JP2003344127A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 商用電源周波数に起因するふらつきやスラリ
ノイズの影響が問題とならない程度に高精度の流量計測
を実現できるとともに、比較的安価で５０Ｈｚ／６０Ｈ
ｚの両商用電源で兼用できるようにする。 【解決手段】 サンプルホールド部３より後段に帯域減
衰フィルタ４を設けて、流体流速に応じて直流電位が変
化する直流流量信号１３に含まれるふらつきの周波数成
分、すなわち励磁周波数ｆexの整数倍ｍ₁の周波数と商
用電源周波数ｆac₁（５０Ｈｚ）の整数倍ｎ₁の周波数と
の差の周波数成分｜ｍ₁ｆex±ｎ₁ｆac₁ ｜であり、かつ
励磁周波数ｆexの整数倍ｍ２の周波数と商用電源周波数
ｆac₂（６０Ｈｚ）の整数倍ｎ₂の周波数との差の周波数
成分｜ｍ₂ｆex±ｎ₂ｆac₂ ｜である周波数成分ｆを減衰
させる。

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、電磁流量計に関
し、特に商用電源周波数５０／６０Ｈｚより低い周波数
の交流励磁電流により管内の流体に磁界を印加し、電極
から得られた流体の信号起電力を信号処理することによ
り計測流量を得る電磁流量計に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】交流励磁電流を用いて管内を流れる流体
の流量を計測する電磁流量計では、図７に示すように、
商用電源周波数に起因するノイズの影響を低減するもの
が提案されている（例えば、特開２０００−２５８２１
１号公報など参照）。この電磁流量計では、励磁部８か
ら励磁コイル（磁気回路）１０Ｄへ交流励磁電流ｉexを
出力することにより、管１０Ｃ内の流体に磁界を印加
し、電極１０Ａ，１０Ｂで流体から検出した信号起電力
を、ＨＰＦ１を介してＡＣ増幅部２で増幅した後、サン
プルホールド部３でサンプリングし、得られた直流流量
信号１３を帯域減衰フィルタ４で所定の周波数成分を減
衰させた後、Ａ−Ｄ変換部５でディジタル情報に変換し
て演算処理部６で計測流量を算出し、出力部７から流量
信号として出力している。 【０００３】図８は、電磁流量計のサンプリング動作を
示すタイミングチャートであり、９Ｃはスイッチング部
９からの励磁信号、１２はサンプルホールド部３へ入力
される交流流量信号である。また、９Ａ，９Ｂはスイッ
チング部９からサンプルホールド部３へ入力されるサン
プリング信号であり、交流流量信号１２のサンプリング
期間（斜線部）を規定している。 【０００４】この場合、サンプリング期間は、その波形
安定性から励磁信号９Ｃ（交流流量信号１２）の各パル
スの後縁付近に設けられており、サンプルホールド部３
では、このサンプリング期間だけスイッチ３Ａ，３Ｂを
それぞれ短絡して交流流量信号１２を積分し、直流流量
信号１３として出力する。なお、交流流量信号１２が正
側の場合には、スイッチング信号９Ａに基づいてスイッ
チ３Ａのみが短絡され、交流流量信号１２が負側の場合
には、スイッチング信号９Ｂに基づいてスイッチ３Ｂの
みが短絡される。 【０００５】ここで、交流流量信号１２に所定周波数の
連続したノイズ、例えば商用電源周波数５０／６０Ｈｚ
と等しい周波数のノイズなどが混入した場合には、サン
プルホールド部３の動作特性に起因して、ここから出力
される直流流量信号１３にふらつき６１が発生する。例
えば、図８では、流量を一定に保持した場合の交流流量
信号１２に、この種のノイズが混入している状態を示し
ている。 【０００６】この場合、交流流量信号１２には、隣接す
る各パルス波形のサンプリング期間で、混入したノイズ
の振幅により、それぞれ誤差ｄ０〜ｄ７が生じる。この
誤差ｄ０〜ｄ７が、サンプルホールド部３によりサンプ
リングされ、ふらつき６１を有する直流流量信号１３と
して出力されるものとなる。図９は、サンプルホールド
部におけるノイズ周波数とふらつきの関係を示す説明図
であり、横軸は励磁周波数の倍数でノイズ周波数を示
し、縦軸はふらつきの大きさを示している。 【０００７】ここでは、励磁周波数ｆexと等しいノイズ
周波数のノイズが混入した場合に最もふらつきが大き
く、励磁周波数ｆexを中心としてここから離れるにつれ
てふらつきが減少し、周波数ゼロおよび励磁周波数ｆex
の２倍のノイズ周波数でふらつきが理論上ゼロとなる山
型の特性が見られる。同様にして、励磁周波数の奇数
倍、例えば３倍，５倍‥の各ノイズ周波数を中心とし、
隣接する偶数倍、例えば２倍，４倍‥のノイズ周波数で
ふらつきが理論上ゼロとなる山型の特性が繰り返し見ら
れる。 【０００８】したがって、従来の電磁流量計では、サン
プルホールド部３の後段に帯域減衰フィルタ４を設け、
直流流量信号に含まれる周波数成分のうち、ｆexを励磁
周波数、ｆacを商用電源周波数とした場合、 ｆ＝｜ｍｆex±ｎｆac｜（但し、ｍ，ｎは正整数） で示す周波数ｆの成分を減衰させている。この構成によ
り、商用電源周波数ノイズの歪みにより発生する高調波
成分の影響を抑制でき、スラリ流体が発生するスラリノ
イズを低減できるとともに、商用電源周波数ノイズに起
因してサンプリング後の直流流量信号に発生するふらつ
きを減衰できるという効果が得られる。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の電磁流量計では、商用電源周波数より高い所
定の励磁周波数を用いることを前提としているため、電
磁流量計の励磁回路（変換器）と磁気回路（検出器）が
比較的高価となるという問題点があった。商用電源周波
数より高い励磁周波数、例えば８５Ｈｚを採用すると、
磁束の立ち上がり時間を極めて速くしなければならない
ので、励磁回路においては励磁電流の立ち上がりを速く
するため励磁電圧を高くする必要がある。このとき、高
電圧のままでは励磁電流が立ち上がって安定した後は高
電圧がすべて熱となり、変換器が発熱の影響を受けてし
まう。 【００１０】これを防止するためには、励磁電流の立ち
上がりのときのみ高電圧を印加して、安定した後に低電
圧へ切り替える回路構成が必要となる。また、高電圧を
取り扱うために電子部品も、大型で高価な高耐圧部品を
選定しなくてはならない。一方、磁気回路も磁束の立ち
上がりを速くするためには、磁気応答の速い磁性材料を
コアとして選定しなければならず、そのような磁性材料
は比透磁率の高いもの、比抵抗の大きいものとなり高価
となる。また、金属測定管での渦電流損失の低減も実施
する必要があり、それを考慮した測定管の加工が必要と
なるため高価となる。 【００１１】また、励磁周波数を商用電源周波数に同期
させる方式も考えられる。しかし、商用電源周波数には
５０Ｈｚと６０Ｈｚの２種類があるため、５０Ｈｚ用と
６０Ｈｚ用でそれぞれ除去する周波数の異なる帯域減衰
フィルタが必要となるとともに、商用電源周波数に応じ
た励磁周波数の励磁電流を出力する励磁回路が必要があ
る。したがって、商用電源周波数に応じた帯域減衰フィ
ルタと励磁回路とを持つ電磁流量計を、各商用電源周波
数ごとに２機種別個に製造してもよいが、両商用電源周
波数で兼用できない。あるいは２種類の帯域減衰フィル
タを設け、商用電源周波数に応じた帯域減衰フィルタと
励磁周波数とを切り替えて用いる構成とした場合には、
回路規模が大きくなり高価となる。 【００１２】なお、励磁周期の前半期間のサンプリング
開始時刻と後半期間のサンプリング開始時刻との時間間
隔が５０Ｈｚ／６０Ｈｚの商用電源の各周期の整数倍と
なる励磁周波数を選択することで、両商用電源の交流ノ
イズを除去する方式も考えられる（例えば、特開平１０
−１１１１５７号公報など参照）。しかしながら、この
方式では励磁周波数を２００ｍｓの整数倍にせざるを得
ないことから、励磁周波数は５Ｈｚ，２．５Ｈｚ，１．
６７Ｈｚといった超低周波励磁となり、スラリノイズの
影響が無視できなくなる。本発明はこのような課題を解
決するためのものであり、商用電源周波数に起因するふ
らつきやスラリノイズの影響が問題とならない程度に高
精度の流量計測を実現できるとともに、比較的安価で５
０Ｈｚ／６０Ｈｚの両商用電源で兼用できる電磁流量計
を提供することを目的としている。 【００１３】 【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明による電磁流量計は、所定周波数の交
流励磁電流を励磁コイルへ供給することにより管内の流
体に磁界を印加し、その流体から検出した信号起電力を
増幅してサンプリングし、得られた直流流量信号をディ
ジタル情報に変換して計測流量を算出する電磁流量計で
あって、商用電源として用いられる第１および第２の商
用電源周波数のいずれよりも低い一定周波数の交流励磁
電流を前記励磁コイルへ供給する励磁回路と、前記サン
プリングにより得られた直流流量信号に含まれる周波数
成分のうち、ｆexを励磁周波数、ｆac₁を前記第１の商
用電源周波数、ｆac₂を前記第２の商用電源周波数とし
た場合に、次式、ｆ＝｜ｍ₁ｆex±ｎ₁ｆac₁ ｜＝｜ｍ₂
ｆex±ｎ₂ｆac₂ ｜（但し、ｍ₁，ｍ₂，ｎ₁，ｎ₂は正整
数）を満たす周波数ｆの成分を減衰させる帯域減衰フィ
ルタ手段を備えるものである。 【００１４】 【発明の実施の形態】次に、本発明について図面を参照
して説明する。図１は本発明の一実施の形態である電磁
流量計のブロック図であり、同図において、前述の説明
（図７参照）と同じまたは同等部分には、同一符号を付
してある。図１において、検出器１０は、所定の交流励
磁電流に基づいて管内の流体に磁界を印加し、流体に発
生した信号起電力を検出信号として検出出力する回路
部、変換器１１は、検出器１０に対して所定の交流励磁
電流を出力するとともに、検出器１０からの検出信号を
信号処理することにより管内の流量を算出出力する回路
部である。 【００１５】検出器１０において、電極１０Ａ，１０Ｂ
は被測定流体が流れる管１０Ｃの内壁に対向して配置さ
れ、流体に発生した信号起電力を検出する電極、励磁コ
イル１０Ｄは変換器１１からの交流励磁電流に基づいて
励磁され、管１０Ｃ内の流体に磁界を印加するコイルで
ある。変換器１１において、スイッチング部９は、所定
クロックに基づいて後述するサンプリング信号９Ａ，９
Ｂおよび励磁信号９Ｃを生成出力する回路部、励磁部８
はスイッチング部９からの励磁信号９Ｃに基づいて矩形
波からなる所定周波数の交流励磁電流を出力する回路部
である。 【００１６】ハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦという）
１は、検出器１０の電極１０Ａ，１０Ｂから得られた検
出信号のうち、低周波数成分を減衰させることにより、
この検出信号に混入するパルス状ノイズや低周波ノイズ
を減衰させる回路部、ＡＣ増幅部２は、ＬＰＦ２からの
検出信号を交流増幅し、流体流速に応じて振幅が変化す
る交流流量信号１２として出力する回路部、サンプルホ
ールド部３は、スイッチング部９からのスイッチング信
号９Ａ，９Ｂに基づいて、ＡＣ増幅部２からの交流流量
信号１２をサンプリングし、流体流速に応じて直流電位
が変化する直流流量信号１３として出力する回路部であ
る。 【００１７】帯域減衰フィルタ（以下、ＢＥＦという）
４はサンプルホールド部３からの直流流量信号１３に含
まれる、励磁周波数と商用電源周波数との差の周波数成
分を減衰させる回路部、Ａ−Ｄ変換部５はＢＥＦ４から
の直流流量信号１３を積分しディジタル情報に変換する
回路部、演算処理部６はＡ−Ｄ変換部５からのディジタ
ル情報に対して所定の演算処理を実行することにより所
望の流量を算出する回路部、出力部７は演算処理部６で
算出された流量を所定の信号に変換して出力する回路部
である。 【００１８】次に、図１を参照して、本発明の動作につ
いて説明する。なお、本発明によるサンプリング動作の
タイミングについては、前述の説明（図８）と同様であ
る。スイッチング部９からの励磁信号９Ｃに基づいて、
商用電源周波数ｆac より低い所定周波数ｆexを有する
矩形波の交流励磁電流が変換器１１の励磁部８から出力
され、検出器１０の励磁コイル１０Ｄが励磁される。 【００１９】これにより、励磁コイル１０Ｄが励磁され
て、管１０Ｃ内を流れる流体に対して所定の磁界が印加
され、流体の流速に応じた振幅を有する信号起電力が発
生する。この信号起電力は、管１０Ｃの内壁であって対
向する位置に設けられた電極１０Ａ，１０Ｂにより検出
され、検出信号として変換器１１に出力される。変換器
１１のＨＰＦ１では、検出器１０から得られた検出信号
のうち低周波数成分が減衰して、この検出信号に混入す
るパルス状ノイズや低周波ノイズが減衰する。 【００２０】続いて、ＡＣ増幅部２において、ＨＰＦ１
からの出力が交流増幅され交流流量信号１２として出力
される。サンプルホールド部３では、スイッチング部９
からのスイッチング信号９Ａ，９Ｂが示すサンプリング
期間（図８参照）に基づいて、ＡＣ増幅部２からの交流
流量信号１２がサンプリングされ直流流量信号１３とし
て出力される。 【００２１】なお、サンプリング期間は、その波形安定
性から交流流量信号１２の各パルスの後縁付近に設けら
れており、サンプルホールド部３では、このサンプリン
グ期間だけスイッチ３Ａ，３Ｂをそれぞれ短絡して交流
流量信号１２を積分し、直流流量信号１３として出力す
る。また、交流流量信号１２が正側の場合には、スイッ
チング信号９Ａに基づいてスイッチ３Ａのみが短絡さ
れ、交流流量信号１２が負側の場合には、スイッチング
信号９Ｂに基づいてスイッチ３Ｂのみが短絡される。 【００２２】ＢＥＦ４では、この直流流量信号１３のう
ち、励磁周波数ｆexと商用電源周波数ｆac （５０／６
０Ｈｚ）との差の周波数成分が減衰する。ここで、サン
プルホールド部３から出力される直流流量信号１３のノ
イズ特性について説明する。前述（図８参照）のよう
に、交流流量信号１２に商用電源周波数のノイズが混入
する場合、サンプルホールド部３の動作特性により、直
流流量信号１３にふらつきが発生する。 【００２３】図２は直流流量信号に含まれるふらつきの
周波数特性を示す説明図であり、直流流量信号１３のふ
らつきは、励磁周波数ｆex（２１）のｍ倍の周波数と商
用電源周波数ｆac （２２）のｎ倍の周波数（ｍ，ｎは
正整数，かつｍまたはｎのいずれかが１以外）との差の
周波数、すなわちｍｆex−ｎｆac （２３），ｍｆex＋
ｎｆac （２４）に発生する。したがって、図２に示す
ような周波数特性２５，２６を有するＢＥＦ４をサンプ
ルホールド部３の後段に設けて、直流流量信号１３に含
まれる差の周波数成分２３，２４を減衰させることによ
り、商用電源周波数ノイズに起因して発生するふらつき
を減衰させることができる。 【００２４】本実施の形態では、５０Ｈｚ／６０Ｈｚの
両商用電源周波数ノイズに起因して発生するふらつきを
考慮した周波数成分をＢＥＦ４で減衰させている。すな
わち、ｆexを励磁周波数とし、ｆac₁を第１の商用電源
周波数（例えば、５０Ｈｚ）、ｆac₂を第２の商用電源
周波数（例えば、６０Ｈｚ）とした場合、下記の式 ｆ＝｜ｍ₁ｆex±ｎ₁ｆac₁｜＝｜ｍ₂ｆex±ｎ₂ｆac₂｜ を満たす周波数成分ｆをＢＥＦ４で減衰させている。但
し、ｍ₁，ｎ₁，ｍ₂，ｎ₂はともに正整数である。これに
より、両商用電源周波数ノイズに起因して発生する各ふ
らつきを減衰させることができる。 【００２５】なお、差の周波数成分２４は、差の周波数
成分２３よりも信号周波数成分（直流とその付近）から
離れた高い周波数に位置していることから、一般的なＬ
ＰＦで十分に減衰できる場合も多い。したがって、差の
周波数成分２４については、その周波数が励磁周波数ｆ
exより高く、後段の積分型Ａ−Ｄ変換部５あるいは演算
処理部６の処理によりある程度減衰することから、ＢＥ
Ｆ４において差の周波数成分２３のみを減衰させるよう
にしてもよい。このようにして、ＢＥＦ４により、直流
流量信号１３から商用電源周波数ノイズに起因して発生
するふらつきが減衰し、Ａ−Ｄ変換部５に出力される。 【００２６】Ａ−Ｄ変換部５では、ＢＥＦ４からの直流
流量信号１３を、その直流電位に対応するディジタル情
報として出力する。演算処理部６では、Ａ−Ｄ変換部５
を介してサンプルホールド部３からの直流流量信号１３
がディジタル情報として取り込まれ、所定の演算処理を
実行することにより、流体流速から所望の計測流量値を
算出し、出力部７で所定の信号に変換して出力する。 【００２７】なお、ＢＥＦ４の構成については、能動フ
ィルタやディジタルフィルタなどの一般的な構成例が考
えられるが、移動平均処理の周波数特性を利用して、Ｂ
ＥＦ４をＡ−Ｄ変換部５により実現してすることによ
り、ＢＥＦ４を別体として設ける必要がなくなる。図３
はＡ−Ｄ変換部の構成例を示す説明図であり、（ａ）は
移動平均処理部を用いた例、（ｂ）は電圧−周波数変換
部を用いた例を示している。 【００２８】図３（ａ）では、ＢＥＦ４からの出力をＡ
−Ｄ変換器５Ａでディジタル情報に変換し、移動平均処
理部５Ｂにおいて、これらディジタル情報のうち連続す
る複数個のデータの平均値を順次算出して演算処理部６
へ出力される。したがって、サンプルホールド部３から
の直流流量信号１３がＡ−Ｄ変換器５Ａにより順次ディ
ジタル情報に変換され、さらに、これらディジタル情報
が移動平均処理部５Ｂで、その前または後に連続する複
数のディジタル情報と平均化され、もとの直流流量信号
１３に混入するパルス状ノイズが減衰する。 【００２９】図４は移動平均処理の周波数特性を示す説
明図であり、横軸は入力信号周波数ｆと移動平均時間τ
とのｆτ積を示し、縦軸は出力のレベルを示している。
移動平均時間τとは、順次入力されるディジタル情報に
おいて移動平均を行うデータ数分に対応する一定の時間
区間のことである。移動平均処理は、この移動平均時間
τと入力信号周波数ｆとの積ｆτの整数倍の周波数で、
出力レベルが大幅に減衰するという特性を有している。 【００３０】この特性を利用して、移動平均処理を行う
時間区間τを選択し、移動平均処理後の出力レベルが大
幅に減衰する周波数を、前述したふらつきの周波数成分
である差の周波数成分２３，２４（図２参照）と一致さ
せることにより、直流流量信号１３に含まれるふらつき
を減衰させることができる。たとえば、励磁周波数ｆex
＝２７．５Ｈｚ（ｍ＝１）で、商用電源周波数ｆac ₁＝
５０Ｈｚ（ｎ＝１）の周波数成分が発生する場合には、
低周波数側の差の周波数ｆ（＝｜ｍｆex−ｎｆac ｜）
＝２２．５Ｈｚでふらつきが発生する。したがって、移
動平均時間τ＝０．０４４４ｓとすることにより、ｆτ
＝１となり、差の周波数ｆ＝２２．５Ｈｚを大幅に減衰
させることができる。 【００３１】なお、図３（ｂ）は、積分型のＡ−Ｄ変換
部５を電圧−周波数変換部（以下、Ｖ−Ｆ変換部とい
う）により構成したものである。Ｖ−Ｆ変換部とは、入
力信号電圧を所定の時定数で積分し、その積分電圧値に
対応する周波数パルスを出力するものであり、前述した
移動平均処理と同様の特性を有することが知られてい
る。 【００３２】ここでは、Ｖ−Ｆ変換部５Ｃからのパルス
を所定期間ごとにカウンタ５Ｄで計数し、その計数値を
ディジタル情報として演算処理部６へ出力している。こ
れにより、前述のＡ−Ｄ変換器５Ａおよび移動平均処理
部５Ｂを用いる場合と比較して、Ｖ−Ｆ変換部５Ｃを用
いた方が回路構成部品が安価となり、変換器１１のコス
トダウンが図れる。 【００３３】また、ＢＥＦ４をパッシブフィルタで構成
した例を図５に示す。図５はＢＥＦの構成例を示す回路
図であり、ここでは、直列接続された容量素子４１，４
２と、直列接続された抵抗素子４３，４４とが、並列的
に接続されており、容量素子４１，４２の接続点と接地
電位との間に抵抗素子４５が接続され、抵抗素子４３，
４４の接続点と接地電位との間に容量素子４６が接続さ
れて、ＢＥＦが構成されている。これら、容量素子４
１，４２，４６と抵抗素子４３，４４，４５の値を選択
することにより、所望の周波数特性を有するＢＥＦ４を
構成できる。なお、これ以外にも、ＢＥＦの構成例は多
数あり、いずれを用いても同様の効果が得られる。 【００３４】図６に、各商用電源周波数におけるふらつ
きの周波数成分を示す。前述したように（図９参照）、
直流流量信号１３に含まれるふらつきとしては、励磁周
波数ｆexそのもの（ｍ＝１）に起因するふらつきのレベ
ルが最も大きく、続いてｆexの奇数倍の高調波のうちｆ
exに近い周波数に起因するふらつきほどレベルが大き
い。また、励磁周波数ｆexより高い周波数成分について
は、一般的なＬＰＦで容易に減衰でき、これに起因する
ふらつきも容易に減衰できる。したがって、ＢＥＦ４で
は、励磁周波数ｆexより低い領域で発生しうるふらつき
の周波数成分ｆを減衰させればよい。 【００３５】励磁周波数ｆex＝２７．５Ｈｚとした場
合、商用電源周波数ｆac₁＝５０Ｈｚでは、図６（ａ）
に示すように、ｆexより低い領域で発生しうるふらつき
の周波数成分ｆ＝｜ｍ₁ｆex±ｎ₁ｆac₁｜として、ｆex
の奇数倍の高調波とｆac₁の整数倍の高調波とから生じ
る、２２．５Ｈｚ（ｍ₁＝１，ｎ₁＝１），１７．５Ｈｚ
（ｍ₁＝３，ｎ₁＝２），１２．５Ｈｚ（ｍ₁＝５，ｎ₁＝
３），７．５Ｈｚ（ｍ₁＝７，ｎ₁＝４およびｍ₁＝１
３，ｎ₁＝７），２．５Ｈｚ（ｍ₁＝９，ｎ₁＝５および
ｍ₁＝１１，ｎ₁＝６）などのふらつきが生じる。 【００３６】また、商用電源周波数ｆac₂＝６０Ｈｚで
は、図６（ｂ）に示すように、ｆexより低い領域で発生
しうるふらつきの周波数成分ｆ＝｜ｍ₂ｆex±ｎ₂ｆac₂
｜として、ｆexの奇数倍の高調波とｆac₂の整数倍の高
調波から生じる、２２．５Ｈｚ（ｍ₂＝３，ｎ₂＝１），
１７．５Ｈｚ（ｍ₂＝５，ｎ₂＝２），１２．５Ｈｚ（ｍ
₂＝７，ｎ₂＝３），７．５Ｈｚ（ｍ₂＝９，ｎ₂＝４およ
びｍ₂＝１５，ｎ₂＝７），２．５Ｈｚ（ｍ₂＝１１，ｎ₂
＝５およびｍ₂＝１３，ｎ₂＝６）などのふらつきが生じ
る。 【００３７】本実施の形態では、これら５０Ｈｚ／６０
Ｈｚの両商用電源で生ずる同一周波数成分ｆをＢＥＦ４
で減衰させている。励磁周波数ｆex＝２７．５Ｈｚとし
た図６（ａ），図６（ｂ）の例では、２２．５Ｈｚ（ｍ
₁＝１，ｎ₁＝１，ｍ₂＝３，ｎ₂＝１）のレベルが５０Ｈ
ｚ／６０Ｈｚの商用電源のそれぞれにおいて最も大き
い。したがって、周波数成分ｆ＝２２．５Ｈｚを減衰さ
せるＢＥＦ４を設けることにより、商用電源周波数に起
因するふらつきやスラリノイズの影響が問題とならない
程度に高精度の流量計測を実現できるとともに、新たな
回路構成を追加することなく比較的安価で５０Ｈｚ／６
０Ｈｚの両商用電源で兼用できる電磁流量計を実現でき
る。 【００３８】なお、以上の説明では、信号と電源が同じ
線路を共用して伝送される方式すなわち２線式の電磁流
量計を例にして説明したが、これに限定されるものでは
なく、信号と電源とが異なる線路で伝送される方式、例
えば４線式の電磁流量計であっても本発明を適用でき、
前述と同様の作用効果が得られる。 【００３９】 【発明の効果】以上説明したように、本発明は、サンプ
ルホールド部３より後段に帯域減衰フィルタ４を設け
て、流体流速に応じて直流電位が変化する直流流量信号
１３に含まれるふらつきの周波数成分、すなわち励磁周
波数ｆexの整数倍ｍ₁の周波数と商用電源周波数ｆac₁の
整数倍ｎ₁の周波数との差の周波数成分｜ｍ₁ｆex±ｎ₁
ｆac₁ ｜であり、かつ励磁周波数ｆexの整数倍ｍ２の周
波数と商用電源周波数ｆac ₂の整数倍ｎ₂の周波数との差
の周波数成分｜ｍ₂ｆex±ｎ₂ｆac₂ ｜である周波数成分
ｆを減衰させるようにしたので、商用電源周波数に起因
するふらつきやスラリノイズの影響が問題とならない程
度に高精度の流量計測を実現できるとともに、新たな回
路構成を追加することなく比較的安価で５０Ｈｚ／６０
Ｈｚの両商用電源で兼用できる電磁流量計を実現でき
る。

【図面の簡単な説明】 【図１】 本発明の一実施の形態による電磁流量計のブ
ロック図である。 【図２】 ふらつきの周波数特性を示す説明図である。 【図３】 Ａ−Ｄ変換部のブロック構成例を示す説明図
である。 【図４】 移動平均処理の周波数特性を示す説明図であ
る。 【図５】 ＢＥＦの構成例を示す回路図である。 【図６】 商用電源周波数と励磁周波数との関係を示す
説明図である。 【図７】 従来の電磁流量計を示すブロック図である。 【図８】 サンプリング動作を示すタイミングチャート
である。 【図９】 サンプルホールド部におけるノイズ周波数と
ふらつきの関係を示す説明図である。 【符号の説明】 １…ハイパスフィルタ、２…ＡＣ増幅部（交流増幅
部）、３…サンプルホールド部、４…ＢＥＦ（帯域減衰
フィルタ手段）、５…Ａ−Ｄ変換部、５Ａ…Ａ−Ｄ変換
器、５Ｂ…移動平均処理部、５Ｃ…Ｖ−Ｆ変換部（電圧
−周波数変換部）、５Ｄ…カウンタ、６…演算処理部、
７…出力部、８…励磁部、９…スイッチング部、９Ａ，
９Ｂ…サンプリング信号、９Ｃ…励磁信号、１０…検出
器、１０Ａ，１０Ｂ…電極、１０Ｃ…管、１０Ｄ…励磁
コイル、１１…変換器、１２…交流流量信号、１３…直
流流量信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】 所定周波数の交流励磁電流を励磁コイル
   へ供給することにより管内の流体に磁界を印加し、その
   流体から検出した信号起電力を増幅してサンプリング
   し、得られた直流流量信号をディジタル情報に変換して
   計測流量を算出する電磁流量計であって、 商用電源として用いられる第１および第２の商用電源周
   波数のいずれよりも低い一定周波数の交流励磁電流を前
   記励磁コイルへ供給する励磁回路と、 前記サンプリングにより得られた直流流量信号に含まれ
   る周波数成分のうち、ｆexを励磁周波数、ｆac₁を前記
   第１の商用電源周波数、ｆac₂を前記第２の商用電源周
   波数とした場合に、下記の式 ｆ＝｜ｍ₁ｆex±ｎ₁ｆac₁ ｜＝｜ｍ₂ｆex±ｎ₂ｆac₂ ｜ （但し、ｍ₁，ｍ₂，ｎ₁，ｎ₂は正整数）を満たす周波数
   ｆの成分を減衰させる帯域減衰フィルタ手段を備えるこ
   とを特徴とする電磁流量計。