JP2003338133A - 信号処理装置および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 AGCの動作が安定しており、良質なデータ伝
送特性を得ることができる装置を実現することが可能と
なる。 【解決手段】 ステップＳ１で、アナログデータ信号の
プリアンブル・パターンの領域を判定し、プリアンブル
・パターンの領域である場合、ステップＳ２において、
等化フィルタの動作を停止させた状態で、速やかに振幅
誤差が収束するように、第２AGC部のゲインを相対的に
増加させる。ステップＳ３で、ランダム・データ信号の
領域であるか判定し、ランダム・データ信号の領域であ
る場合、ステップＳ４で、第２AGC部のループゲインを
零値（または零に近い小さな値）に変更した後、適応等
化フィルタの動作を開始させる。本発明は、ディジタル
磁気記録再生装置に適用することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、信号処理装置およ
び方法に関し、例えば、記録、再生、伝送などの処理を
施すディジタル信号の位相同期をとる場合に用いて好適
な信号処理装置および方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル信号を記録したり、再生した
り、伝送したりする場合におけるディジタル信号の位相
同期をとる方法として、PLL(Phase Locked Loop)を用い
る方法が知られている。

【０００３】一般に、ディジタル回路は、アナログ回路
に較べて温度や環境などに依存せず、安定して動作する
こと、数値演算などの信号処理を行う場合、アナログ回
路では結果に個体差によるばらつきが生じる可能性があ
るのに対し、結果に個体差が生じないこと、近年、ディ
ジタル回路の生産プロセスが向上していることなどに起
因して、従来においてアナログ回路によって実現されて
いる装置や機能ブロックをディジタル回路だけで実現す
るようにする傾向がある。

【０００４】特に、例えば、磁気ディスク、磁気テー
プ、光ディスク、光磁気ディスクなどの情報記録媒体に
ディジタルデータを記録し、また再生するディジタル記
録再生装置のように、アナログ回路とディジタル回路が
混載されることが多い装置においては、上述したディジ
タル回路の利点に加えて、省電力化、省スペース化など
を目的として、アナログ回路をディジタル回路によって
置換することが推進されている。

【０００５】上述したPLLも例外ではなく、そのディジ
タル化に関するさまざまな手法が考案されている。

【０００６】例えば、文献「"Interpolation in Digita
l Modems - Part I: Fundamentals", Floyd M. Gardne
r, IEEE Transactions on Communications, Vol.41、pp
501-507、March 1993」には、ディジタル通信の分野に
用いるPLLをディジタル化する一手法として、サンプリ
ングしたデータ間を、ディジタルフィルタなどを用いて
補間することにより、所望のサンプリング点を得る方
法、すなわち補間による位相同期（以下、ITR(Interpol
ated Timing Recovery)と記述する）方式を用いた方法
が提案されている。

【０００７】また、文献「"A MMSE Interpolated Timin
g Recovery Scheme for The Magnetic Recording Chann
el,"Zi-Ning Wu, John M.Cioffi, et al. ,Communicati
ons,1997. ICC '97 Montreal, Towards the Knowledge
Millennium. 1997 IEEE International Conference on,
Volume: 3, 1997 pp1625 -1629 vol.3、」、および文
献「"Interpolated Timing Recovery for Hard Disk Dr
ive ReＡ／Ｄ Channels" Mark Spurbeck, Richard T. B
ehrens ,Communications, 1997. ICC '97 Montreal, To
wards the Knowledge Millennium. 1997 IEEE Internat
ional Conference on, Volume: 3, 1997 pp1618 -1624
vol.3」には、ITR方式を用いたディジタルPLLを磁気記
録用データ再生の分野に応用することが記載されてい
る。

【０００８】ITR方式を用いたディジタルPLLにおけるサ
ンプリングデータの補間は、様々な方法が存在する。FI
Rフィルタによって位相を補間する場合、そのタップ係
数として、Sinc関数、ディジタル信号処理で用いられる
各種の窓関数を乗じたSinc関数、所定の周波数特性を有
するフィルタを逆フーリエ変換することによって得られ
るFIRフィルタ・タップ係数等を用いる他、サンプリン
グした２点または複数点間を多項式で近似して補間する
方法などが一般的に用いられる。

【０００９】ここで、従来のアナログ回路によって実現
されているPLLを含む信号処理装置（以下、アナログPLL
搭載信号処理装置と記述する）について、図１を参照し
て説明する。このアナログPLL搭載信号処理装置は、入
力される信号の振幅を、信号の検出点レベルと対応させ
る自動信号振幅調整機能を有するものである。

【００１０】このアナログPLL搭載信号処理装置におい
て、入力されるアナログデータ信号は、帰還される振幅
誤差電圧に従って利得を変化させる可変利得増幅部（以
下、VGA(Variable gain amplifier)と記述する)１によ
って所定の振幅に増幅され、アナログ等化フィルタ（ま
たはアナログアンチエイリアシングフィルタ）２によっ
て等化された後、Ａ／Ｄコンバータ３により、電圧制御
発振部（以下、VCO(Voltage controlled oscillator)と
記述する）７が発振するサンプリング動作クロックに同
期してサンプリングされ、ディジタルデータ信号に変換
される。ディジタルデータ信号は、位相誤差計算部４、
振幅誤差計算部９、およびディジタル適応等化フィルタ
１２に出力される。

【００１１】位相誤差計算部４では、ディジタルデータ
信号の位相誤差が計算され、計算された位相誤差は、ル
ープフィルタ５によって高域成分が除去された後、予め
設定されている係数が乗算され、Ｄ／Ａコンバータ６に
よって位相誤差電圧に変換されてVCO７に帰還される。V
CO７では、周波数シンセサイザ８によって基準クロック
に基づいて生成されたチャンネル周波数fchに基づいて
発振するディジタル部動作クロックが、発振基準電圧と
帰還された位相誤差電圧との和に従って調整される。こ
れにより、Ａ／Ｄコンバータ３以降の動作タイミングが
調整される。以下、位相誤差計算部４以降をPLL帰還ル
ープとも記述する。

【００１２】振幅誤差計算部９では、ディジタルデータ
信号のレベルと予め設定されている理想的な検出点レベ
ルとの振幅誤差が算出される。算出された振幅誤差は、
Ｄ／Ａコンバータ１０によって振幅誤差電圧に変換さ
れ、アナログ積分フィルタ１１により積分された後にVG
A１に帰還される。これにより、VGA１の利得が変化され
る。以下、振幅誤差計算部９以降をAGC帰還ループとも
記述する。

【００１３】ディジタル適応等化フィルタ１２では、PL
L帰還ループによって位相同期され、AGC帰還ループによ
って振幅が理想的な値に制御されたディジタルデータ信
号が、等化される。適応等化タップ係数生成部１３で
は、帰還されるディジタル等化後信号に基づき、ディジ
タル適応等化フィルタ１２に供給するタップ係数が更新
される。

【００１４】次に、従来のITR方式のPLLを含む信号処理
装置（以下、ディジタルPLL搭載信号処理装置と記述す
る）について、図２を参照して説明する。このディジタ
ルPLL搭載信号処理装置も、上述したアナログPLL搭載信
号処理装置と同様に、入力される信号の振幅を、信号の
検出点レベルと対応させる自動信号振幅調整機能を有す
るものである。

【００１５】このディジタルPLL搭載信号処理装置にお
いて、入力されるアナログデータ信号（例えば、当該PL
L搭載信号処理装置が磁気記録再生装置である場合に
は、ヘッド再生信号）は、帰還される振幅誤差電圧に従
って利得を変化させるVGA２１によって所定の振幅に増
幅され、アナログ等化フィルタ（またはアナログアンチ
エイリアシングフィルタ）２２によって等化された後、
Ａ／Ｄコンバータ２３によって、周波数シンセサイザ３
１が発振するITRサンプリング周波数ｆｓに同期してサ
ンプリングされて、ディジタルデータ信号に変換され
る。ディジタルデータ信号は、３２タップ・ディジタル
適応化フィルタ２４によって、適応等化タップ係数２９
から供給されるタップ係数に基づいて所定の等化方式で
等化され、８タップ・位相補間フィルタ２５によって、
ITR３０から供給されるタップ係数に基づいて位相補間
がなされて後段に出力される。

【００１６】振幅誤差計算部２６では、８タップ・位相
補間フィルタ２５から帰還されたディジタル等化後信号
のレベルと予め設定されている理想的な検出点レベルと
の振幅誤差が算出される。算出された振幅誤差は、Ｄ／
Ａコンバータ２７によって振幅誤差電圧に変換され、ア
ナログ積分フィルタ２８により積分されてVGA２１に供
給される。これにより、VGA２１の利得が変化される。
以下、振幅誤差計算部２６以降をAGC帰還ループとも記
述する。

【００１７】適応等化タップ係数生成部２９では、８タ
ップ・位相補間フィルタ２５から帰還されたディジタル
等化後信号に基づき、３２タップ・ディジタル適応化フ
ィルタ２４が用いるタップ係数が決定される。

【００１８】ITR３０では、８タップ・位相補間フィル
タ２５から帰還されたディジタル等化後信号に基づき、
８タップ・位相補間フィルタ２５が用いるタップ係数が
更新される。以下、ITR３０以降をPLL帰還ループとも記
述する。

【００１９】周波数シンセサイザ３１では、基準クロッ
クに基づき、書き込み動作用のチャンネル周波数fchが
発振され、さらに、チャンネル周波数fchよりも若干高
い周波数の読み出し動作用のITRサンプリング周波数ｆ
ｓが発振される。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図２に示し
たようなディジタルPLL搭載信号処理装置においては、
ディジタル適応等化フィルタ２４に対する帰還ループ
と、AGC帰還ループは、どちらも信号振幅レベルを変動
させる効果を持っており、同時に動作させた場合には相
互に影響し合って不安定な動作が発生し得るので、これ
らの設計には注意が必要である。

【００２１】このような不具合を回避するためには、両
者が同時に動作しないように制御するか、または両者の
ループゲインを適正に配分し、不安定な動作を抑制する
ことなどが挙げられる。

【００２２】しかしながら、ディジタル適応等化フィル
タ２４の帰還ループを動作させている間にAGC帰還ルー
プを停止させる場合、入力信号の振幅レベルに大きな変
動が生じてしまうと、ディジタル適応等化フィルタ２４
の動作の速度では速やかに振幅を補正することができな
い。したがって、これらの対策には、その調整範囲が制
限されており、不安定動作を回避した結果、AGC特性が
劣化する可能性を避けることができなくなるという課題
があった。

【００２３】また、図２に示したAGCループには、ディ
ジタル適応等化フィルタ２４および位相補間フィルタ２
５の２つのFIRフィルタを経由した後、振幅誤差計算部
２６において振幅誤差を計算しているので、VGA２１に
帰還させる位相誤差電圧にループディレイが生じてい
た。このループディレイに起因して、AGC帰還ループの
即応性が劣化し、AGC帰還ループの動作が不安定になっ
てしまう課題があった。

【００２４】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、AGC帰還ループの動作が安定しており、良
質なデータ伝送特性を得ることができる装置を実現する
ことを目的とする。

【００２５】

【課題を解決するための手段】本発明の信号処理装置
は、入力されたアナログデータ信号の振幅レベルを所定
の値に維持するアナログ信号振幅調整手段と、アナログ
信号振幅調整手段によって振幅レベルが調整されたアナ
ログデータ信号をディジタルデータ信号に変換するＡ／
Ｄ変換手段と、ディジタルデータ信号を適応的に等化す
る等化手段と、等化手段によって等化されているディジ
タルデータ信号の振幅レベルを、予め想定されている振
幅レベルに調整するディジタル信号振幅調整手段と、デ
ィジタル信号振幅調整手段によって振幅レベルが調整さ
れたディジタルデータ信号を位相補間する位相補間手段
とを含み、アナログ信号振幅調整手段には、Ａ／Ｄ変換
手段に入力される前のアナログ信号が帰還され、等化手
段およびディジタル信号振幅調整手段には、位相補間手
段によって位相補間された、等化されているディジタル
データ信号が帰還されることを特徴とする。

【００２６】入力されるアナログデータ信号にプリアン
ブル・パターンが設けられている場合、プリアンブル・
パターンの領域において、前記等化手段は、動作を停止
し、前記ディジタル信号振幅調整手段は、ループゲイン
を増加させ、プリアンブル・パターンの領域に続くラン
ダム・データ信号の領域において、前記等化手段は、動
作を再開し、ディジタル信号振幅調整手段は、ループゲ
インを零または零に近い値に減少させるようにすること
ができる。

【００２７】入力されるアナログデータ信号にプリアン
ブル・パターンが設けられていない場合、初期の所定数
のサンプリング点において、前記等化手段は、動作を停
止し、前記ディジタル信号振幅調整手段は、ループゲイ
ンを増加させ、初期の所定数のサンプリング点を経過し
た後、前記等化手段は、動作を再開し、前記ディジタル
信号振幅調整手段は、ループゲインを零または零に近い
値に減少させるようにすることができる。

【００２８】前記ディジタル信号振幅調整手段は、等化
手段によって等化されているディジタルデータ信号の振
幅レベルと、予め想定されている振幅レベルとの誤差を
計算する誤差計算手段を含みようにすることができ、前
記誤差計算手段は、Sin²型振幅誤差計算手段および検出
点振幅誤差計算手段の少なくとも一方を含むようにする
ことができる。

【００２９】本発明の信号処理方法は、入力されたアナ
ログデータ信号の振幅レベルを所定の値に維持するアナ
ログ信号振幅調整ステップと、アナログ信号振幅調整ス
テップの処理で振幅レベルが調整されたアナログデータ
信号をディジタルデータ信号に変換するＡ／Ｄ変換ステ
ップと、ディジタルデータ信号を適応的に等化する等化
ステップと、等化ステップの処理で等化されているディ
ジタルデータ信号の振幅レベルを、予め想定されている
振幅レベルに調整するディジタル信号振幅調整ステップ
と、ディジタル信号振幅調整ステップの処理で振幅レベ
ルが調整されたディジタルデータ信号を位相補間する位
相補間ステップとを含み、アナログ信号振幅調整ステッ
プの処理には、Ａ／Ｄ変換ステップの処理に入力される
前のアナログ信号が帰還され、等化ステップの処理およ
びディジタル信号振幅調整ステップの処理には、位相補
間ステップの処理で位相補間された、等化されているデ
ィジタルデータ信号が帰還されることを特徴とする。

【００３０】本発明の信号処理装置および方法において
は、入力されたアナログデータ信号の振幅レベルが所定
の値に維持され、振幅レベルが調整されたアナログデー
タ信号がディジタルデータ信号に変換され、適応的に等
化される。また、等化されているディジタルデータ信号
の振幅レベルが、予め想定されている振幅レベルに調整
され、振幅レベルが調整されたディジタルデータ信号が
位相補間される。なお、アナログ信号振幅調整の処理に
は、Ａ／Ｄ変換の処理に入力される前のアナログ信号が
帰還され、等化の処理およびディジタル信号振幅調整の
処理には、位相補間の処理で位相補間された、等化され
ているディジタルデータ信号が帰還される。

【００３１】

【発明の実施の形態】本発明の一実施の形態であるディ
ジタル磁気記録再生装置について、図３を参照して説明
する。

【００３２】当該ディジタル磁気記録再生装置は、書き
込み動作用のチャンネル周波数fch、およびチャンネル
周波数fchよりも若干高い周波数の読み出し動作用のITR
サンプリング周波数ｆｓを、基準クロックに基づいて発
振する周波数シンセサイザ５１、入力されるアナログデ
ータ信号の振幅を所定のレベルに維持する第１AGC部５
２、第１AGC部５２の出力を等化するアナログ等化フィ
ルタ５６、等化されたアナログデータ信号をITRサンプ
リング周波数ｆｓにしたがってディジタルデータ信号に
変換するＡ／Ｄコンバータ５７、Ａ／Ｄコンバータ５７
の出力を所定の等化方式で等化する適応等化フィルタ５
８、適応等化フィルタ５８の出力の振幅を調整する第２
AGC部６１、第２AGC部６１からの出力を位相補間して後
段に出力するディジタルPLL部６５、並びに、記録媒体
６９に記録されている制御用プログラムに基づいて適応
等化フィルタ５８および第２AGC部６１を制御する制御
部６８から構成される。

【００３３】なお、アナログ等化フィルタ５６の代わり
にアンチエイリアシングフィルタを用いてもよい。

【００３４】第１AGC部５２は、アナログ等化フィルタ
５６から帰還されるアナログ等化信号のピーク値を検出
して所定の閾値との誤差を算出する全波整流器・ピーク
ディテクタ５３、全波整流器・ピークディテクタ５３の
出力を積分するアナログ積分フィルタ５４、およびアナ
ログ積分フィルタ５４の出力に対応し、入力されるアナ
ログデータ信号の振幅を調整するVGA５５から構成され
る。以下、第１AGC部５２を、第１のAGC帰還ループとも
記述する。

【００３５】第１AGC部５２においては、アナログ等化
フィルタ５６から帰還される信号のピーク値が、所定の
閾値以下の場合、VGA５５の利得が増加される。反対
に、ピーク値が閾値よりも大きい場合、VGA５５の利得
が減少される。なお、所定の閾値は、入力されるアナロ
グデータ信号のパターンに依存する量であり、第１AGC
部５２から出力されるアナログデータ信号の振幅がＡ／
Ｄコンバータ５７の入力範囲に収まるように調整されて
いるものとする。

【００３６】第１のAGC帰還ループは、Ａ／Ｄコンバー
タ５７の前段までの閉じた帰還ループを形成しているこ
とが特徴であり、これにより、そのループディレイを最
小とすることができる。

【００３７】アナログ等化フィルタ５６は、入力される
アナログデータ信号の各周波数成分の振幅が大きく異な
る場合、自己の周波数特性を適宜調整して第１AGC部５
２の動作を安定させるようにする。アナログ等化フィル
タ５６の周波数特性は、第１AGC部５２の動作を安定さ
せ、十分なアンチエイリアシングを行い、データ伝送特
性を悪化させるような位相の回転を抑制し、かつ、適応
等化フィルタ５８において入力信号が完全に等化される
ようなものとする。例えば、高域信号成分が減衰してい
る場合、それを補うように利得をつける周波数特性のア
ナログ等化フィルタを採用する。このようなアナログ等
化フィルタ５６を用いれば、第１AGC部５２に帰還され
るアナログデータ信号の各周波数成分のピーク値が一定
になり、第１AGC部５２の動作が安定する。

【００３８】適応等化フィルタ５８は、ディジタルPLL
部６５から帰還されるディジタル等化後信号に従ってタ
ップ係数を決定する適応等化タップ係数生成部５９、お
よび決定されたタップ係数を用いた所定の等化方式（最
小２乗平均（LMS(Least MeanSquare)）法、再帰最小２
乗（RLS(Recursive Least Squares)）法等）によってＡ
／Ｄコンバータ５７の出力を等化するディジタル適応等
化フィルタ６０から構成される。なお、ディジタル適応
等化フィルタ６０には、初期段階において、計算器シミ
ュレーションまたは実験によって決定された、所定の等
化方式に最適なタップ係数が供給されている。以下、適
応等化フィルタ５８を、適応等化フィルタ帰還ループと
も記述する。

【００３９】第２AGC部６１は、ディジタルPLL部６５か
ら帰還されるディジタル等化後信号の検出点レベルと、
理想的な検出点レベルとの振幅誤差を計算する振幅誤差
計算部６２、振幅誤差に所定のループゲインを乗算して
積分するディジタル積分フィルタ６３、およびディジタ
ル積分フィルタ６３の出力に対応し、適応等化フィルタ
５８からのディジタルデータ信号の振幅を調整するディ
ジタルAGC６４から構成される。以下、第２AGC部６１
を、第２のAGC帰還ループとも記述する。なお、振幅誤
差計算部６２乃至ディジタルAGC６４の構成例について
は、図６および図１１を参照して後述する。

【００４０】第２のAGC帰還ループは、適応等化フィル
タ５８の後段に配置されていることが特徴であり、その
ループディレイは、ディジタルPLL部６５の処理に起因
するものだけの比較的短いものとなる。

【００４１】ディジタルPLL部６５は、ITR６６から供給
されるタップ係数に基づき、第２AGC部６１の出力を位
相補間するディジタル位相補間フィルタ６７、およびデ
ィジタル位相補間フィルタ６７から帰還されたディジタ
ル等化後信号に基づき、タップ係数を随時更新するITR
６６から構成される。

【００４２】次に、当該ディジタル磁気記録再生装置に
入力されるアナログデータ信号について、図４を参照し
て説明する。入力されるアナログデータ信号は、情報記
録媒体から再生された再生信号に相当する。

【００４３】入力されるアナログデータ信号は、図４Ａ
に示すように、ランダム・データ信号の前にAGCとPLLを
調整するためのプリアンブル・パターンが配置されてい
る信号を想定する。なお、図４Ｂに示すように、プリア
ンブル・パターンが配置されていない信号であってもか
まわない。

【００４４】図４Ａに示すアナログデータ信号のプリア
ンブル・パターンは、再生パターンが単一周波数である
か、またはそれに準じたものであって、再生時において
既知の再生パターンが得られるような符号列が書き込ま
れている再生データ領域であり、その再生パターンによ
る位相誤差や振幅誤差の計算を容易にし、速やかな収束
をもたらすものである。なお、ランダム・データ信号の
途中に複数のプリアンブル・パターンが挿入されてもか
まわない。

【００４５】次に、当該ディジタル磁気記録再生装置の
全体的な動作について、図５のフローチャートを参照し
て説明する。

【００４６】ステップＳ１において、制御部６８は、入
力されたアナログデータ信号がプリアンブル・パターン
の領域であるか否かを判定し、プリアンブル・パターン
の領域であるかと判定するまで待機する。プリアンブル
・パターンの領域であるかと判定された場合、処理はス
テップＳ２に進む。

【００４７】なお、入力されたアナログデータ信号が、
図４Ｂに示すようにプリアンブル・パターンが存在しな
いものである場合、ランダム・データ信号の初期の所定
数のサンプリング点であると判定するまで待機するよう
にし、ランダム・データ信号の初期の所定数のサンプリ
ング点であると判定された場合、ステップＳ２に進むよ
うにする。

【００４８】ステップＳ２において、制御部６８は、等
化フィルタ５８の動作を停止させた状態で、速やかに振
幅誤差が収束するように、第２AGC部６１のゲインを相
対的に増加させる。

【００４９】ステップＳ３において、制御部６８は、入
力されたアナログデータ信号がランダム・データ信号の
領域であるか否かを判定し、ランダム・データ信号の領
域であるかと判定するまで待機する。ランダム・データ
信号の領域であると判定された場合、処理はステップＳ
４に進む。

【００５０】なお、入力されたアナログデータ信号が、
図４Ｂに示すようにプリアンブル・パターンが存在しな
いものである場合、ステップＳ１，Ｓ２の処理をスキッ
プするようにする。

【００５１】ステップＳ４において、制御部６８は、適
応等化フィルタ帰還ループと第２AGC帰還ループとの相
互の安定を図るために、第２AGC部６１の振幅誤差計算
部６２において乗算するループゲインを零値（または零
に近い小さな値）に変更した後、適応等化フィルタ５８
の動作を開始させる。なお、振幅誤差計算部６２におい
て乗算するループゲインを零値（または零に近い小さな
値）に変更した後、ディジタルAGC６４における利得は
零（または零に近い小さな値）となる。

【００５２】この後、処理はステップＳ１に戻り、以降
の処理が繰り返される。以上、当該ディジタル磁気記録
再生装置の全体的な動作の説明を終了する。

【００５３】以上説明したように当該ディジタル磁気記
録再生装置が動作することにより、以下のような効果を
奏することができる。すなわち、第１のAGC帰還ループ
においては、ループディレイが比較的に小さいので、Ａ
／Ｄコンバータ５７に供給する信号の振幅レベルを最適
に保つことができる。

【００５４】入力されるアナログデータ信号がプリアン
ブル・パターンの領域である場合、適応等化フィルタ５
８の動作が停止された状態、すなわち、適応等化フィル
タ５８のディジタル適応等化フィルタ６０にセットされ
ている理想的なタップ係数の初期値を保った状態で、第
２AGC部６１では振幅誤差が速やかに収束される。

【００５５】したがって、この後、入力されるアナログ
データ信号がランダム・データ信号の領域となった場合
にも、第２AGC部６１における大幅な振幅調整はもはや
必要ない。すなわち、第２AGC部６１におけるループゲ
インは、緩やかに振幅追従するために、零値または零に
近い小さな値に変更されることとなる。このとき、適応
等化フィルタ５８は、等化誤差の補正動作に関してのみ
初期タップ係数の微調整が行われることとなり、信号の
振幅レベルの調整にはほとんど寄与しない。したがって
適応等化フィルタ５８における等化誤差の収束も迅速に
行われる。

【００５６】第１のAGC帰還ループと第２のAGC帰還ルー
プを設けた理由は、両者の役割を明確に分離することが
その発想が基礎となっている。

【００５７】第１のAGC帰還ループの役割は、Ａ／Ｄコ
ンバータ５７に供給する信号の振幅レベルを最適化する
ことだけであり、これによりＡ／Ｄコンバータ５７に対
する入力は最適に保たれ、量子化誤差も適正なレベルで
抑えられ必要以上に大きくなることはない。またアナロ
グ回路だけで第１のAGC帰還ループを構成することによ
りループディレイを小さくし、安定した動作を実現する
ことができる。

【００５８】第２のAGC帰還ループの役割は、入力され
た信号を適応等化フィルタ５８に与えられた所定の等化
方式に最適化された初期タップ係数で等化した時に、入
力されたディジタルデータ信号振幅レベルを最適化する
ことだけである。これにより、適応等化フィルタ５８で
は、その入力信号のレベルによってそのタップ係数の形
状を初期に与えた理想的なタップ係数の形状から大きく
変動させることはなく、等化誤差の補正のみにその動作
を集中することができる。この結果、タップ係数の収束
時間が短縮される効果がもたらされる。

【００５９】このように役割を分担した第１のAGC帰還
ループと第２のAGC帰還ループを設けることにより、ア
ナログデータ信号の振幅レベルと等化後ディジタルデー
タ信号の振幅レベルをそれぞれのブロックにおいて最適
化することができる。

【００６０】また、これはＡ／Ｄコンバータ５７の前段
のアナログ部分と、Ａ／Ｄコンバータ５７の後段のディ
ジタル部分と間の信号の出入りを最小にすることにな
り、当該装置の完全なブロック化がもたらされ、設計も
ブロック毎に独立で行うことができるようになり、設計
・検証が単純化されるという利点もある。

【００６１】入力されるアナログデータ信号の振幅が時
間の経過とともに変動した場合には第１のAGC帰還ルー
プによって最適な振幅レベルに制御されているため、デ
ィジタル部では小さなループゲインを持つ第２のAGC帰
還ループを緩やかに信号振幅追従させることで十分であ
る。

【００６２】次に、当該ディジタル磁気記録再生装置の
動作を、コンピュータを用いてシミュレートした結果に
ついて、図を参照して説明する。

【００６３】当該シミュレーションにおいて、入力され
るアナログデータ信号は、磁気記録媒体からの再生信号
の近似に一般的に用いられる、次式（１）に示すローレ
ンツ波形を用いた。

【数１】 ・・・（１）

【００６４】ローレンツ波形の半値幅ａを、チャンネル
・クロックfchの周期Ｔｓで除算した値を記録密度の指
標とし、規格化線密度（NLD(Normalized Linear Densit
y)）として定義する。シミュレーションで用いたヘッド
再生信号は、再生符号列に所定のNLDを与えられたロー
レンツ波形を乗じた波形の時間軸上の重ね合わせとして
表される。

【００６５】入力されるヘッド再生信号は、VGA５５を
経由して、アナログ等化フィルタ５６に入力される。ア
ナログフィルタ５６の出力は、Ａ／Ｄコンバータ５７に
出力されるとともに、第１AGC部５２に帰還される。第
１AGC部５２においては、全波整流器・ピークディテク
タ５３により、信号の片側絶対値がとられてピーク値が
検出され、それが所定の閾値よりも大きいか否かが判定
されて、判定結果に対応した振幅誤差信号が生成され
る。さらに、アナログ積分フィルタ５４により、振幅誤
差信号が積分されて、その積分値に基づいてVGA５５に
おいて信号振幅が変動される。

【００６６】ここで、アナログ等化フィルタ５６は、第
１AGC部５２に全波整流器・ピークディテクタ５３を用
いているので、信号のピーク値をある程度一定値に揃え
なければならない。そこで、７pole２zeroフィルタを使
用するようにし、高域が減衰した信号を増幅するように
した。

【００６７】Ａ／Ｄコンバータ５７において、ITRサン
プリング周波数ｆｓでサンプリングされて生成されたデ
ィジタル信号は、適応等化フィルタ５８により、所定の
等化方式に等化される。なお、当該シミュレーションに
おいては、ITRサンプリング周波数ｆｓ＝（１６／１
５）fchとした。

【００６８】前段のアナログ等化フィルタ５６による等
化と、ディジタルの適応等化フィルタ５８による等化の
総伝達関数は、入力されたヘッド再生信号を所定の等化
方式に等化する。例えば、パーシャル・レスポンス方式
の場合、パーシャル・レスポンス・クラス１（ＰＲ
１）、パーシャル・レスポンス・クラス４（ＰＲ４）、
拡張されたパーシャル・レスポンス・クラス４（ＥＰＲ
４、Ｅ²ＰＲ４）などに等化される。

【００６９】当該シミュレーションにおいては、ヘッド
再生信号をアナログ等化フィルタ５６および適応等化フ
ィルタ５８を用いてＰＲ４に等化するようにした。

【００７０】適応等化フィルタ５８のディジタル適応等
化フィルタ６０を、タップ数を３２のディジタルFIRフ
ィルタとした。等化方法は、最小２乗平均法を使用し
た。

【００７１】ディジタルPLL部６５におけるディジタル
位相補間フィルタ６７およびITR６６には、一般的に用
いられている８タップのものを使用した。

【００７２】図６は、当該シミュレーションに用いた第
２AGC部６１の振幅誤差計算部６２の構成を示してい
る。振幅誤差計算部６２は、振幅誤差計算の一般的な方
式を実行する検出点振幅誤差計算部８１と、入力データ
がSin型のプリアンブル・パターン（図７および図８を
参照して後述する）を有するときだけ使用することがで
きるsin²振幅誤差計算部８２を併用している。

【００７３】すなわち、振幅誤差計算部６２において
は、ランダム・データ信号の領域に対しては検出点振幅
誤差計算部８１が使用されるようになされており、Sin
型のプリアンブル・パターンの領域に対してはSin²型振
幅誤差計算器部８２が使用されるようになされている。

【００７４】検出点振幅誤差計算部８１においては、次
式（２）にしたがって振幅誤差計算が行われる。

【数２】 ・・・（２）

【００７５】ただし、式（２）において、y（ｋ）は、
時刻ｋにおけるディジタル位相補間フィルタ６７の出力
であり、ｙ’（ｋ）は、｛１，０，−１｝で表される再
生符号であり、Ｖ_refｙ’（ｋ）は検出点で３値検出し
た信号のリファレンス・レベルの値である。

【００７６】式（２）より、再生符号の値が０である場
合には振幅誤差が０となり、再生符号の値が１または−
１である場合にのみ、検出点での振幅誤差が検出され、
かつｙ’（ｋ）との積をとることで振幅誤差の正負の符
号を一致させている。

【００７７】ただし、式（２）に従う検出点振幅誤差計
算部８１の動作は、ディジタルPLL部６５が動作し、位
相の引き込みが終了した後でなければ正しい振幅誤差を
計算できない。しかしながら、信号の位相が同期してい
るときには正確な振幅誤差を計算することができる。

【００７８】次に、Sin²振幅誤差計算部８２について説
明する。上述したように、Sin²振幅誤差計算部８２は、
入力データがSin型のプリアンブル・パターンを有する
ときだけ使用される。図７および図８は、Sin型のプリ
アンブル・パターンの一例を示している。

【００７９】図７は、チャンネル周波数周期Tchの４倍
（４Tch）を１周期とするようなSin型のパターン（以
下、４Ｔパターンと記述する）であり、ＰＲ４に等化さ
れたプリアンブル・パターンを示している。図８は、４
Ｔパターンであり、ＰＲ１に等化されたプリアンブル・
パターンを示している。

【００８０】ここで、図７より、ＰＲ４に等化された４
Ｔパターンの理想検出符号パターンは、｛・・・，１，
１，−１，−１，１，１，−１，−１，・・・｝であ
る。また、図８より、ＰＲ１に等化された４Ｔパターン
の理想検出符号パターンは、｛・・・，０，１，０，−
１，０，１，０，−１，・・・｝である。

【００８１】図７に示したＰＲ４に等化された４Ｔパタ
ーンについて考える。図７において、●で示されたサン
プリング点ｙ（ｋ）は、時刻ｋにおけるサンプリング点
であり、入力信号に対してPLLがまだかかっておらず、
図中の□で示された理想サンプリング点とは位相の誤差
がある。このとき、任意の時刻ｋ−１におけるサンプリ
ング点ｙ（ｋ−１）は、プリアンブル・パターンの波形
が近似的にSin型であって、かつ、入力信号の振幅レベ
ルが図７示したように完全に一致している場合には、三
角関数の公式sin²＋COS²＝１に基づいて次式（３）が成
立する。

【数３】 ・・・（３）

【００８２】ただし、式（３）において、Ｖ_refは、理
想的な信号振幅レベルである。しかしながら、信号振幅
が理想値からずれている場合には式（３）は成立しな
い。

【００８３】このとき式（３）の左辺の理想値が、式
（３）の右辺であると考えれば、入力した信号について
式（３）の左辺を右辺に近づけることにより、信号振幅
を理想値に近似させるように制御することができる。

【００８４】具体的には、式（３）の左辺を２Ｖ² _actと
おく。ここで、Ｖ_actは、実際の入力信号の検出点にお
ける振幅レベルである。ここで、任意の時刻ｋにおける
Sin²振幅誤差ＥＲＲ’_sin（ｋ）を次式（４）のように
定義する。

【数４】 ・・・（４）

【００８５】式（４）から、Sin²振幅誤差ＥＲＲ’_sin
（ｋ）には、実際の検出点における振幅レベルＶ_actと
理想的な振幅レベルＶ_refの差を示す項（Ｖ_act−
Ｖ_ref）が含まれていることがわかる。ここで、実際の
検出点における振幅レベルＶ_actと理想的な振幅レベル
Ｖ_refの差が小さい領域を考えた場合、Ｖ_act≒Ｖ_refで
あるので、式（４）は、近似的に次式（５）のように書
き直すことができる。

【数５】 ・・・（５）

【００８６】式（３）乃至（５）より、Sin²振幅誤差Ｅ
ＲＲ’_sin（ｋ）を４Ｖ_refで規格化した次式（６）を、
Sin²振幅誤差計算部８２では、最終的なSin²振幅誤差Ｅ
ＲＲ _sin（ｋ）として用いている。

【数６】 ・・・（６）

【００８７】式（６）を用いるSin²振幅誤差計算部８２
では、プリアンブル・パターンを仮定すれば、ディジタ
ルPLL部６５が動作していない状態においても、その誤
差信号は常に一定である。したがって、プリアンブル・
パターンとしてSin型の４Ｔパターンを持つ信号を入力
する場合には、ディジタルPLL部６５の収束を待つこと
なく、振幅誤差を行うことができるという利点がある。

【００８８】ここで問題となることは、検出点振幅誤差
計算部８１で計算される振幅誤差と、Sin²振幅誤差計算
部８２で計算される振幅誤差との差がどの程度であるか
ということである。図９に、ＰＲ４に等化され、PLLが
かかったあとの４Ｔパターンに対する検出点振幅誤差計
算部８１で式（２）を用いて計算される振幅誤差と、Si
n²振幅誤差計算部８２で式（６）を用いて計算される振
幅誤差との差を示す。

【００８９】図９は、理想検出点振幅が１．０であり、
入力される理想値の信号列に対して０．５乃至１．５の
ゲインをかけた場合の両者を比較したものである。ただ
し、入力波形はSin型であると仮定し、入力信号に係数
をかけない場合にはSin波形の振幅は−１．４１乃至
１．４１を振動するとものする。

【００９０】図９から明らかなように、Sin²型振幅誤差
計算部８２では、振幅誤差の小さい領域では、検出点振
幅誤差とよく一致し、振幅誤差が大きな領域でも、その
誤差の正負の方向を誤らないことがわかる。また、前述
のとおりSin²型振幅誤差計算部８２は、検出点振幅誤差
計算部８１と比較して、PLLがまだ引き込んでいない位
相誤差を持った領域において近似的に正しい振幅誤差を
計算することができる。

【００９１】それに対して検出点振幅誤差計算部８１
は、PLLが動作して所望の位相に信号を引き込まない限
り、その計算結果に誤りを生じる可能性を持つ。したが
って、４Ｔパターンのプリアンブル・パターンに持つ入
力信号に対しては、Sin²型振幅誤差計算部８２を用いる
ことで速やかなAGC動作を行うことができるという利点
がある。

【００９２】上述したように、当該シミュレーションに
おいては、プリアンブル・パターンの領域においては、
Sin²振幅誤差計算部８２を用いて振幅誤差を計算するよ
うにし、ランダム・データ信号の領域においては、第２
AGC部６１の動作を停止させた。

【００９３】同様に、図８に示したＰＲ１に等化された
４Ｔパターンについて考えた場合、Sin²振幅誤差計算部
８２では、次式（７）が用いられることとなる。

【数７】 ・・・（７）

【００９４】また、ＰＲ１に等化された、PLLがかかっ
たあとの４Ｔパターンに対する検出点振幅誤差計算部８
１で式（２）を用いて計算される振幅誤差と、Sin²振幅
誤差計算部８２で式（７）を用いて計算される振幅誤差
との差は図１０に示すとおりとなる。

【００９５】図１１は、当該シミュレーションに用いた
第２AGC部６１のディジタル積分フィルタ６３およびデ
ィジタルAGC６４の構成例を示している。

【００９６】振幅誤差計算部６２からディジタル積分フ
ィルタ６３に入力される振幅誤差は、ディジタルAGCル
ープゲイン乗算部９１により、所定のディジタルAGCル
ープゲインＬＧ_DAGCが乗算され、加算部９２において、
遅延部９３から入力される前回までの積算値に加算され
て、ディジタルAGC利得増分ΔＧ_DAGCとして後段に出力
される。ディジタルAGC６４に入力されたディジタルAGC
利得増分ΔＧ_DAGCは、加算部１０１により、ディジタル
AGC利得初期値が加算されてディジタルAGC利得Ｇ _DAGCと
され、乗算部１０２により、ディジタル適応等化フィル
タ６０の出力に乗算されて、後段のディジタルPLL部６
５に出力される。

【００９７】次に、図１２乃至図１６は、プリアンブル
・パターンが入力された場合における、図３に示した本
発明の一実施の形態であるディジタル磁気記録再生装置
における振幅誤差計算部６２の出力と、図２に示した従
来のディジタルPLL搭載信号処理装置における振幅誤差
計算部２６の出力との比較結果を示している。

【００９８】すなわち、図１２は、Ａ／Ｄコンバータ２
３，５７に対する入力信号の振幅の理想値を１．０と
し、実際の入力信号の振幅を０．８とした場合に対応す
る振幅誤差の変動を示している。同様に、図１３乃至図
１６は、Ａ／Ｄコンバータ２３，５７に対する入力信号
の振幅の理想値を１．０とし、実際の入力信号の振幅
を、０．９，１．０，１．１、または１．２とした場合
のそれぞれ対応する振幅誤差の変動を示している。

【００９９】なお、図２に示した従来のディジタルPLL
搭載信号処理装置におけるAGC帰還ループのループディ
レイは、図３に示した本発明の一実施の形態であるディ
ジタル磁気記録再生装置における第２のAGC帰還ループ
に比較して、２０Tchだけ遅延時間が長く、ローレンツ
波形と再生符号パターンの積の時間軸上での重ねあわせ
によって生成したヘッド再生信号にはノイズが重畳され
ていないものとする。

【０１００】また、ディジタルAGCループゲインＬＧ
_DAGCは、図３の第２AGC部６１におけるディジタルAGC６
４が上述した入力を得た場合において、プリアンブル・
パターンのサンプリング点数が１００乃至１５０点程度
となり、振幅誤差が微小量となるような基準で選択し
た。具体的には、ディジタルAGCループゲインＬＧ_DAGC
＝２４／２０４８＝０．０１１７とした。

【０１０１】ただし、実際に装置を設計する場合には、
その他の帰還ループ等との兼ね合いを考慮してさらなる
綿密な検討が必要である。例えば、Ａ／Ｄコンバータ５
７の入力時点で信号振幅誤差が小さいのであれば、ディ
ジタルAGCループゲインＬＧ_{D AGC}は、０．０１１７より
も小さな値でかまわない。また、プリアンブル・パター
ンの区間においても、AGC動作の初期は、ディジタルAGC
ループゲインＬＧ_DAGCの値を大きくして速やかな追従を
目指し、その後、当該値を小さくして帰還ループの安定
を目指すようにしてもよい。

【０１０２】図１２乃至図１６のうち、図１４は、Ａ／
Ｄコンバータ２３，５７に対する入力が適正な場合（理
想値の１．０倍）における、振幅誤差の比較であり、両
者とも振幅誤差はほぼ零である。

【０１０３】これに対して、図１２（理想値の０．８
倍）、図１３（理想値の０．９倍）、図１５（理想値の
１．１倍）、および図１６（理想値の１．２倍）では、
本実施の形態である第２のAGC帰還ループ（図３）が、
入力される振幅誤差を速やかに収束していることを示し
ているのに対し、従来のAGC帰還ループ（図２）では、
大きなループディレイが生じ、Ａ／Ｄコンバータ２３に
対する入力信号の振幅誤差が大きければ大きいほど、振
幅誤差の収束が遅くなることを示している。また、振幅
誤差には、ループディレイに起因する振動が発生してい
る。

【０１０４】図１２乃至図１６から明らかなように、本
実施の形態である第２のAGC帰還ループ（図３）では、
従来のものよりもループディレイを小さくすることがで
き、Ａ／Ｄコンバータ５７に対する入力の初期振幅誤差
が大きいほどその効果が発揮される。

【０１０５】また、Ａ／Ｄコンバータ５７に対する入力
信号の振幅は、アナログ回路から成る第１AGC部５２に
よって制御されるので、安定した信号振幅を供給するこ
とができる。よって、第２AGC部６１のループゲインを
緩やかに収束するように設定することができる。

【０１０６】なお、本発明は、ディジタル磁気記録再生
装置の他、ディジタル信号を処理するあらゆる電子機器
に適用することが可能である。

【０１０７】上述した一連の処理は、ハードウェアによ
り実行させることもできるが、ソフトウェアにより実行
させることもできる。一連の処理をソフトウェアにより
実行させる場合には、そのソフトウェアを構成するプロ
グラムが、専用のハードウェアに組み込まれているコン
ピュータ、または、各種のプログラムをインストールす
ることで、各種の機能を実行することが可能な、例えば
汎用のパーソナルコンピュータなどに、例えば図３に示
す記録媒体６９からインストールされる。

【０１０８】この記録媒体６９は、コンピュータとは別
に、ユーザにプログラムを提供するために配布される、
プログラムが記録されている磁気ディスク（フレキシブ
ルディスクを含む）、光ディスク（CD-ROM(Compact Dis
c-ReＡ／Ｄ Only Memory)、DVD(Digital Versatile Dis
c)を含む）、光磁気ディスク（ＭＤ(Mini Disc)を含
む）、もしくは半導体メモリなどよりなるパッケージメ
ディアにより構成されるだけでなく、コンピュータに予
め組み込まれた状態でユーザに提供される、プログラム
が記録されているROMやハードディスクなどで構成され
る。

【０１０９】なお、本明細書において、記録媒体に記録
されるプログラムを記述するステップは、記載された順
序に従って時系列的に行われる処理はもちろん、必ずし
も時系列的に処理されなくとも、並列的あるいは個別に
実行される処理をも含むものである。

【０１１０】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、AGC帰
還ループの動作が安定しており、良質なデータ伝送特性
を得ることができる装置を実現することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のアナログPLL搭載信号処理装置の構成の
一例を示すブロック図である。

【図２】従来のディジタルPLL搭載信号処理装置の構成
の一例を示すブロック図である。

【図３】本発明の一実施の形態であるディジタル磁気記
録再生装置の構成例を示すブロック図である。

【図４】図３のディジタル磁気記録再生装置に入力され
るアナログデータ信号について説明するため図である。

【図５】図３のディジタル磁気記録再生装置の全体的な
動作を説明するフローチャートである。

【図６】図３の振幅誤差計算部６２の構成例を示すブロ
ック図である。

【図７】ＰＲ４に等化されたSin型のプリアンブル・パ
ターンの一例を示す図である。

【図８】ＰＲ１に等化されたSin型のプリアンブル・パ
ターンの一例を示す図である。

【図９】図７に対応する、振幅権検出誤差とSin²振幅誤
差を比較する図である。

【図１０】図８に対応する、振幅権検出誤差とSin²振幅
誤差を比較する図である。

【図１１】図３のディジタル積分フィルタ６３およびデ
ィジタルAGC６４の構成例を示すブロック図である。

【図１２】プリアンブル・パターンが入力された場合に
おける、本実施の形態と従来例の振幅誤差を比較する図
である。

【図１３】プリアンブル・パターンが入力された場合に
おける、本実施の形態と従来例の振幅誤差を比較する図
である。

【図１４】プリアンブル・パターンが入力された場合に
おける、本実施の形態と従来例の振幅誤差を比較する図
である。

【図１５】プリアンブル・パターンが入力された場合に
おける、本実施の形態と従来例の振幅誤差を比較する図
である。

【図１６】プリアンブル・パターンが入力された場合に
おける、本実施の形態と従来例の振幅誤差を比較する図
である。

【符号の説明】

５１ 周波数シンセサイザ， ５２ 第１AGC部， ５
６ アナログ等化フィルタ， ５７ Ａ／Ｄコンバー
タ， ５８ 適応等化フィルタ， ６１ 第２AGC部，
６５ ディジタルPLL部， ６８ 制御部， ６９
記録媒体， ８１検出点振幅誤差計算部， ８２ Sin²
振幅誤差計算部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5D044 AB01 BC01 CC03 DE40 FG04 FG14 FG16 GK12 GK14 5J106 AA04 CC46 DD07 DD36 FF02 FF05 KK12

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 補間による位相同期方式のディジタル信
   号処理用位相同期ループを用いた信号処理装置におい
   て、 入力されたアナログデータ信号の振幅レベルを所定の値
   に維持するアナログ信号振幅調整手段と、 前記アナログ信号振幅調整手段によって振幅レベルが調
   整された前記アナログデータ信号をディジタルデータ信
   号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記ディジタルデータ信号を適応的に等化する等化手段
   と、 前記等化手段によって等化されている前記ディジタルデ
   ータ信号の振幅レベルを、予め想定されている振幅レベ
   ルに調整するディジタル信号振幅調整手段と、 前記ディジタル信号振幅調整手段によって振幅レベルが
   調整された前記ディジタルデータ信号を位相補間する位
   相補間手段とを含み、 前記アナログ信号振幅調整手段には、前記Ａ／Ｄ変換手
   段に入力される前の前記アナログ信号が帰還され、 前記等化手段および前記ディジタル信号振幅調整手段に
   は、前記位相補間手段によって位相補間された、等化さ
   れている前記ディジタルデータ信号が帰還されることを
   特徴とする信号処理装置。
2. 【請求項２】 入力される前記アナログデータ信号にプ
   リアンブル・パターンが設けられている場合、 前記プリアンブル・パターンの領域において、 前記等化手段は、動作を停止し、 前記ディジタル信号振幅調整手段は、ループゲインを増
   加させ、 前記プリアンブル・パターンの領域に続くランダム・デ
   ータ信号の領域において、 前記等化手段は、動作を再開し、 前記ディジタル信号振幅調整手段は、前記ループゲイン
   を零または零に近い値に減少させることを特徴とする請
   求項１に記載の信号処理装置。
3. 【請求項３】 入力される前記アナログデータ信号にプ
   リアンブル・パターンが設けられていない場合、 初期の所定数のサンプリング点において、 前記等化手段は、動作を停止し、 前記ディジタル信号振幅調整手段は、ループゲインを増
   加させ、 前記初期の所定数のサンプリング点を経過した後、 前記等化手段は、動作を再開し、 前記ディジタル信号振幅調整手段は、前記ループゲイン
   を零または零に近い値に減少させることを特徴とする請
   求項１に記載の信号処理装置。
4. 【請求項４】 前記ディジタル信号振幅調整手段は、前
   記等化手段によって等化されている前記ディジタルデー
   タ信号の振幅レベルと、前記予め想定されている振幅レ
   ベルとの誤差を計算する誤差計算手段を含み、 前記誤差計算手段は、Sin²型振幅誤差計算手段および検
   出点振幅誤差計算手段の少なくとも一方を含むことを特
   徴とする信号処理装置。
5. 【請求項５】 補間による位相同期方式のディジタル信
   号処理用位相同期ループを用いた信号処理装置の信号処
   理方法において、 入力されたアナログデータ信号の振幅レベルを所定の値
   に維持するアナログ信号振幅調整ステップと、 前記アナログ信号振幅調整ステップの処理で振幅レベル
   が調整された前記アナログデータ信号をディジタルデー
   タ信号に変換するＡ／Ｄ変換ステップと、 前記ディジタルデータ信号を適応的に等化する等化ステ
   ップと、 前記等化ステップの処理で等化されている前記ディジタ
   ルデータ信号の振幅レベルを、予め想定されている振幅
   レベルに調整するディジタル信号振幅調整ステップと、 前記ディジタル信号振幅調整ステップの処理で振幅レベ
   ルが調整された前記ディジタルデータ信号を位相補間す
   る位相補間ステップとを含み、 前記アナログ信号振幅調整ステップの処理には、前記Ａ
   ／Ｄ変換ステップの処理に入力される前の前記アナログ
   信号が帰還され、 前記等化ステップの処理および前記ディジタル信号振幅
   調整ステップの処理には、前記位相補間ステップの処理
   で位相補間された、等化されている前記ディジタルデー
   タ信号が帰還されることを特徴とする信号処理方法。