JP2003299393A - 回転電機の駆動方法 - Google Patents
回転電機の駆動方法Info
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Multiple Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低容量化、低損失化、広い駆動領域を実現す
る回転電機の駆動方法を提供する。 【解決手段】 複合電流で駆動される複数のロータを有
する回転電機の駆動方法において、ステータコイルに印
加される電圧は、前記複数のロータの回転数に比例した
周波数を含む矩形波が重ねあわされている。
る回転電機の駆動方法を提供する。 【解決手段】 複合電流で駆動される複数のロータを有
する回転電機の駆動方法において、ステータコイルに印
加される電圧は、前記複数のロータの回転数に比例した
周波数を含む矩形波が重ねあわされている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、回転電機の駆動方
法に関し、特に、複合電流で駆動される複数のロータを
有する回転電機の駆動方法に関する。
法に関し、特に、複合電流で駆動される複数のロータを
有する回転電機の駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の複合電流で駆動される複数のロー
タを有する回転電機の駆動方法としては、特開平１１−
３５６０１５号公報において開示されているものがあ
る。この従来の回転電機は、２つのロータを間にステー
タを挟んで同軸に配置し、正弦波の和である複合電流を
（２レベル）インバータから供給して駆動される。
タを有する回転電機の駆動方法としては、特開平１１−
３５６０１５号公報において開示されているものがあ
る。この従来の回転電機は、２つのロータを間にステー
タを挟んで同軸に配置し、正弦波の和である複合電流を
（２レベル）インバータから供給して駆動される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】通常の２レベルインバ
ータでは、０電圧を実現するためにＯＮ（＋Ｖ）、ＯＦ
Ｆ（−Ｖ）をデューティ比５０％で繰り返しオン、オフ
している。したがって、同軸の回転電機の特徴であるイ
ンバータ力率０ドライブ（一方のロータがモータとして
作動し、他方のロータが発電機として作動する）に関し
て要求電圧が０でも、ＰＷＭ駆動しているために、複合
電流のピーク時のとき、電圧が０近傍でも前記オン、オ
フを繰り返すため、オンのとき短時間だが大電流がパワ
ーデバイス部に流れ、大きな定常損失が発生していた。
同時に、ＰＷＭは数ｋＨｚという高い周波数でオン、オ
フしているため、ＳＷ損失も大きかった。また、大電流
に応じて損失が大きくなり、結果必要なパワーデバイス
容量が大きくなっていた。ＤＣ電圧をＶとすると、相電
圧で利用できるのはＶ／２であり、このＶ／２に複数の
ロータ分の電圧を入れなければならないため、特に高回
転域ではＤＣ電圧が不足し、駆動範囲を広く取れなかっ
た。高電圧で使用するために、高価格なパワーデバイス
が必要であり、システムはコスト上の問題を抱えてい
た。また、通常モータにおけるパルス駆動では、ＰＷＭ
駆動に対して損失こそ小さくなるが、インバータ力率が
高いのですべてのパワーデバイス電流容量を大きくする
必要があり、複合電流のインバータ力率０ドライブに対
して不利であった。
ータでは、０電圧を実現するためにＯＮ（＋Ｖ）、ＯＦ
Ｆ（−Ｖ）をデューティ比５０％で繰り返しオン、オフ
している。したがって、同軸の回転電機の特徴であるイ
ンバータ力率０ドライブ（一方のロータがモータとして
作動し、他方のロータが発電機として作動する）に関し
て要求電圧が０でも、ＰＷＭ駆動しているために、複合
電流のピーク時のとき、電圧が０近傍でも前記オン、オ
フを繰り返すため、オンのとき短時間だが大電流がパワ
ーデバイス部に流れ、大きな定常損失が発生していた。
同時に、ＰＷＭは数ｋＨｚという高い周波数でオン、オ
フしているため、ＳＷ損失も大きかった。また、大電流
に応じて損失が大きくなり、結果必要なパワーデバイス
容量が大きくなっていた。ＤＣ電圧をＶとすると、相電
圧で利用できるのはＶ／２であり、このＶ／２に複数の
ロータ分の電圧を入れなければならないため、特に高回
転域ではＤＣ電圧が不足し、駆動範囲を広く取れなかっ
た。高電圧で使用するために、高価格なパワーデバイス
が必要であり、システムはコスト上の問題を抱えてい
た。また、通常モータにおけるパルス駆動では、ＰＷＭ
駆動に対して損失こそ小さくなるが、インバータ力率が
高いのですべてのパワーデバイス電流容量を大きくする
必要があり、複合電流のインバータ力率０ドライブに対
して不利であった。
【０００４】本発明は、上記問題点を解決し、低容量
化、低損失化、広い駆動領域を実現する回転電機の駆動
方法を提供することを目的とする。
化、低損失化、広い駆動領域を実現する回転電機の駆動
方法を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の第１発
明は、複合電流で駆動される複数のロータを有する回転
電機の駆動方法において、ステータコイルに印加される
電圧は、前記複数のロータの回転数に比例した周波数を
含む矩形波が重ねあわされていることを特徴とする。
明は、複合電流で駆動される複数のロータを有する回転
電機の駆動方法において、ステータコイルに印加される
電圧は、前記複数のロータの回転数に比例した周波数を
含む矩形波が重ねあわされていることを特徴とする。
【０００６】請求項２に記載の第２発明は、第１発明に
おいて、前記ステータコイルに印加される電圧は、駆動
ＤＣ電圧Ｖ［Ｖ］に対して、Ｖ／２［Ｖ］を０［Ｖ］と
するとＮを３以上の奇数として±Ｖ／（Ｎ−１）
［Ｖ］、±Ｖ／（Ｎ−３）［Ｖ］、±Ｖ／２［Ｖ］及び
０［Ｖ］のＮレベルの電位を持ち、これに応じて電源も
２×Ｎ−１個のパワーデバイスで構成されたＮレベルイ
ンバータであることを特徴とする。
おいて、前記ステータコイルに印加される電圧は、駆動
ＤＣ電圧Ｖ［Ｖ］に対して、Ｖ／２［Ｖ］を０［Ｖ］と
するとＮを３以上の奇数として±Ｖ／（Ｎ−１）
［Ｖ］、±Ｖ／（Ｎ−３）［Ｖ］、±Ｖ／２［Ｖ］及び
０［Ｖ］のＮレベルの電位を持ち、これに応じて電源も
２×Ｎ−１個のパワーデバイスで構成されたＮレベルイ
ンバータであることを特徴とする。
【０００７】請求項３に記載の第３発明は、第２発明に
おいて、前記２×Ｎ−１個のパワーデバイスの容量を給
電点からＰ側又はＮ側アームに向けて小さくすることを
特徴とする。
おいて、前記２×Ｎ−１個のパワーデバイスの容量を給
電点からＰ側又はＮ側アームに向けて小さくすることを
特徴とする。
【０００８】請求項４に記載の第４発明は、第２又は第
３発明において、前記変換手段が、複合電流を給電する
正規化された複合電圧（信号）に対してＮレベルならば
Ｎ−１個のスライスレベルを定め、各スライスレベルに
応じて変換を行い、前記パワーデバイスの駆動パルスと
することを特徴とする。
３発明において、前記変換手段が、複合電流を給電する
正規化された複合電圧（信号）に対してＮレベルならば
Ｎ−１個のスライスレベルを定め、各スライスレベルに
応じて変換を行い、前記パワーデバイスの駆動パルスと
することを特徴とする。
【０００９】請求項５に記載の第５発明は、第２、第３
又は第４発明において、Ｎ＝３であることを特徴とす
る。
又は第４発明において、Ｎ＝３であることを特徴とす
る。
【００１０】
【発明の効果】与えられたＤＣ電圧の下でｆ１、ｆ２を
有する正弦波を重ね合わせるよりも、基本周波数ｆ１、
ｆ２を有する矩形波を重ね合わせた方がｆ１、ｆ２の振
幅を大きくとれる。誘起電圧は回転数に比例するため、
第１発明によれば、モータ駆動範囲が広がる。さらに、
Ｎレベルの電圧を出せるので、ＰＷＭ駆動のようにスイ
ッチングしなくてもＮ値の電圧を使って階段状に波形を
出せるため、高速なスイッチングをしなくても済み、イ
ンバータ部での損失が大幅に減少する。
有する正弦波を重ね合わせるよりも、基本周波数ｆ１、
ｆ２を有する矩形波を重ね合わせた方がｆ１、ｆ２の振
幅を大きくとれる。誘起電圧は回転数に比例するため、
第１発明によれば、モータ駆動範囲が広がる。さらに、
Ｎレベルの電圧を出せるので、ＰＷＭ駆動のようにスイ
ッチングしなくてもＮ値の電圧を使って階段状に波形を
出せるため、高速なスイッチングをしなくても済み、イ
ンバータ部での損失が大幅に減少する。
【００１１】第２発明によれば、Ｎレベルインバータに
よりＮ個のレベルを持つ電圧を作れるので、ＰＷＭ駆動
と比べてインバータ損失を小さくできる。また、ｆ１、
ｆ２の振幅を従来よりも大きくとれ、かつＮを大きくす
れば、階段状ではあるがより正弦波に近い波形を出せる
ため、高次高調波を軽減できる。さらに、Ｎレベルイン
バータの構成により、パワーデバイスの定格電圧を小さ
くとれ、インバータ力率０ドライブによりＦＷＤ以外の
パワーデバイスの電流定格も小さくできるため、コスト
的に有利である。
よりＮ個のレベルを持つ電圧を作れるので、ＰＷＭ駆動
と比べてインバータ損失を小さくできる。また、ｆ１、
ｆ２の振幅を従来よりも大きくとれ、かつＮを大きくす
れば、階段状ではあるがより正弦波に近い波形を出せる
ため、高次高調波を軽減できる。さらに、Ｎレベルイン
バータの構成により、パワーデバイスの定格電圧を小さ
くとれ、インバータ力率０ドライブによりＦＷＤ以外の
パワーデバイスの電流定格も小さくできるため、コスト
的に有利である。
【００１２】第３発明によれば、発電電動状態で動作す
る状態が非常に多い同軸回転電機に関して、パワーデバ
イスの容量を小さく、かつコストを低く抑えることがで
きる。これは、力率０でドライブする場合、電圧が高い
（ＶＤＣ側のパワーデバイスがすべてＯＮの）ときは電
流はゼロ近傍であるため、電流容量を低減することがで
きるからである。
る状態が非常に多い同軸回転電機に関して、パワーデバ
イスの容量を小さく、かつコストを低く抑えることがで
きる。これは、力率０でドライブする場合、電圧が高い
（ＶＤＣ側のパワーデバイスがすべてＯＮの）ときは電
流はゼロ近傍であるため、電流容量を低減することがで
きるからである。
【００１３】第４発明によれば、Ｎレベルのスライスレ
ベルを決めて、これと大小比較するだけでよいため、メ
モリ容量、ＣＰＵ能力を増強することなく実現すること
ができ、従来の電流制御系を大幅に変更することなく小
容量の制御ブロックを追加するだけで実現できるため、
従来可能であったトルク制御、弱め界磁制御を当然行う
ことができる。
ベルを決めて、これと大小比較するだけでよいため、メ
モリ容量、ＣＰＵ能力を増強することなく実現すること
ができ、従来の電流制御系を大幅に変更することなく小
容量の制御ブロックを追加するだけで実現できるため、
従来可能であったトルク制御、弱め界磁制御を当然行う
ことができる。
【００１４】第５発明によれば、Ｎ＝３は、本発明の効
果を奏するための必要最小限であり、インバータを構成
するパワーデバイス部品点数が最もすくなく、低コスト
である。
果を奏するための必要最小限であり、インバータを構成
するパワーデバイス部品点数が最もすくなく、低コスト
である。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の回転電機の駆動
方法を用いて駆動することができる回転電機の構成の一
例を示す断面図である。本回転電機１００は、インナー
ロータシャフト９の中心軸線（回転電機の中心軸線でも
ある）Ｃ上に、同心円状に、内側から、インナーロータ
シャフト９に取り付けられたインナーロータ７、ステー
タ１、アウターロータシャフト４に取り付けられたアウ
ターロータ８の順で配置された多重ロータ構造を成し、
アウターロータ８とインナーロータ７との２つのロータ
間に位置するステータ１は、ステータコア２と、ステー
タコア２を軸方向両側から挟み込んで支持するブラケッ
ト５とを具える。ボルト６は、ブラケット５とステータ
コア２に設けられた穴を貫通し、これらの部材を固定す
ることにより、ステータ１を形成している。ステータコ
ア２は、周方向に配置された複数のステータピースに分
割され、各々のステータピースにはコイルが巻装され、
各々のステータピースは、複数枚のステータ鋼板を積層
して形成される。
方法を用いて駆動することができる回転電機の構成の一
例を示す断面図である。本回転電機１００は、インナー
ロータシャフト９の中心軸線（回転電機の中心軸線でも
ある）Ｃ上に、同心円状に、内側から、インナーロータ
シャフト９に取り付けられたインナーロータ７、ステー
タ１、アウターロータシャフト４に取り付けられたアウ
ターロータ８の順で配置された多重ロータ構造を成し、
アウターロータ８とインナーロータ７との２つのロータ
間に位置するステータ１は、ステータコア２と、ステー
タコア２を軸方向両側から挟み込んで支持するブラケッ
ト５とを具える。ボルト６は、ブラケット５とステータ
コア２に設けられた穴を貫通し、これらの部材を固定す
ることにより、ステータ１を形成している。ステータコ
ア２は、周方向に配置された複数のステータピースに分
割され、各々のステータピースにはコイルが巻装され、
各々のステータピースは、複数枚のステータ鋼板を積層
して形成される。
【００１６】従来の駆動方法においては、前記コイルに
は、各ロータの回転数に比例した周波数ｆ１、ｆ２の正
弦波を重ね合わせた複合電流を流す。これにより、各ロ
ータに関する回転磁界が生じ、各ロータは回転する。各
々のロータに関する回転磁界は、他方のロータには影響
しない。
は、各ロータの回転数に比例した周波数ｆ１、ｆ２の正
弦波を重ね合わせた複合電流を流す。これにより、各ロ
ータに関する回転磁界が生じ、各ロータは回転する。各
々のロータに関する回転磁界は、他方のロータには影響
しない。
【００１７】本発明による駆動方法においては、正弦波
の代わりに矩形波を使用する。すなわち、各ロータの回
転数に比例した周波数ｆ１、ｆ２の矩形波を重ね合わせ
た複合電流を前記コイルに流す。
の代わりに矩形波を使用する。すなわち、各ロータの回
転数に比例した周波数ｆ１、ｆ２の矩形波を重ね合わせ
た複合電流を前記コイルに流す。
【００１８】本発明による回転電機の駆動方法の第１実
施例では、５レベル矩形波を用いる。図２の上段は、目
標複合電圧デューティの波形を示すグラフである。縦軸
は規格化電圧を示し、横軸は時間を示す。このグラフに
おける複合波形は、周波数１００［Ｈｚ］と２００［Ｈ
ｚ］を含んでいる。従来の駆動方法では、多相２レベル
インバータによってこの目標複合電圧デューティにＰＷ
Ｍ変調を掛け、ステータコイルに印加する出力電圧を生
成している。図２の下段は、上段の電圧の波形を５レベ
ルの矩形波に変換した波形であり、本発明による駆動方
法においてステータコイルに印加する出力電圧波形であ
る。図３は、図２のそれぞれの波形のＦＦＴ解析結果を
示すグラフである。図３の変換においては、スライスレ
ベルとして０．３及び０．５の２値を用いている。これ
は、ＦＦＴ解析により、高次高調波含有率が小さくなる
ように選んだものである。これらの図からわかるよう
に、振幅０．５のスペクトルが５レベル矩形波とするこ
とで０．５以上を示している。これは、相電圧を多くと
れることを意味している。この例の場合において、複合
電圧デューティの最大電圧が１（＝０．５＋０．５）で
も、５レベル矩形波に変換することによって１．２（＝
０．６４＋０．５６）の複合電圧を出力することができ
る。したがって、モータの駆動範囲が広がる。また、矩
形波では高次高調波が発生しているが、高回転域で使用
する場合、回転電機のＬＣのフィルタ作用により電流は
小さくなり、トルク脈動などの影響は少なくなる。矩形
波のレベル数を大きくすれば、このような高次高調波を
軽減できる。また、ＰＷＭ変調を行わないので高速なス
イッチングを行う必要がないため、インバータの効率が
向上する。
施例では、５レベル矩形波を用いる。図２の上段は、目
標複合電圧デューティの波形を示すグラフである。縦軸
は規格化電圧を示し、横軸は時間を示す。このグラフに
おける複合波形は、周波数１００［Ｈｚ］と２００［Ｈ
ｚ］を含んでいる。従来の駆動方法では、多相２レベル
インバータによってこの目標複合電圧デューティにＰＷ
Ｍ変調を掛け、ステータコイルに印加する出力電圧を生
成している。図２の下段は、上段の電圧の波形を５レベ
ルの矩形波に変換した波形であり、本発明による駆動方
法においてステータコイルに印加する出力電圧波形であ
る。図３は、図２のそれぞれの波形のＦＦＴ解析結果を
示すグラフである。図３の変換においては、スライスレ
ベルとして０．３及び０．５の２値を用いている。これ
は、ＦＦＴ解析により、高次高調波含有率が小さくなる
ように選んだものである。これらの図からわかるよう
に、振幅０．５のスペクトルが５レベル矩形波とするこ
とで０．５以上を示している。これは、相電圧を多くと
れることを意味している。この例の場合において、複合
電圧デューティの最大電圧が１（＝０．５＋０．５）で
も、５レベル矩形波に変換することによって１．２（＝
０．６４＋０．５６）の複合電圧を出力することができ
る。したがって、モータの駆動範囲が広がる。また、矩
形波では高次高調波が発生しているが、高回転域で使用
する場合、回転電機のＬＣのフィルタ作用により電流は
小さくなり、トルク脈動などの影響は少なくなる。矩形
波のレベル数を大きくすれば、このような高次高調波を
軽減できる。また、ＰＷＭ変調を行わないので高速なス
イッチングを行う必要がないため、インバータの効率が
向上する。
【００１９】図４は、図２に示すような５レベル矩形波
を発生する５レベルインバータの１相分を示す回路図で
ある。この５レベルインバータ１相分は、電源電圧ＶＤ
Ｃと、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４及びＣ５と、
ダイオードＤＨＰ、ＤＨＮ、ＤＭＰ、ＤＭＮ、ＤＬＰ及
びＤＬＮと、パワーデバイスＱＰ１、ＱＰ２、ＱＰ３、
ＱＰ４、ＱＮ１、ＱＮ２、ＱＮ３及びＱＮ４と、ゲート
ドライバ２１と、複合電圧指令値生成部２２とを具え
る。
を発生する５レベルインバータの１相分を示す回路図で
ある。この５レベルインバータ１相分は、電源電圧ＶＤ
Ｃと、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４及びＣ５と、
ダイオードＤＨＰ、ＤＨＮ、ＤＭＰ、ＤＭＮ、ＤＬＰ及
びＤＬＮと、パワーデバイスＱＰ１、ＱＰ２、ＱＰ３、
ＱＰ４、ＱＮ１、ＱＮ２、ＱＮ３及びＱＮ４と、ゲート
ドライバ２１と、複合電圧指令値生成部２２とを具え
る。
【００２０】図４に示す５レベルインバータの動作を、
図２を参照して説明する。目標複合電圧デューティをス
ライスレベルによって５レベルに分け、図２の下段５レ
ベル矩形波が１のときＰ側全パワーデバイスをＯＮ、レ
ベル０．５のときＱＰ２、ＱＰ３、ＱＰ４、ＱＮ４をＯ
Ｎ、レベル０のときＱＰ３、ＱＰ４、ＱＮ４、ＱＮ３を
ＯＮ、レベル−０．５のときＱＰ４、ＱＮ４、ＱＮ３、
ＱＮ２をＯＮ、レベル−１のときＮ側全パワーデバイス
をＯＮにし、以後これを繰り返す。
図２を参照して説明する。目標複合電圧デューティをス
ライスレベルによって５レベルに分け、図２の下段５レ
ベル矩形波が１のときＰ側全パワーデバイスをＯＮ、レ
ベル０．５のときＱＰ２、ＱＰ３、ＱＰ４、ＱＮ４をＯ
Ｎ、レベル０のときＱＰ３、ＱＰ４、ＱＮ４、ＱＮ３を
ＯＮ、レベル−０．５のときＱＰ４、ＱＮ４、ＱＮ３、
ＱＮ２をＯＮ、レベル−１のときＮ側全パワーデバイス
をＯＮにし、以後これを繰り返す。
【００２１】本発明による回転電機の駆動方法の第２実
施例では、３レベル矩形波を用いる。図５の上段は、目
標複合電圧デューティの波形を示すグラフである。縦軸
は規格化電圧を示し、横軸は時間を示す。このグラフに
おける複合波形は、周波数１００［Ｈｚ］と２００［Ｈ
ｚ］を含んでいる。図５の下段は、上段の電圧の波形を
５レベルの矩形波に変換した波形であり、本発明による
駆動方法においてステータコイルに印加する出力電圧波
形である。図６は、図５のそれぞれの波形のＦＦＴ解析
結果を示すグラフである。これらの図からわかるよう
に、第１実施例と同様に、振幅０．５のスペクトルが３
レベル矩形波とすることで０．５以上を示している。こ
れは、相電圧を多くとれることを意味している。この例
の場合において、複合電圧デューティの最大電圧が１
（＝０．５＋０．５）でも、３レベル矩形波に変換する
ことによって１．２５（＝０．６０＋０．６５）の複合
電圧を出力することができる。したがって、モータの駆
動範囲が広がる。また、矩形波では高次高調波が発生し
ているが、高回転域で使用する場合、回転電機のＬＣの
フィルタ作用により電流は小さくなり、トルク脈動など
の影響は少なくなる。低周波成分も発生しているが、駆
動パルスの点弧信号を低周波成分が少なくなるように最
適化する等の対策によって、影響を防ぐことができる。
施例では、３レベル矩形波を用いる。図５の上段は、目
標複合電圧デューティの波形を示すグラフである。縦軸
は規格化電圧を示し、横軸は時間を示す。このグラフに
おける複合波形は、周波数１００［Ｈｚ］と２００［Ｈ
ｚ］を含んでいる。図５の下段は、上段の電圧の波形を
５レベルの矩形波に変換した波形であり、本発明による
駆動方法においてステータコイルに印加する出力電圧波
形である。図６は、図５のそれぞれの波形のＦＦＴ解析
結果を示すグラフである。これらの図からわかるよう
に、第１実施例と同様に、振幅０．５のスペクトルが３
レベル矩形波とすることで０．５以上を示している。こ
れは、相電圧を多くとれることを意味している。この例
の場合において、複合電圧デューティの最大電圧が１
（＝０．５＋０．５）でも、３レベル矩形波に変換する
ことによって１．２５（＝０．６０＋０．６５）の複合
電圧を出力することができる。したがって、モータの駆
動範囲が広がる。また、矩形波では高次高調波が発生し
ているが、高回転域で使用する場合、回転電機のＬＣの
フィルタ作用により電流は小さくなり、トルク脈動など
の影響は少なくなる。低周波成分も発生しているが、駆
動パルスの点弧信号を低周波成分が少なくなるように最
適化する等の対策によって、影響を防ぐことができる。
【００２２】図７は、図５に示すような３レベル矩形波
を発生する３レベルインバータの１相分を示す回路図で
ある。この３レベルインバータ１相分は、電源電圧ＶＤ
Ｃと、コンデンサＣ１及びＣ２と、ダイオードＤＭＰ及
びＤＭＮと、パワーデバイスＱＰ１、ＱＰ２、ＱＮ１及
びＱＮ２と、ゲートドライバ３１と、複合電圧指令値生
成部３２とを具える。このように３レベル矩形波を用い
た例は、本発明の効果を奏するための必要最小限の構成
であり、インバータを構成するパワーデバイス部品点数
が最も少なく、低コストで実現可能である。
を発生する３レベルインバータの１相分を示す回路図で
ある。この３レベルインバータ１相分は、電源電圧ＶＤ
Ｃと、コンデンサＣ１及びＣ２と、ダイオードＤＭＰ及
びＤＭＮと、パワーデバイスＱＰ１、ＱＰ２、ＱＮ１及
びＱＮ２と、ゲートドライバ３１と、複合電圧指令値生
成部３２とを具える。このように３レベル矩形波を用い
た例は、本発明の効果を奏するための必要最小限の構成
であり、インバータを構成するパワーデバイス部品点数
が最も少なく、低コストで実現可能である。
【００２３】図７に示す３レベルインバータの動作を、
図５を参照して説明する。目標複合電圧デューティをス
ライスレベルによって３レベルに分け、図５の下段３レ
ベル矩形波が１のときＰ側全パワーデバイスをＯＮ、レ
ベル０のときＱＰ２、ＱＮ２をＯＮ、レベル−１のとき
Ｎ側全パワーデバイスをＯＮにし、以後これを繰り返
す。
図５を参照して説明する。目標複合電圧デューティをス
ライスレベルによって３レベルに分け、図５の下段３レ
ベル矩形波が１のときＰ側全パワーデバイスをＯＮ、レ
ベル０のときＱＰ２、ＱＮ２をＯＮ、レベル−１のとき
Ｎ側全パワーデバイスをＯＮにし、以後これを繰り返
す。
【００２４】図８は、上述したような複合電圧指令値生
成部（図４における２２、図７における３２）の構成の
一例を示すブロック図である。複合電圧指令値生成部
は、ベクトル制御系４２と、変換部４３とを含む。本例
において、１２相（２ロータを同軸に配する回転電機に
おいて、インナー２極対、アウター３極対）の６相駆動
を行うことを前提としている。相電流４相分と、目標電
流ベクトル２つと、インナーロータ及びアウターロータ
の位置と、ＤＣ電圧とをベクトル制御系４２に入力し、
目標電流を実現すべく目標複合電圧デューディの６相分
を演算する。この目標複合電圧デューティは、各ロータ
に関する周波数を持つ２つの正弦波の和である。この部
分は、従来の制御と同様なので、さらに詳細には説明し
ない。目標複合電圧デューティと、インナーロータ及び
アウターロータの位置とを、変換部４３に入力して、最
終的にＮレベルの矩形波を生成する。この矩形波信号を
ゲートドライバへ導く。
成部（図４における２２、図７における３２）の構成の
一例を示すブロック図である。複合電圧指令値生成部
は、ベクトル制御系４２と、変換部４３とを含む。本例
において、１２相（２ロータを同軸に配する回転電機に
おいて、インナー２極対、アウター３極対）の６相駆動
を行うことを前提としている。相電流４相分と、目標電
流ベクトル２つと、インナーロータ及びアウターロータ
の位置と、ＤＣ電圧とをベクトル制御系４２に入力し、
目標電流を実現すべく目標複合電圧デューディの６相分
を演算する。この目標複合電圧デューティは、各ロータ
に関する周波数を持つ２つの正弦波の和である。この部
分は、従来の制御と同様なので、さらに詳細には説明し
ない。目標複合電圧デューティと、インナーロータ及び
アウターロータの位置とを、変換部４３に入力して、最
終的にＮレベルの矩形波を生成する。この矩形波信号を
ゲートドライバへ導く。
【００２５】図９は、図８に示す変換部の詳細を示すブ
ロック図である。本例の変換部は、図７に示すような３
レベルインバータ用である。この変換部は、比較器５
１、５２及び５３と、ＯＲゲート５４及び５５とを具え
る。比較器５１、５２及び５３は、目標複合電圧デュー
ティを受け、スライスレベル値の比較を行うことで４個
のパワーデバイスの駆動信号を生成する。ここで、目標
複合電圧デューティが、図５の上段に示すような波形な
らば、スライスレベルを０．５とする。目標電圧デュー
ティ＞スライスレベルの場合、比較器５１がオンとな
り、ＱＰ１ゲート信号及びＱＰ２ゲート信号を出力す
る。−（スライスレベル）≦目標電圧デューティ≦スラ
イスレベルの場合、比較器５２がオンとなり、ＱＰ２ゲ
ート信号及びＱＮ２ゲート信号を出力する。目標電圧デ
ューティ＜−（スライスレベル）の場合、比較器５３が
オンとなり、ＱＮ２ゲート信号及びＱＮ１ゲート信号を
出力する。このような構成をとることにより、Ｎレベル
のスライスレベルを決めてこれと大小比較するだけなの
で、ロジックがきわめて簡単になる。
ロック図である。本例の変換部は、図７に示すような３
レベルインバータ用である。この変換部は、比較器５
１、５２及び５３と、ＯＲゲート５４及び５５とを具え
る。比較器５１、５２及び５３は、目標複合電圧デュー
ティを受け、スライスレベル値の比較を行うことで４個
のパワーデバイスの駆動信号を生成する。ここで、目標
複合電圧デューティが、図５の上段に示すような波形な
らば、スライスレベルを０．５とする。目標電圧デュー
ティ＞スライスレベルの場合、比較器５１がオンとな
り、ＱＰ１ゲート信号及びＱＰ２ゲート信号を出力す
る。−（スライスレベル）≦目標電圧デューティ≦スラ
イスレベルの場合、比較器５２がオンとなり、ＱＰ２ゲ
ート信号及びＱＮ２ゲート信号を出力する。目標電圧デ
ューティ＜−（スライスレベル）の場合、比較器５３が
オンとなり、ＱＮ２ゲート信号及びＱＮ１ゲート信号を
出力する。このような構成をとることにより、Ｎレベル
のスライスレベルを決めてこれと大小比較するだけなの
で、ロジックがきわめて簡単になる。
【図１】 本発明の回転電機の駆動方法を用いて駆動す
ることができる回転電機の構成の一例を示す断面図であ
る。
ることができる回転電機の構成の一例を示す断面図であ
る。
【図２】 目標複合電圧デューティの波形とこれを５レ
ベルの矩形波に変換した波形を示すグラフである。
ベルの矩形波に変換した波形を示すグラフである。
【図３】 図２のそれぞれの波形のＦＦＴ解析結果を示
すグラフである。
すグラフである。
【図４】 ５レベル矩形波を発生する５レベルインバー
タの１相分を示す回路図である。
タの１相分を示す回路図である。
【図５】 目標複合電圧デューティの波形とこれを３レ
ベルの矩形波に変換した波形を示すグラフである。
ベルの矩形波に変換した波形を示すグラフである。
【図６】 図５のそれぞれの波形のＦＦＴ解析結果を示
すグラフである。
すグラフである。
【図７】 ３レベル矩形波を発生する３レベルインバー
タの１相分を示す回路図である。
タの１相分を示す回路図である。
【図８】 複合電圧指令値生成部の構成の一例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図９】 変換部の詳細を示すブロック図である。
１ ステータ
２ ステータコア
４ アウターロータシャフト
５ ブラケット
６ ボルト
７ インナーロータ
８ アウターロータ
９ インナーロータシャフト
２１、３１ ゲートドライバ
２２、３２ 複合電圧指令値生成部
４２ ベクトル制御系
４３ 変換部
５１、５２、５３ 比較器
５４、５５ ＯＲゲート
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５ コンデンサ
ＤＨＰ、ＤＨＮ、ＤＭＰ、ＤＭＮ、ＤＬＰ、ＤＬＮ ダ
イオード ＱＰ１、ＱＰ２、ＱＰ３、ＱＰ４、ＱＮ１、ＱＮ２、Ｑ
Ｎ３、ＱＮ４ パワーデバイス ＶＤＣ 電源電圧
イオード ＱＰ１、ＱＰ２、ＱＰ３、ＱＰ４、ＱＮ１、ＱＮ２、Ｑ
Ｎ３、ＱＮ４ パワーデバイス ＶＤＣ 電源電圧
─────────────────────────────────────────────────────
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Ｆターム(参考） 5H572 BB02 BB03 BB04 CC01 DD05
EE04 GG01 HB08 HB09 HC08
HC10 KK05 LL32
5H576 BB02 CC01 DD02 DD07 EE01
EE11 EE18 GG01 HB02 JJ03
KK06 LL41
Claims (5)
- 【請求項１】 複合電流で駆動される複数のロータを有
する回転電機の駆動方法において、ステータコイルに印
加される電圧は、前記複数のロータの回転数に比例した
周波数を含む矩形波が重ねあわされていることを特徴と
する回転電機の駆動方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の回転電機の駆動方法に
おいて、前記ステータコイルに印加される電圧は、駆動
ＤＣ電圧Ｖ［Ｖ］に対して、Ｖ／２［Ｖ］を０［Ｖ］と
するとＮを３以上の奇数として±Ｖ／（Ｎ−１）
［Ｖ］、±Ｖ／（Ｎ−３）［Ｖ］、、、±Ｖ／２［Ｖ］
及び０［Ｖ］のＮレベルの電位を持ち、これに応じて電
源も２×Ｎ−１個のパワーデバイスで構成されたＮレベ
ルインバータであることを特徴とする駆動方法。 - 【請求項３】 請求項２に記載の回転電機の駆動方法に
おいて、前記２×Ｎ−１個のパワーデバイスの容量を給
電点からＰ側又はＮ側アームに向けて小さくすることを
特徴とする回転電機の駆動方法。 - 【請求項４】 請求項２又は３に記載の回転電機の駆動
方法において、前記変換手段が、複合電流を給電する正
規化された複合電圧（信号）に対してＮレベルならばＮ
−１個のスライスレベルを定め、各スライスレベルに応
じて変換を行い、前記パワーデバイスの駆動パルスとす
ることを特徴とする回転電機の駆動方法。 - 【請求項５】 請求項２、３又は４に記載の回転電機の
駆動方法において、Ｎ＝３であることを特徴とする回転
電機の駆動方法。
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| US7466053B1 (en) * | 2008-04-10 | 2008-12-16 | Vladimir Radev | Dual-rotor electric traction motor |
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| JP6102297B2 (ja) * | 2013-02-06 | 2017-03-29 | 富士電機株式会社 | 半導体装置 |
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| RU175549U1 (ru) * | 2017-04-26 | 2017-12-08 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Уфимский государственный авиационный технический университет" | Высокооборотный электромеханический преобразователь энергии |
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| JP3229897B2 (ja) * | 1992-04-13 | 2001-11-19 | 三菱電機株式会社 | ３レベル３相インバータ装置 |
| JPH07115728A (ja) | 1992-08-28 | 1995-05-02 | Tai-Her Yang | 複数の独立直流電源による多段階複電圧出力回路 |
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- 2002-04-01 JP JP2002098796A patent/JP3757890B2/ja not_active Expired - Fee Related
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2003
- 2003-03-28 US US10/400,497 patent/US6867560B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-04-01 EP EP03007359A patent/EP1351374A3/en not_active Withdrawn
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