を生成することによって求
められる、請求項21記載の方法。
【請求項２４】動的電圧が線形電圧増幅器によって生成される、請求項1
記載の方法。
【請求項２５】動的電圧がスイッチング電圧増幅器によって生成され、該
スイッチング電圧増幅器のスイッチング周波数が、VRモータの動的な力以上であ
る、請求項1記載の方法。
【請求項２６】動的電圧が、能動回路に与えられる電源電圧の振幅の変動
にかかわらず一定の振幅に維持され、該維持が、要求された動的電圧駆動レベル
をその位相が該電源電圧の振幅の変動の位相から外れるように変化させることに
よって行われる、請求項1記載の方法。
【請求項２７】動的電圧が正弦波である、請求項1記載の方法。
【請求項２８】動的電圧が、それぞれの異なる周波数および振幅の複数の
正弦波を含む、請求項1記載の方法。
【請求項２９】動的電圧が、VRモータの鉄芯回路で起こるDC電圧の降下を
補償するようにDCオフセット電圧に加えられる1つまたは複数の異なる正弦波の
和を含む、請求項1記載の方法。
【請求項３０】動的電圧が、一連の反復する半余弦セグメントを含み、該
セグメントが、余弦波の正のピークから余弦波の負のピークまで変動し、その後
、余弦波の正のピークに段階的に遷移する、請求項1記載の方法。
【請求項３１】動的電圧が、反復する半余弦セグメントの組合せであり、
該反復する半余弦セグメントが複数の離散した周波数で生じ、該動的電圧の波形
が、次式によって定義される、請求項1記載の方法：【数１】
【請求項３２】動的電圧が循環的な鋸歯状波形である、請求項1記載の方
法。
【請求項３３】 VRモータが両面モータであり、該VRモータの鉄芯回路が、第1の鉄芯導電巻線に直列に接続された順方向バイアス・ダイオードと、第2の鉄芯導電巻線に直列に接続された逆方向バイアス・ダイオードと、順方向ダイオード・コイル直列対と逆方向ダイオード・コイル直列対を並列に
接続する手段と、該並列接続された対に零平均値動的電圧を印加する手段とを備える、請求項3記載の方法。
【請求項３４】 VRモータの鉄芯回路に直列に直列コンデンサが挿入されて
いる、請求項21記載の方法。
【請求項３５】 VRモータの鉄芯回路に直列に、コンデンサとインダクタの
並列組合せが挿入されている、請求項21記載の方法。
【請求項３６】 VRモータの鉄芯構造が少なくとも1つの鉄芯組立体を含ん
でおり、該各鉄芯組立体が複数の極を有しており、該複数の極のサブセットが、
それぞれの異なる鉄芯導電巻線によって囲まれており、該鉄芯導電巻線が、独立
の手段によって駆動され、独立の磁束経路を励起し、該巻線が1つまたは複数の
異なる周波数によって駆動される、請求項1記載の方法。
【請求項３７】動的電圧が、周期Tを有する次式で表される波形に従う、
請求項1記載の方法：
【請求項３８】時間t₂が実質的にT/2に等しい、請求項37記載の方法。
【請求項３９】時間t₂がT/2 + εに等しく、期間εが、鉄芯回路の旋回特
性の非対称性を補償するために導入される、請求項37記載の方法。
【請求項４０】段階1の間、v(t)が、能動的に切り換えられる電機装置を
介して鉄芯導電巻線に印加され、段階2の間、v(t)が、能動的に切り換えられる
電機装置および1つの受動電気装置を介して該鉄芯導電巻線に印加され、段階3の
間、v(t)が、2つの受動電気装置を介してVRモータの鉄芯導電巻線に印加され、
段階4の間、v(t)が、非導電状態であるv(t)を出力する増幅器手段を有するすべ
ての能動電気装置および受動電気装置によって得られる、請求項37記載の装置。
【請求項４１】動的電圧が、大きさが実質的に等しく符号が反対の、実質
的に一定の2つの値を、所望の最高動的力の周波数の少なくとも2倍の周波数で切
り換えることによって生成され、該動的電圧の低周波数成分が、該動的力を所望
の周波数で生成する周波数で生じるように、該切り換えのデューティサイクルが
変調される、請求項1記載の方法。
【請求項４２】動的電圧が、実質的に零ボルトの値を含む、請求項1記載
の方法。
【請求項４３】切り換えられる電圧波形の平均デューティサイクルが50%
以下である、請求項41記載の方法。
【請求項４４】切り換えられる電圧波形の平均デューティサイクルが50%
以下の値に小さなオフセット値を加えた値である、請求項41記載の方法。
【請求項４５】以下の段階を含む、VRモータを制御する方法：モータのコイルに動的電圧を与える段階であって、コイルに実質的に単極のコ
イル電流を流すことを含み、周期的電圧が、瞬間モータギャップ特性および被駆
動負荷特性にかかわらずモータの制御を維持するように印加する段階；該VRモータの鉄芯導電巻線内の電流を測定する段階；ならびに該測定された電流の偏移の持続時間および大きさが最小限に抑えられるように
該印加される動的電圧に足されるDCオフセット電圧を生成する段階。
【請求項４６】 VRモータが片面モータおよび両面モータのうちの一方であ
る、請求項45記載の方法。
【請求項４７】 VRモータに不足減衰・無効負荷が結合される、請求項45記
載の方法。
【請求項４８】 VRモータに共鳴負荷が結合される、請求項45記載の方法。
【請求項４９】負荷が音響装置である、請求項47記載の方法。
【請求項５０】可変リラクタンス（VR）モータ用の実質的に正弦状の磁束
波形を生成する方法であって、モータのコイルに電圧波形を印加する段階を含み、電圧波形が、実質的に零の
平均値を有し、ギャップのサイズの変化にかかわらず維持され、モータの動作中にコイルに対する電流制御が使用されることがない方法。
【請求項５１】以下の段階を含み、電圧波形が周期的信号である、請求項
50記載の方法：実質的に正弦状の磁束波形が、実質的に正弦状の磁束波形の各サイクルの開始
時に対するサイクル時間t₁とサイクル時間t₂との間に零磁束値に戻り、t₁が、実
質的に正弦状の磁束波形の全1サイクルの直前の時間に対応し、、t₂が、全1サイ
クルの終了時に対応し、実質的に正弦状の磁束波形が、実質的に正弦状の磁束波
形の各サイクルの少なくとも一定の部分について零電圧値を維持する段階。
【請求項５２】コイルが一定の抵抗値と、一定の抵抗値に関連する一定の
電圧値とを有し、電圧波形が、一定の電圧値に等しい平均値を有する、請求項50
記載の方法。
【請求項５３】以下の段階をさらに含み、コイルが一定の抵抗値を有する
、請求項50記載の方法：コイル内を流れる電流を測定する段階；および一定の抵抗値に等しいオフセット値に測定電流に対応する値を掛けた値を算出
する段階。
【請求項５４】実質的に零の平均値を有する電圧波形をモータのコイルに
印加する段階を含み、可変リラクタンス（VR）モータを制御する方法であって、実質的に零の平均値を有する電圧波形の各サイクルが、第1の正の電圧値が与えられる第1の期間と、零電圧値が印加される第2の期間と、第2の負の電圧値が印加される第3の期間とを含み、第1および第2の電圧値の絶対値が実質的に互いに等しい方法。
【請求項５５】ギャップ中の磁束を表す実質的に台形状の磁束波形が結果
として得られる、請求項54記載の方法。
【請求項５６】第1、第2、および第3の期間の、各サイクルにわたる持続
時間が等しい、請求項54記載の方法。
【請求項５７】第1、第2、および第3の期間の、各サイクルにわたる持続
時間が等しくない、請求項54記載の方法。
【請求項５８】以下の段階を含む、少なくとも第1の動作周波数および第2
の動作周波数で動作する多周波数可変リラクタンスモータを制御する方法：モータのコイルに印加すべき正弦電圧を算出する段階であって、正弦電圧が、
Asin(ω₁)t + Bsin(ω₂)t + C（式中、A、B、およびCは定数）として算出される
段階；および正弦電圧の少なくとも複数のサイクルにわたってコイルに正弦電圧を印加する
段階であって、正弦電圧が、鉄芯と可動部との間のギャップ幅変化にかかわらず
印加される段階。
【請求項５９】 CがI*Rに等しく、Rがコイルの抵抗であり；Cが正弦電圧に
加えるべきDCオフセットに対応する、コイル内を流れる電流Iを測定する段階を
さらに含む、請求項58記載の方法。
【請求項６０】可変リラクタンス（VR）モータであって、コイルと、鉄芯と、鉄芯と電機子との間に配設されたギャップに与えられる力に基づいて移動する
電機子と、実質的に単極の電流をコイルに流す動的電圧波形をコイルに印加するように構
成された電圧源であって、該動的電圧が、瞬間モータギャップ特性および被駆動
負荷特性にかかわらず該モータの制御を維持するように印加される電圧源とを含むVRモータ。
【請求項６１】 VRモータが片面モータおよび両面モータのうちの一方であ
り、コイルがVRモータの鉄芯および電機子のうちの一方に設けられている、請求
項60記載のVRモータ。
【請求項６２】動的電圧が、周期Pを有する周期的電圧であり、コイルの
磁束が、各周期P中の少なくとも一瞬の間零値を有するように制御される、請求
項60記載のVRモータ。
【請求項６３】 VRモータに不足減衰・無効負荷が結合される、請求項60記
載のVRモータ。
【請求項６４】 VRモータに共鳴負荷が結合される、請求項60記載のVRモー
タ。
【請求項６５】負荷が音響装置である、請求項64記載のVRモータ。
【請求項６６】電機子と、第1のコイルおよび第2のコイルを鉄芯上に含む
固定部とを有し、第1のコイルと電機子との間に第1のエアギャップが存在し、第
2のコイルと電機子との間に第2のエアギャップが存在する両面可変リラクタンス
モータ用の制御装置であって、第1および第2のコイルに電圧波形を与える電圧源と、電圧源と第1のコイルとの間に設けられた第1のダイオードと、電圧源と第2のコイルとの間に設けられた第2のダイオードとを備え、第1のダイオードのアノードと第2のダイオードのカソードがそれぞれ、第1およ
び第2のコイルに直接接続されている制御装置。
【請求項６７】第1のコイルと電圧源との間に配設され、第2のコイルと電
圧源との間にも配設されたコンデンサをさらに備え、該コンデンサが、電圧源から第1および第2のコイルへの電圧出力に共鳴電圧ブ
ーストを与える、請求項66記載の制御装置。
【請求項６８】コイルを含む鉄芯と電機子とを有する可変リラクタンスモ
ータ用の制御装置であって、 DCオフセット電圧を与えるオフセット電圧源と、 DCオフセット電圧によって相殺される正弦電圧をコイルに出力する電圧源と、現在コイルを通過している電流を検知する電流検知ユニットと、負の電流パルスを除く検知された電流のすべての部分を除去する整流回路と、整流回路の出力をフィルタリングするローパス・フィルタとを備え、ローパス・フィルタの出力がオフセット電圧源に与えられ、DCオフセット電圧の
電流値を増加、減少、または維持する調整信号が与えられる制御装置。
【請求項６９】負の電流パルスが一定の閾値レベルを超えた場合にDCオフ
セット電圧が高くなる、請求項68記載の制御装置。
【請求項７０】電流検知ユニットが、コイル内を電流が流れているかどう
かに関するバイナリ値を出力する電流検出スイッチである、請求項68記載の制御
装置。