JP2003283299A - 低域通過フィルタ - Google Patents
低域通過フィルタInfo
- Publication number
- JP2003283299A JP2003283299A JP2002340528A JP2002340528A JP2003283299A JP 2003283299 A JP2003283299 A JP 2003283299A JP 2002340528 A JP2002340528 A JP 2002340528A JP 2002340528 A JP2002340528 A JP 2002340528A JP 2003283299 A JP2003283299 A JP 2003283299A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- low
- pass filter
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C27/00—Electric analogue stores, e.g. for storing instantaneous values
- G11C27/02—Sample-and-hold arrangements
- G11C27/024—Sample-and-hold arrangements using a capacitive memory element
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高周波成分の減衰率の高い低域通過フィルタ
を提供する。 【解決手段】 低域通過フィルタ７００は差分演算回路
２と電圧電流変換回路３とコンデンサＣ１とを備える。
電圧電流変換回路３とコンデンサＣ１とでフィルタ回路
を構成するため、低域通過フィルタ７００は高周波成分
を除去できる。また、差分演算回路２はアナログ信号φ
Ａと出力信号φＢの差分値として差分信号φＣを出力す
る。よって、差分演算回路２により、必要な周波数帯域
を減衰させることはない。また、差分演算回路２により
ＬＰＦ７００から出力される出力信号φＢの位相レベル
をほぼアナログ信号φＡと同じにすることができる。
を提供する。 【解決手段】 低域通過フィルタ７００は差分演算回路
２と電圧電流変換回路３とコンデンサＣ１とを備える。
電圧電流変換回路３とコンデンサＣ１とでフィルタ回路
を構成するため、低域通過フィルタ７００は高周波成分
を除去できる。また、差分演算回路２はアナログ信号φ
Ａと出力信号φＢの差分値として差分信号φＣを出力す
る。よって、差分演算回路２により、必要な周波数帯域
を減衰させることはない。また、差分演算回路２により
ＬＰＦ７００から出力される出力信号φＢの位相レベル
をほぼアナログ信号φＡと同じにすることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、低域通過フィルタ
に関し、さらに詳しくは、オーディオ装置における低域
通過フィルタに関する。
に関し、さらに詳しくは、オーディオ装置における低域
通過フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、オーディオ装置に入力されたデジ
タル信号は、オーディオ装置内のデジタル−アナログ変
換回路（Digital Analog Converter：以下ＤＡＣと称す
る）によりアナログ信号に変換される。変換されたアナ
ログ信号はさらに、オーディオ装置内の低域通過フィル
タ（Low Pass Filter：以下、ＬＰＦと称する）により
高周波成分を減衰され、その後オーディオ装置から出力
される。
タル信号は、オーディオ装置内のデジタル−アナログ変
換回路（Digital Analog Converter：以下ＤＡＣと称す
る）によりアナログ信号に変換される。変換されたアナ
ログ信号はさらに、オーディオ装置内の低域通過フィル
タ（Low Pass Filter：以下、ＬＰＦと称する）により
高周波成分を減衰され、その後オーディオ装置から出力
される。
【０００３】図１７は従来のオーディオ装置におけるＬ
ＰＦの構成を示す回路図である。
ＰＦの構成を示す回路図である。
【０００４】図１７を参照して、ＬＰＦ２００は、抵抗
素子Ｒ２０１，Ｒ２０２と、コンデンサＣ２０１，Ｃ２
０２と、オペアンプＯＰ２０１とを備える。抵抗素子Ｒ
２０１とＲ２０２とは直列に接続され、抵抗素子Ｒ２０
２の一端はオペアンプＯＰ２０１の非反転入力端子と接
続される。抵抗素子Ｒ２０２と接続されていない抵抗素
子Ｒ２０１の一端からはアナログ信号が入力される。コ
ンデンサＣ２０１の一端は抵抗素子Ｒ２０１及びＲ２０
２の間に接続され、その他端はオペアンプＯＰ２０１の
出力端子と接続される。コンデンサＣ２０２の一端はオ
ペアンプＯＰ２０１の非反転入力端子と接続され、その
他端は接地電位ノード２０１に接続される。オペアンプ
ＯＰ２０１の反転入力端子はその出力端子と接続され
る。
素子Ｒ２０１，Ｒ２０２と、コンデンサＣ２０１，Ｃ２
０２と、オペアンプＯＰ２０１とを備える。抵抗素子Ｒ
２０１とＲ２０２とは直列に接続され、抵抗素子Ｒ２０
２の一端はオペアンプＯＰ２０１の非反転入力端子と接
続される。抵抗素子Ｒ２０２と接続されていない抵抗素
子Ｒ２０１の一端からはアナログ信号が入力される。コ
ンデンサＣ２０１の一端は抵抗素子Ｒ２０１及びＲ２０
２の間に接続され、その他端はオペアンプＯＰ２０１の
出力端子と接続される。コンデンサＣ２０２の一端はオ
ペアンプＯＰ２０１の非反転入力端子と接続され、その
他端は接地電位ノード２０１に接続される。オペアンプ
ＯＰ２０１の反転入力端子はその出力端子と接続され
る。
【０００５】オーディオ装置から出力されるアナログ信
号の音質を向上させるためには、ＬＰＦがアナログ信号
の高周波成分を十分に除去する必要がある。なぜなら高
周波成分は音質劣化の原因となるからである。
号の音質を向上させるためには、ＬＰＦがアナログ信号
の高周波成分を十分に除去する必要がある。なぜなら高
周波成分は音質劣化の原因となるからである。
【０００６】図１８はＬＰＦ２００から出力されたアナ
ログ信号の波形図である。図１８に示すように、ＬＰＦ
２００はアナログ信号から高周波成分を除去しきれな
い。
ログ信号の波形図である。図１８に示すように、ＬＰＦ
２００はアナログ信号から高周波成分を除去しきれな
い。
【０００７】さらなる音質向上のため、音質劣化の原因
となる高周波成分をさらに除去する必要がある。
となる高周波成分をさらに除去する必要がある。
【０００８】音質向上を目的とした発明として特許文献
１の発明がある。特許文献１の発明では出力信号の波形
をなめらかにすることで音質の向上が図られている。
１の発明がある。特許文献１の発明では出力信号の波形
をなめらかにすることで音質の向上が図られている。
【０００９】しかしながら、特許文献１の発明では、未
だ高周波成分を十分に除去することができない。従って
音質劣化の原因となる高周波成分をさらに除去する必要
がある。
だ高周波成分を十分に除去することができない。従って
音質劣化の原因となる高周波成分をさらに除去する必要
がある。
【００１０】
【特許文献１】特許３１３４４０３号公報
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、高周
波成分の除去能力を高めたＬＰＦを提供することであ
る。
波成分の除去能力を高めたＬＰＦを提供することであ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明による低域通過フ
ィルタは、入力信号の高周波成分を減衰させてその低周
波成分を出力信号として出力する低域通過フィルタであ
って、差分演算手段と、電圧電流変換手段と、容量手段
とを含む。差分演算手段は入力信号から出力信号を減算
して差分信号を出力する。電圧電流変換手段は差分演算
手段から出力される電圧を電流に変換する。容量手段は
電圧電流変換手段から出力される電流を受けて電荷を蓄
積することにより出力信号を生成する。
ィルタは、入力信号の高周波成分を減衰させてその低周
波成分を出力信号として出力する低域通過フィルタであ
って、差分演算手段と、電圧電流変換手段と、容量手段
とを含む。差分演算手段は入力信号から出力信号を減算
して差分信号を出力する。電圧電流変換手段は差分演算
手段から出力される電圧を電流に変換する。容量手段は
電圧電流変換手段から出力される電流を受けて電荷を蓄
積することにより出力信号を生成する。
【００１２】本発明による低域通過フィルタは電流電圧
変換手段と容量手段とによりフィルタ回路を形成するた
め、高周波成分を大きく減衰させることができる。さら
に、差分演算手段は、入力信号と出力信号との差分を演
算し、それを随時出力信号に加算していくため、必要な
周波数成分が除去されない。その結果、優れた音質を確
保できる。
変換手段と容量手段とによりフィルタ回路を形成するた
め、高周波成分を大きく減衰させることができる。さら
に、差分演算手段は、入力信号と出力信号との差分を演
算し、それを随時出力信号に加算していくため、必要な
周波数成分が除去されない。その結果、優れた音質を確
保できる。
【００１３】本発明による低域通過フィルタは、入力信
号の高周波成分を減衰させてその低周波成分を出力信号
として出力する低域通過フィルタであって、差分演算手
段と、第１のフィルタ手段と、電圧電流変換手段と、容
量手段とを含む。差分演算手段は入力信号から出力信号
を減算して差分信号を出力する。第１のフィルタ手段は
差分演算手段から出力される差分信号の高周波成分を減
衰させてその低周波成分を出力する。電圧電流変換手段
は第１のフィルタ手段から出力される電圧を電流に変換
する。容量手段は電圧電流変換手段から出力される電流
を受けて電荷を蓄積することにより出力信号を生成す
る。
号の高周波成分を減衰させてその低周波成分を出力信号
として出力する低域通過フィルタであって、差分演算手
段と、第１のフィルタ手段と、電圧電流変換手段と、容
量手段とを含む。差分演算手段は入力信号から出力信号
を減算して差分信号を出力する。第１のフィルタ手段は
差分演算手段から出力される差分信号の高周波成分を減
衰させてその低周波成分を出力する。電圧電流変換手段
は第１のフィルタ手段から出力される電圧を電流に変換
する。容量手段は電圧電流変換手段から出力される電流
を受けて電荷を蓄積することにより出力信号を生成す
る。
【００１４】本発明の低域通過フィルタは差分演算手段
の後にフィルタ手段を備えるため、さらに高周波成分の
除去能力を高めることができる。さらに、必要な周波数
帯域が減衰されることもない。なぜなら、クオリティフ
ァクタを上げることができ、周波数特性の通過域でのゲ
インの減衰を抑制できるからである。
の後にフィルタ手段を備えるため、さらに高周波成分の
除去能力を高めることができる。さらに、必要な周波数
帯域が減衰されることもない。なぜなら、クオリティフ
ァクタを上げることができ、周波数特性の通過域でのゲ
インの減衰を抑制できるからである。
【００１５】好ましくは、低域通過フィルタはさらに第
２のフィルタ手段を備える。第２のフィルタ手段は入力
信号の高周波成分を減衰させてその低周波成分を出力す
る。差分演算手段は第２のフィルタ手段から出力される
入力信号の低周波成分から出力信号を減算して差分信号
を出力する。
２のフィルタ手段を備える。第２のフィルタ手段は入力
信号の高周波成分を減衰させてその低周波成分を出力す
る。差分演算手段は第２のフィルタ手段から出力される
入力信号の低周波成分から出力信号を減算して差分信号
を出力する。
【００１６】これにより低域通過フィルタはさらに高周
波成分の除去能力を高めることができる。なぜならフィ
ルタの次数を上げ、スロープ特性を急峻にすることがで
きるからである。
波成分の除去能力を高めることができる。なぜならフィ
ルタの次数を上げ、スロープ特性を急峻にすることがで
きるからである。
【００１７】本発明による低域通過フィルタは、入力信
号の高周波成分を減衰させてその低周波成分を出力信号
として出力する低域通過フィルタであって、差分演算手
段と、サンプルホールド手段と、電圧電流変換手段と、
容量手段とを備える。差分演算手段は入力信号から出力
信号を減算して差分信号を出力する。サンプルホールド
手段は差分演算手段から出力される差分信号をサンプリ
ングしかつホールドする。電圧電流変換手段はサンプル
ホールド手段から出力される電圧を電流に変換する。容
量手段は電圧電流変換手段から出力される電流を受けて
電荷を蓄積することにより出力信号を生成する。
号の高周波成分を減衰させてその低周波成分を出力信号
として出力する低域通過フィルタであって、差分演算手
段と、サンプルホールド手段と、電圧電流変換手段と、
容量手段とを備える。差分演算手段は入力信号から出力
信号を減算して差分信号を出力する。サンプルホールド
手段は差分演算手段から出力される差分信号をサンプリ
ングしかつホールドする。電圧電流変換手段はサンプル
ホールド手段から出力される電圧を電流に変換する。容
量手段は電圧電流変換手段から出力される電流を受けて
電荷を蓄積することにより出力信号を生成する。
【００１８】この発明の低域通過フィルタはサンプルホ
ールド手段によりノイズとなる高周波成分を十分に除去
できる。その結果、高周波成分を十分に除去でき、スロ
ープ特性をより急峻とすることができる。
ールド手段によりノイズとなる高周波成分を十分に除去
できる。その結果、高周波成分を十分に除去でき、スロ
ープ特性をより急峻とすることができる。
【００１９】好ましくは、サンプルホールド手段は複数
のサンプルホールド回路と、切換回路とを含む。複数の
サンプルホールド回路は互いに異なるタイミングで差分
信号をサンプリングしかつホールドする。切換回路は複
数のサンプルホールド回路の出力を順に切り換える。
のサンプルホールド回路と、切換回路とを含む。複数の
サンプルホールド回路は互いに異なるタイミングで差分
信号をサンプリングしかつホールドする。切換回路は複
数のサンプルホールド回路の出力を順に切り換える。
【００２０】これにより、複数のサンプルホールド回路
のうちの１つのサンプルホールド回路がサンプリング指
示を受けている間、他の複数のサンプルホールド回路は
サンプリング指示を受けない。その結果、サンプリング
指示の周期を短くしても、複数のサンプルホールド回路
でサンプリングが可能となるため、サンプリングの精度
が向上する。サンプリングの誤差を抑制してよりサンプ
リング周期を短くできるため、出力波形をなめらかにで
きる。
のうちの１つのサンプルホールド回路がサンプリング指
示を受けている間、他の複数のサンプルホールド回路は
サンプリング指示を受けない。その結果、サンプリング
指示の周期を短くしても、複数のサンプルホールド回路
でサンプリングが可能となるため、サンプリングの精度
が向上する。サンプリングの誤差を抑制してよりサンプ
リング周期を短くできるため、出力波形をなめらかにで
きる。
【００２１】本発明による低域通過フィルタは第１の低
域通過フィルタ手段と、第２の低域通過フィルタ手段と
を備える。第１の低域通過フィルタ手段は入力信号の高
周波成分を減衰させてその低周波成分を出力する。第２
の低域通過フィルタ手段は第１の低域通過フィルタ手段
の出力信号の高周波成分を減衰させてその低周波成分を
出力する。第１の低域通過フィルタ手段は第１の差分演
算手段と、サンプルホールド手段と、第１の電圧電流変
換手段と、第１の容量手段とを含む。第１の差分演算手
段は入力信号から第１の低域通過フィルタ手段の出力信
号を減算して差分信号を出力する。サンプルホールド手
段は第１の差分演算手段から出力される差分信号をサン
プリングしかつホールドする。第１の電圧電流変換手段
はサンプルホールド手段から出力される電圧を電流に変
換する。第１の容量手段は第１の電圧電流変換手段から
出力される電流を受けて電荷を蓄積することにより前記
第１の低域通過フィルタ手段の出力信号を生成する。第
２の低域通過フィルタ手段は、第２の差分演算手段と、
第２の電圧電流変換手段と、第２の容量手段とを含む。
第２の差分演算手段は第１の低域通過フィルタ手段の出
力信号から第２の低域通過フィルタ手段の出力信号を減
算して差分信号を出力する。第２の電圧電流変換手段は
第２の差分演算手段から出力される電圧を電流に変換す
る。第２の容量手段は電圧電流変換手段から出力される
電流を受けて電荷を蓄積することにより第２の低域通過
フィルタ手段の出力信号を生成する。
域通過フィルタ手段と、第２の低域通過フィルタ手段と
を備える。第１の低域通過フィルタ手段は入力信号の高
周波成分を減衰させてその低周波成分を出力する。第２
の低域通過フィルタ手段は第１の低域通過フィルタ手段
の出力信号の高周波成分を減衰させてその低周波成分を
出力する。第１の低域通過フィルタ手段は第１の差分演
算手段と、サンプルホールド手段と、第１の電圧電流変
換手段と、第１の容量手段とを含む。第１の差分演算手
段は入力信号から第１の低域通過フィルタ手段の出力信
号を減算して差分信号を出力する。サンプルホールド手
段は第１の差分演算手段から出力される差分信号をサン
プリングしかつホールドする。第１の電圧電流変換手段
はサンプルホールド手段から出力される電圧を電流に変
換する。第１の容量手段は第１の電圧電流変換手段から
出力される電流を受けて電荷を蓄積することにより前記
第１の低域通過フィルタ手段の出力信号を生成する。第
２の低域通過フィルタ手段は、第２の差分演算手段と、
第２の電圧電流変換手段と、第２の容量手段とを含む。
第２の差分演算手段は第１の低域通過フィルタ手段の出
力信号から第２の低域通過フィルタ手段の出力信号を減
算して差分信号を出力する。第２の電圧電流変換手段は
第２の差分演算手段から出力される電圧を電流に変換す
る。第２の容量手段は電圧電流変換手段から出力される
電流を受けて電荷を蓄積することにより第２の低域通過
フィルタ手段の出力信号を生成する。
【００２２】この発明の低域通過フィルタは２つの低域
通過フィルタ手段を備える。よって、第１の低域通過フ
ィルタ手段の出力信号はさらに第２の低域通過フィルタ
手段で高周波成分が除去される。第１の低域通過フィル
タ手段の出力信号はさらに、第２の低域通過フィルタ手
段により出力信号の波形をなめらかにすることができ
る。
通過フィルタ手段を備える。よって、第１の低域通過フ
ィルタ手段の出力信号はさらに第２の低域通過フィルタ
手段で高周波成分が除去される。第１の低域通過フィル
タ手段の出力信号はさらに、第２の低域通過フィルタ手
段により出力信号の波形をなめらかにすることができ
る。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して詳しく説明する。図中同一又は相当部分には
同一符号を付してその説明を援用する。
を参照して詳しく説明する。図中同一又は相当部分には
同一符号を付してその説明を援用する。
【００２４】図１は本発明の実施の形態におけるＬＰＦ
の構成を示す機能ブロック図である。
の構成を示す機能ブロック図である。
【００２５】図１を参照して、ＬＰＦ７００は、差分演
算回路２と、電圧電流変換回路３と、コンデンサＣ１と
を備える。
算回路２と、電圧電流変換回路３と、コンデンサＣ１と
を備える。
【００２６】ＤＡＣ７は外部から入力されるデジタル信
号を受けて、アナログ信号φＡを出力する。差分演算回
路２はＤＡＣ７から出力されるアナログ信号φＡと出力
ノードＮ１から帰還される出力信号φＢとの差分値を求
める。すなわち、差分演算回路２はアナログ信号φＡか
ら出力信号φＢを減算し、差分信号φＣを出力する。
号を受けて、アナログ信号φＡを出力する。差分演算回
路２はＤＡＣ７から出力されるアナログ信号φＡと出力
ノードＮ１から帰還される出力信号φＢとの差分値を求
める。すなわち、差分演算回路２はアナログ信号φＡか
ら出力信号φＢを減算し、差分信号φＣを出力する。
【００２７】電圧電流変換回路３は差分演算回路２の出
力信号を受け、その電圧値を電流値に変換する。
力信号を受け、その電圧値を電流値に変換する。
【００２８】図２は電圧電流変換回路の代表的な回路図
である。図２を参照して、電圧電流変換回路３は、抵抗
素子Ｒ３１〜Ｒ３６と、オペアンプＯＰ３１とを備え
る。抵抗素子Ｒ３１の一端はオペアンプＯＰ３１の反転
入力端子に接続され、その他端は差分演算回路２の出力
信号を受ける。抵抗素子Ｒ３２の一端はオペアンプＯＰ
３１の反転入力端子と接続され、他端は抵抗素子Ｒ３３
と接続される。抵抗素子Ｒ３３の他端はオペアンプＯＰ
３１の出力端子と接続される。抵抗素子Ｒ３４の一端は
オペアンプＯＰ３１の出力端子と接続され、その他端は
抵抗素子Ｒ３５と接続される。抵抗素子Ｒ３５の他端は
オペアンプＯＰ３１の非反転入力端子に入力される。抵
抗素子Ｒ３６の一端はオペアンプＯＰ３１の非反転入力
端子に接続され、その他端は接地電位ノード２０１に接
続される。
である。図２を参照して、電圧電流変換回路３は、抵抗
素子Ｒ３１〜Ｒ３６と、オペアンプＯＰ３１とを備え
る。抵抗素子Ｒ３１の一端はオペアンプＯＰ３１の反転
入力端子に接続され、その他端は差分演算回路２の出力
信号を受ける。抵抗素子Ｒ３２の一端はオペアンプＯＰ
３１の反転入力端子と接続され、他端は抵抗素子Ｒ３３
と接続される。抵抗素子Ｒ３３の他端はオペアンプＯＰ
３１の出力端子と接続される。抵抗素子Ｒ３４の一端は
オペアンプＯＰ３１の出力端子と接続され、その他端は
抵抗素子Ｒ３５と接続される。抵抗素子Ｒ３５の他端は
オペアンプＯＰ３１の非反転入力端子に入力される。抵
抗素子Ｒ３６の一端はオペアンプＯＰ３１の非反転入力
端子に接続され、その他端は接地電位ノード２０１に接
続される。
【００２９】図２に示した電圧電流変換回路３は正帰還
によって等価的に出力抵抗を高くした定電流回路であ
る。
によって等価的に出力抵抗を高くした定電流回路であ
る。
【００３０】図１に戻って、コンデンサＣ１の一端は電
圧電流変換回路３とノードＮ１で接続され、その他端は
接地電位ノード２０１に接続される。コンデンサＣ１は
電圧電流変換回路３から出力された電流により充電又は
放電される。電圧電流変換回路３とコンデンサＣ１とは
フィルタ回路４を構成する。フィルタ回路４は出力ノー
ドＮ１から出力信号φＢを出力する。
圧電流変換回路３とノードＮ１で接続され、その他端は
接地電位ノード２０１に接続される。コンデンサＣ１は
電圧電流変換回路３から出力された電流により充電又は
放電される。電圧電流変換回路３とコンデンサＣ１とは
フィルタ回路４を構成する。フィルタ回路４は出力ノー
ドＮ１から出力信号φＢを出力する。
【００３１】以上の回路構成を有するＬＰＦ７００の動
作について説明する。
作について説明する。
【００３２】図３はＬＰＦ７００の動作を説明するため
の波形図である。
の波形図である。
【００３３】図３を参照して、縦軸は電圧Ｖを示し、横
軸は時刻ｔを示す。アナログ信号φＡにはノイズとなる
高周波成分が含まれる。一方、出力信号φＢはフィルタ
回路４により、高周波成分が除去されている。
軸は時刻ｔを示す。アナログ信号φＡにはノイズとなる
高周波成分が含まれる。一方、出力信号φＢはフィルタ
回路４により、高周波成分が除去されている。
【００３４】差分信号φＣは式（１）で表されるとお
り、アナログ信号φＡと出力信号φＢとの差分であるた
め、ノイズとなる高周波成分を含む。
り、アナログ信号φＡと出力信号φＢとの差分であるた
め、ノイズとなる高周波成分を含む。
【００３５】φＣ＝φＡ−φＢ （１）
時刻ｔ１において、差分演算回路２は電圧値０の差分信
号φＣを出力する。時刻ｔ１〜時刻ｔ２において式
（１）により差分信号φＣは時刻ｔ１'を極小値とした
負の関数となる。よって、時刻ｔ１〜時刻ｔ２におい
て、コンデンサＣ１は放電される。その結果、出力信号
φＢは下降する。一方、時刻ｔ２〜時刻ｔ３において、
式（１）により差分信号φＣは時刻ｔ２'を極大値とし
た正の関数となる。よって、時刻ｔ２〜時刻ｔ３におい
て、コンデンサＣ１は充電される。その結果、出力信号
φＢは上昇する。時刻ｔ３以降の差分信号φＣ及び出力
信号φＢの動作は時刻ｔ１〜時刻ｔ３までの動作と同じ
であるため、その説明は繰り返さない。
号φＣを出力する。時刻ｔ１〜時刻ｔ２において式
（１）により差分信号φＣは時刻ｔ１'を極小値とした
負の関数となる。よって、時刻ｔ１〜時刻ｔ２におい
て、コンデンサＣ１は放電される。その結果、出力信号
φＢは下降する。一方、時刻ｔ２〜時刻ｔ３において、
式（１）により差分信号φＣは時刻ｔ２'を極大値とし
た正の関数となる。よって、時刻ｔ２〜時刻ｔ３におい
て、コンデンサＣ１は充電される。その結果、出力信号
φＢは上昇する。時刻ｔ３以降の差分信号φＣ及び出力
信号φＢの動作は時刻ｔ１〜時刻ｔ３までの動作と同じ
であるため、その説明は繰り返さない。
【００３６】以上の動作により、差分演算回路２は、Ｌ
ＰＦ７００から出力される出力信号φＢの位相及びレベ
ル（振幅）をほぼアナログ信号φＡと同じとすることが
できる。ＬＰＦ７００が差分演算回路２を持たない場合
は、コンデンサＣ１の電圧が電圧電流変換回路３内のオ
ペアンプＯＰ３１の電源電圧に飽和する。その結果、Ｌ
ＰＦは正常な回路動作を行わない。その結果、差分演算
回路２を持たないＬＰＦでは、アナログ信号とは位相及
びレベルの異なる出力信号が出力されてしまう。
ＰＦ７００から出力される出力信号φＢの位相及びレベ
ル（振幅）をほぼアナログ信号φＡと同じとすることが
できる。ＬＰＦ７００が差分演算回路２を持たない場合
は、コンデンサＣ１の電圧が電圧電流変換回路３内のオ
ペアンプＯＰ３１の電源電圧に飽和する。その結果、Ｌ
ＰＦは正常な回路動作を行わない。その結果、差分演算
回路２を持たないＬＰＦでは、アナログ信号とは位相及
びレベルの異なる出力信号が出力されてしまう。
【００３７】よって、ＬＰＦ７００は、差分演算回路２
によりアナログ信号と出力信号との差分値を算出するこ
とで、必要な周波数帯域を減衰させることがない。
によりアナログ信号と出力信号との差分値を算出するこ
とで、必要な周波数帯域を減衰させることがない。
【００３８】さらに、ＬＰＦ７００は、差分演算回路２
と出力ノードＮ１との間にフィルタ回路４とを備える。
また、電圧電流変換回路３は高抵抗であるため、フィル
タ回路４の時定数は大きい。その結果、出力信号φＢか
ら高周波成分を十分に除去できる。
と出力ノードＮ１との間にフィルタ回路４とを備える。
また、電圧電流変換回路３は高抵抗であるため、フィル
タ回路４の時定数は大きい。その結果、出力信号φＢか
ら高周波成分を十分に除去できる。
【００３９】図４はこの発明のさらに他の実施の形態に
よるＬＰＦの構成を示すブロック図である。
よるＬＰＦの構成を示すブロック図である。
【００４０】図４を参照して、ＬＰＦ４００はＬＰＦ７
００と比較してサンプルホールド回路８及び制御回路２
０をさらに備える。制御回路２０はサンプルホールド回
路８を制御するためのサンプリング信号φＳを出力す
る。その他の回路構成についてはＬＰＦ７００と同じで
あるため、その説明は繰り返さない。
００と比較してサンプルホールド回路８及び制御回路２
０をさらに備える。制御回路２０はサンプルホールド回
路８を制御するためのサンプリング信号φＳを出力す
る。その他の回路構成についてはＬＰＦ７００と同じで
あるため、その説明は繰り返さない。
【００４１】図５は図４中のサンプルホールド回路８の
詳細な構成を示す回路図である。
詳細な構成を示す回路図である。
【００４２】図５を参照して、サンプルホールド回路８
は第１のホールド回路９と第２のホールド回路１０と切
換回路１１とを含む。
は第１のホールド回路９と第２のホールド回路１０と切
換回路１１とを含む。
【００４３】第１のホールド回路９と第２のホールド回
路１０とは並列に接続され、各々の入力端子にはともに
差分信号φＣが入力される。第１のホールド回路９及び
第２のホールド回路１０の出力端子はともに切換回路１
１と接続される。
路１０とは並列に接続され、各々の入力端子にはともに
差分信号φＣが入力される。第１のホールド回路９及び
第２のホールド回路１０の出力端子はともに切換回路１
１と接続される。
【００４４】第１のホールド回路９はスイッチング素子
ＳＷ１とコンデンサＣ２とを含む。スイッチング素子Ｓ
Ｗ１の一端には差分信号φＣが入力され、他端は切換回
路１１に接続される。コンデンサＣ２の一端はスイッチ
ング素子ＳＷ１と切換回路１１との間に接続され、他端
は接地電位ノード２０１に接続される。サンプリング信
号φＳがＨレベルのとき、第１のホールド回路９内のス
イッチング素子ＳＷ１がオンされ、コンデンサＣ２に電
荷が蓄積される。また、サンプリング信号φＳがＬレベ
ルのとき、スイッチング素子ＳＷ１はオフされる。第１
のホールド回路９から出力される信号を信号φＤ１とす
る。
ＳＷ１とコンデンサＣ２とを含む。スイッチング素子Ｓ
Ｗ１の一端には差分信号φＣが入力され、他端は切換回
路１１に接続される。コンデンサＣ２の一端はスイッチ
ング素子ＳＷ１と切換回路１１との間に接続され、他端
は接地電位ノード２０１に接続される。サンプリング信
号φＳがＨレベルのとき、第１のホールド回路９内のス
イッチング素子ＳＷ１がオンされ、コンデンサＣ２に電
荷が蓄積される。また、サンプリング信号φＳがＬレベ
ルのとき、スイッチング素子ＳＷ１はオフされる。第１
のホールド回路９から出力される信号を信号φＤ１とす
る。
【００４５】第２のホールド回路１０はスイッチング素
子ＳＷ２とコンデンサＣ３とを含む。スイッチング素子
ＳＷ２の一端には差分信号φＣが入力され、他端は切換
回路１１と接続される。コンデンサＣ３の一端はスイッ
チング素子ＳＷ２と切換回路１１との間に接続され、そ
の他端は接地電位ノード２０１に接続される。サンプリ
ング信号φＳがＬレベルのとき、第２のホールド回路１
０内のスイッチング素子ＳＷ２がオンされ、コンデンサ
Ｃ３に電荷が蓄積される。サンプリング信号φＳがＨレ
ベルのとき、スイッチング素子ＳＷ２はオフされる。第
２のホールド回路１０から出力される信号を信号φＤ２
とする。
子ＳＷ２とコンデンサＣ３とを含む。スイッチング素子
ＳＷ２の一端には差分信号φＣが入力され、他端は切換
回路１１と接続される。コンデンサＣ３の一端はスイッ
チング素子ＳＷ２と切換回路１１との間に接続され、そ
の他端は接地電位ノード２０１に接続される。サンプリ
ング信号φＳがＬレベルのとき、第２のホールド回路１
０内のスイッチング素子ＳＷ２がオンされ、コンデンサ
Ｃ３に電荷が蓄積される。サンプリング信号φＳがＨレ
ベルのとき、スイッチング素子ＳＷ２はオフされる。第
２のホールド回路１０から出力される信号を信号φＤ２
とする。
【００４６】切換回路１１はスイッチング素子ＳＷ３を
含む。スイッチング素子ＳＷ３は入力ノードＮａ及びＮ
ｂと出力ノードＮ２とを備える。サンプリング信号φＳ
がＬレベルの時にスイッチング素子ＳＷ３内の入力ノー
ドＮａと出力ノードＮ２とが接続される。また、サンプ
リング信号φＳがＨレベルのときに入力ノードＮｂと出
力ノードＮ２とが接続される。スイッチング素子ＳＷ３
から出力される信号をφＤとする。
含む。スイッチング素子ＳＷ３は入力ノードＮａ及びＮ
ｂと出力ノードＮ２とを備える。サンプリング信号φＳ
がＬレベルの時にスイッチング素子ＳＷ３内の入力ノー
ドＮａと出力ノードＮ２とが接続される。また、サンプ
リング信号φＳがＨレベルのときに入力ノードＮｂと出
力ノードＮ２とが接続される。スイッチング素子ＳＷ３
から出力される信号をφＤとする。
【００４７】以上の回路構成を有するＬＰＦ４００の動
作について説明する。
作について説明する。
【００４８】図６は図４に示したＬＰＦ４００の動作を
説明するための波形図である。
説明するための波形図である。
【００４９】図６に示す３つの波形図はそれぞれ差分信
号φＣ、サンプルホールド回路８から出力された信号φ
Ｄ、出力信号φＢである。
号φＣ、サンプルホールド回路８から出力された信号φ
Ｄ、出力信号φＢである。
【００５０】式（１）で示す通り、差分信号φＣはＤＡ
Ｃ７から出力されたアナログ信号φＡと出力信号φＢと
の差分である。アナログ信号φＡはノイズである高周波
成分を含むため、差分信号φＣも高周波成分を含む。
Ｃ７から出力されたアナログ信号φＡと出力信号φＢと
の差分である。アナログ信号φＡはノイズである高周波
成分を含むため、差分信号φＣも高周波成分を含む。
【００５１】サンプルホールド回路８は制御回路２０か
ら出力されるサンプリング信号φＳに基づいて、差分信
号φＣを所定時間ごとにサンプリングし、サンプリング
した電圧を保持する。その結果、サンプルホールド回路
８は図６に示すように階段状の信号φＤを出力する。
ら出力されるサンプリング信号φＳに基づいて、差分信
号φＣを所定時間ごとにサンプリングし、サンプリング
した電圧を保持する。その結果、サンプルホールド回路
８は図６に示すように階段状の信号φＤを出力する。
【００５２】ここで、サンプルホールド回路８の動作に
ついて詳細に説明する。
ついて詳細に説明する。
【００５３】図７は図４中のサンプルホールド回路８の
動作を説明するための波形図である。図７を参照して、
第１のホールド回路９及び第２のホールド回路１０には
ともに差分信号φＣが入力される。
動作を説明するための波形図である。図７を参照して、
第１のホールド回路９及び第２のホールド回路１０には
ともに差分信号φＣが入力される。
【００５４】期間Ｔ１では制御回路２０から出力される
サンプリング信号φＳはＨレベルとなる。このとき、第
１のホールド回路９内のスイッチング素子ＳＷ１はオン
される。よって、コンデンサＣ２は充電される。その結
果、第１のホールド回路９から出力される信号φＤ１は
信号φＣと同等の波形となる。一方、第２のホールド回
路１０に注目すると、期間Ｔ１ではスイッチング素子Ｓ
Ｗ２はオフされる。よって、第２のホールド回路１０か
ら出力される信号φＤ２は期間Ｔ１以前にコンデンサＣ
３が蓄積した電荷に基づいた電圧となる。その結果、差
分信号φＣに含まれていた高周波成分は除去される。切
換回路１１はサンプリング信号φＳがＨレベルのため、
入力ノードＮｂと出力ノードＮ２とが接続される。よっ
て、切換回路１１は第２のホールド回路１０から出力さ
れた信号φＤ２を出力信号φＤとして出力する。
サンプリング信号φＳはＨレベルとなる。このとき、第
１のホールド回路９内のスイッチング素子ＳＷ１はオン
される。よって、コンデンサＣ２は充電される。その結
果、第１のホールド回路９から出力される信号φＤ１は
信号φＣと同等の波形となる。一方、第２のホールド回
路１０に注目すると、期間Ｔ１ではスイッチング素子Ｓ
Ｗ２はオフされる。よって、第２のホールド回路１０か
ら出力される信号φＤ２は期間Ｔ１以前にコンデンサＣ
３が蓄積した電荷に基づいた電圧となる。その結果、差
分信号φＣに含まれていた高周波成分は除去される。切
換回路１１はサンプリング信号φＳがＨレベルのため、
入力ノードＮｂと出力ノードＮ２とが接続される。よっ
て、切換回路１１は第２のホールド回路１０から出力さ
れた信号φＤ２を出力信号φＤとして出力する。
【００５５】次に、期間Ｔ２では、サンプリング信号φ
ＳはＬレベルとなる。このとき、第１のホールド回路９
内のスイッチング素子ＳＷ１はオフされる。よって、信
号φＤ１はコンデンサＣ２が期間Ｔ２の直前まで充電さ
れた電圧となる。その結果、差分信号φＣに含まれてい
た高周波成分は除去される。一方、第２のホールド回路
１０内のスイッチング素子ＳＷ２はオンされるため、コ
ンデンサＣ３は差分信号φＣにより充電される。切換回
路１１内では入力ノードＮａと出力ノードＮ２とが接続
される。その結果、信号φＤ１が出力信号φＤとして出
力される。
ＳはＬレベルとなる。このとき、第１のホールド回路９
内のスイッチング素子ＳＷ１はオフされる。よって、信
号φＤ１はコンデンサＣ２が期間Ｔ２の直前まで充電さ
れた電圧となる。その結果、差分信号φＣに含まれてい
た高周波成分は除去される。一方、第２のホールド回路
１０内のスイッチング素子ＳＷ２はオンされるため、コ
ンデンサＣ３は差分信号φＣにより充電される。切換回
路１１内では入力ノードＮａと出力ノードＮ２とが接続
される。その結果、信号φＤ１が出力信号φＤとして出
力される。
【００５６】以上の結果、切換回路１１は期間Ｔ１及び
Ｔ２ともに高周波成分が除去されているホールド電圧を
出力信号φＤとして出力する。よって、サンプルホール
ド回路８から出力された信号φＤは図６又は図７に示し
たような階段状の波形となる。
Ｔ２ともに高周波成分が除去されているホールド電圧を
出力信号φＤとして出力する。よって、サンプルホール
ド回路８から出力された信号φＤは図６又は図７に示し
たような階段状の波形となる。
【００５７】サンプルホールド回路８は、制御回路２０
から出力されるサンプリング信号φＳの周波数により、
差分信号φＣから除去する高周波成分を調整できる。す
なわち、たとえばサンプリング信号φＳが７００ＫＨｚ
であれば、７００ＫＨｚよりも大きい周波数の信号が高
周波成分として除去される。
から出力されるサンプリング信号φＳの周波数により、
差分信号φＣから除去する高周波成分を調整できる。す
なわち、たとえばサンプリング信号φＳが７００ＫＨｚ
であれば、７００ＫＨｚよりも大きい周波数の信号が高
周波成分として除去される。
【００５８】図４に戻って、サンプルホールド回路８か
ら出力された信号φＤはフィルタ回路４に入力される。
その結果、フィルタ回路４内において階段状の波形はな
めらかな出力信号φＢとなる。
ら出力された信号φＤはフィルタ回路４に入力される。
その結果、フィルタ回路４内において階段状の波形はな
めらかな出力信号φＢとなる。
【００５９】このとき、サンプルホールド回路８でのサ
ンプリング周波数が高いほど階段状の波形は細かくな
る。その結果、図８に示すようにフィルタ回路４から出
力される出力信号φＢの波形図もなめらかになる。
ンプリング周波数が高いほど階段状の波形は細かくな
る。その結果、図８に示すようにフィルタ回路４から出
力される出力信号φＢの波形図もなめらかになる。
【００６０】図９は図４に示したＬＰＦ４００の周波数
特性を示す図である。なお、サンプリング周波数は７０
０ＫＨｚとしている。図９を参照して、７００ＫＨｚを
超えた辺りからスロープ特性は急峻となる。よって、図
４に示したＬＰＦ４００は、ノイズとなる高周波成分を
十分に除去することができる。
特性を示す図である。なお、サンプリング周波数は７０
０ＫＨｚとしている。図９を参照して、７００ＫＨｚを
超えた辺りからスロープ特性は急峻となる。よって、図
４に示したＬＰＦ４００は、ノイズとなる高周波成分を
十分に除去することができる。
【００６１】本実施の形態によるＬＰＦ４００では、サ
ンプルホールド回路８内に２つのホールド回路９，１０
を備えている。これにより、一方のホールド回路が保持
した電圧を出力している間に、他方のホールド回路はサ
ンプリングを行うことができる。よって、差分信号φＣ
の電圧のサンプリング期間を短くしても、その電圧値を
正確にサンプリングすることができる。なお、図５にお
いては、ホールド回路を２つとしたが、サンプリング期
間をより短く、かつ、サンプリングをより正確にするた
めにホールド回路を２よりも多く備えることもできる。
この場合、切換回路１１の入力ノード数はホールド回路
数と同じである。
ンプルホールド回路８内に２つのホールド回路９，１０
を備えている。これにより、一方のホールド回路が保持
した電圧を出力している間に、他方のホールド回路はサ
ンプリングを行うことができる。よって、差分信号φＣ
の電圧のサンプリング期間を短くしても、その電圧値を
正確にサンプリングすることができる。なお、図５にお
いては、ホールド回路を２つとしたが、サンプリング期
間をより短く、かつ、サンプリングをより正確にするた
めにホールド回路を２よりも多く備えることもできる。
この場合、切換回路１１の入力ノード数はホールド回路
数と同じである。
【００６２】図１０はこの発明のさらに他の実施の形態
によるＬＰＦの構成を示す回路図である。
によるＬＰＦの構成を示す回路図である。
【００６３】図１０を参照して、ＬＰＦ６００はＬＰＦ
７００と比較して、新たにフィルタ回路１２が追加され
ている。フィルタ回路１２はＤＡＣ７と差分演算回路２
との間に接続される。その他の構成については図１と同
じであるため、その説明は繰り返さない。
７００と比較して、新たにフィルタ回路１２が追加され
ている。フィルタ回路１２はＤＡＣ７と差分演算回路２
との間に接続される。その他の構成については図１と同
じであるため、その説明は繰り返さない。
【００６４】ＬＰＦ６００はフィルタ回路１２とフィル
タ回路４とを備える。よって、ＬＰＦ６００は２次のフ
ィルタ回路となる。一般的にＬＰＦはその次数を上げる
ことで、スロープ特性を急峻とすることができる。よっ
て、ＬＰＦ６００はノイズとなる高周波成分をより除去
できる。
タ回路４とを備える。よって、ＬＰＦ６００は２次のフ
ィルタ回路となる。一般的にＬＰＦはその次数を上げる
ことで、スロープ特性を急峻とすることができる。よっ
て、ＬＰＦ６００はノイズとなる高周波成分をより除去
できる。
【００６５】図１１は本発明のさらに他の実施の形態に
おけるＬＰＦの構成を示す回路図である。図１１を参照
して、ＬＰＦ１００は、差分演算回路２と、電圧電流変
換回路３と、フィルタ回路１５と、コンデンサＣ１とを
備える。
おけるＬＰＦの構成を示す回路図である。図１１を参照
して、ＬＰＦ１００は、差分演算回路２と、電圧電流変
換回路３と、フィルタ回路１５と、コンデンサＣ１とを
備える。
【００６６】フィルタ回路１５は差分演算回路２と電流
電圧変換回路３との間に接続される。その他の回路構成
については図１と同じであるため、その説明は繰り返さ
ない。
電圧変換回路３との間に接続される。その他の回路構成
については図１と同じであるため、その説明は繰り返さ
ない。
【００６７】次に、ＬＰＦ１００内のフィルタ回路１５
の動作について説明する。
の動作について説明する。
【００６８】初めに、図１１に示すＬＰＦ１００の周波
数特性と、図１０に示すようにフィルタ回路１２を差分
演算回路２の前に挿入したＬＰＦ６００の周波数特性と
の違いについて説明する。
数特性と、図１０に示すようにフィルタ回路１２を差分
演算回路２の前に挿入したＬＰＦ６００の周波数特性と
の違いについて説明する。
【００６９】図１２はＬＰＦ１００とＬＰＦ６００の周
波数特性を示した図である。
波数特性を示した図である。
【００７０】周波数特性ＦＡはＬＰＦ１００の周波数特
性である。また、周波数特性ＦＢはＬＰＦ６００の周波
数特性である。
性である。また、周波数特性ＦＢはＬＰＦ６００の周波
数特性である。
【００７１】図１２に示すように、周波数特性ＦＡのス
ロープ特性と周波数特性ＦＢのスロープ特性とはほぼ等
しくなる。なぜなら、ＬＰＦ１００及びＬＰＦ６００と
もに２次のフィルタを構成するからである。
ロープ特性と周波数特性ＦＢのスロープ特性とはほぼ等
しくなる。なぜなら、ＬＰＦ１００及びＬＰＦ６００と
もに２次のフィルタを構成するからである。
【００７２】しかしながら、周波数特性ＦＡの通過域の
ゲインの減衰は周波数特性ＦＢのゲインの減衰よりも抑
えられている。この理由について以下説明する。
ゲインの減衰は周波数特性ＦＢのゲインの減衰よりも抑
えられている。この理由について以下説明する。
【００７３】ＬＰＦの周波数特性を規定するファクタと
して、クオリティファクタ（以下Ｑ値と称する）があ
る。Ｑ値を上げた場合、周波数特性の通過域の電気信号
を増幅する効果が現れる。よって、Ｑ値を自由に上げれ
れば、周波数特性の通過域のゲインの減衰を抑えること
ができる。
して、クオリティファクタ（以下Ｑ値と称する）があ
る。Ｑ値を上げた場合、周波数特性の通過域の電気信号
を増幅する効果が現れる。よって、Ｑ値を自由に上げれ
れば、周波数特性の通過域のゲインの減衰を抑えること
ができる。
【００７４】一般にＬＰＦの伝達関数Ａｖは以下の式で
表される。
表される。
【数１】
【００７５】ここで、ｓはラプラス変換子、ω０は遮断
周波数、ＱはＱ値、Ｈは利得係数を示す。以下、Ｈ＝１
として計算する。
周波数、ＱはＱ値、Ｈは利得係数を示す。以下、Ｈ＝１
として計算する。
【００７６】アナログ信号φＡの電圧をＶｉとし、出力
信号φＢの電圧をＶ０とすると、ＬＰＦ１００の伝達関
数Ａｖ１００は以下の式となる。
信号φＢの電圧をＶ０とすると、ＬＰＦ１００の伝達関
数Ａｖ１００は以下の式となる。
【数２】
【００７７】ここで、Ｒ１は抵抗素子Ｒ１の抵抗値を、
Ｃ１はコンデンサＣ１の容量を、Ｃ ４はコンデンサＣ４
の容量を、Ｇは電圧電流変換回路３の電圧電流変換定数
を示す。
Ｃ１はコンデンサＣ１の容量を、Ｃ ４はコンデンサＣ４
の容量を、Ｇは電圧電流変換回路３の電圧電流変換定数
を示す。
【００７８】式（２）と式（３）とから、ＬＰＦ１００
のＱ値（Ｑ１００）を求めると以下の式となる。
のＱ値（Ｑ１００）を求めると以下の式となる。
【数３】
【００７９】式（４）より、抵抗値Ｒ１、容量Ｃ１，Ｃ
４、電圧電流変換定数Ｇの組み合わせでＬＰＦ１００の
Ｑ値を上げることができる。
４、電圧電流変換定数Ｇの組み合わせでＬＰＦ１００の
Ｑ値を上げることができる。
【００８０】次に、ＬＰＦ６００の伝達関数Ａｖ６００
を求めると以下の式となる。
を求めると以下の式となる。
【数４】
【００８１】式（２）と式（５）とからＬＰＦ６００の
Ｑ値（Ｑ６００）は以下の式となる。
Ｑ値（Ｑ６００）は以下の式となる。
【数５】
【００８２】式（６）より、ＬＰＦ６００のＱ値は、Ｒ
１，Ｃ１，Ｃ４，Ｇの組み合わせによっても１／√２よ
りも大きい値とはならない。
１，Ｃ１，Ｃ４，Ｇの組み合わせによっても１／√２よ
りも大きい値とはならない。
【００８３】以上より、差分演算回路２の後にフィルタ
回路１５を挿入したＬＰＦ１００の方が差分演算回路２
の前にフィルタ回路１２を挿入したＬＰＦ６００より
も、Ｑ値を上げることができる。よって、周波数特性Ｆ
Ａの方が周波数特性ＦＢよりも通過域のゲインの減衰を
抑えることができる。
回路１５を挿入したＬＰＦ１００の方が差分演算回路２
の前にフィルタ回路１２を挿入したＬＰＦ６００より
も、Ｑ値を上げることができる。よって、周波数特性Ｆ
Ａの方が周波数特性ＦＢよりも通過域のゲインの減衰を
抑えることができる。
【００８４】次に、図１１に示したＬＰＦ１００の周波
数特性と、図１に示すようにＬＰＦ１００からフィルタ
回路１５を除いたＬＰＦ７００の周波数特性との違いに
ついて説明する。
数特性と、図１に示すようにＬＰＦ１００からフィルタ
回路１５を除いたＬＰＦ７００の周波数特性との違いに
ついて説明する。
【００８５】図１３はＬＰＦ１００とＬＰＦ７００の周
波数特性を示した図である。
波数特性を示した図である。
【００８６】図１３を参照して、ＬＰＦ７００は１次フ
ィルタであるのに対し、ＬＰＦ１００は２次フィルタで
あるため周波数特性ＦＡの方がＬＰＦ７００の周波数特
性ＦＣよりそのスロープ特性が急峻となっている。
ィルタであるのに対し、ＬＰＦ１００は２次フィルタで
あるため周波数特性ＦＡの方がＬＰＦ７００の周波数特
性ＦＣよりそのスロープ特性が急峻となっている。
【００８７】さらに、周波数特性ＦＡの方が周波数特性
ＦＣよりも通過域のゲインの減衰を抑制している。これ
は、１次フィルタであるＬＰＦ７００では周波数特性の
通過域のゲインを調整することができないが、２次フィ
ルタであるＬＰＦ１００はＱ値を上げることで、周波数
特性の通過域のゲインを抑制するように調整ができるか
らである。
ＦＣよりも通過域のゲインの減衰を抑制している。これ
は、１次フィルタであるＬＰＦ７００では周波数特性の
通過域のゲインを調整することができないが、２次フィ
ルタであるＬＰＦ１００はＱ値を上げることで、周波数
特性の通過域のゲインを抑制するように調整ができるか
らである。
【００８８】以上より、ＬＰＦ１００は差分演算回路２
の後にフィルタ回路１５を備えることで、周波数特性の
通過域のゲインの減衰を抑制することができる。その結
果、ＬＰＦ１００はノイズとしての高周波成分を除去で
きる。
の後にフィルタ回路１５を備えることで、周波数特性の
通過域のゲインの減衰を抑制することができる。その結
果、ＬＰＦ１００はノイズとしての高周波成分を除去で
きる。
【００８９】図１４はこの発明の他の実施の形態による
ＬＰＦの構成を示す回路図である。
ＬＰＦの構成を示す回路図である。
【００９０】図１４を参照して、ＬＰＦ２００はＬＰＦ
１００と比較して、ＤＡＣ７と差分演算回路２との間に
フィルタ回路１３が追加されている。フィルタ回路１３
は抵抗素子Ｒ２とコンデンサＣ５とを含む。抵抗素子Ｒ
２はＤＡＣ７と差分演算回路２との間に接続され、コン
デンサＣ５の一端は抵抗素子Ｒ２と差分演算回路２との
間に接続され、他端は接地電位ノード２０１に接続され
る。その他の構成はＬＰＦ１００と同じであるため、そ
の説明は繰り返さない。
１００と比較して、ＤＡＣ７と差分演算回路２との間に
フィルタ回路１３が追加されている。フィルタ回路１３
は抵抗素子Ｒ２とコンデンサＣ５とを含む。抵抗素子Ｒ
２はＤＡＣ７と差分演算回路２との間に接続され、コン
デンサＣ５の一端は抵抗素子Ｒ２と差分演算回路２との
間に接続され、他端は接地電位ノード２０１に接続され
る。その他の構成はＬＰＦ１００と同じであるため、そ
の説明は繰り返さない。
【００９１】ＬＰＦ２００は３次フィルタとなってお
り、ＬＰＦ１００と比較して次数が高い。よって、ＬＰ
Ｆ２００の周波数特性はＬＰＦ１００の周波数特性と比
較して、そのスロープ特性は急峻となり、より高周波成
分を除去することができる。
り、ＬＰＦ１００と比較して次数が高い。よって、ＬＰ
Ｆ２００の周波数特性はＬＰＦ１００の周波数特性と比
較して、そのスロープ特性は急峻となり、より高周波成
分を除去することができる。
【００９２】図１５は本発明のさらに他の実施の形態に
よるＬＰＦの構成を示す回路図である。
よるＬＰＦの構成を示す回路図である。
【００９３】図１５を参照して、ＬＰＦ９００はＬＰＦ
２００と比較して、ＤＡＣ７と出力ノードＮ１との間に
フィルタ回路１４が追加されている。その他の回路構成
についてはＬＰＦ２００と同じである。
２００と比較して、ＤＡＣ７と出力ノードＮ１との間に
フィルタ回路１４が追加されている。その他の回路構成
についてはＬＰＦ２００と同じである。
【００９４】フィルタ回路１４は抵抗素子Ｒ３とコンデ
ンサＣ１とで構成される。なお、フィルタ回路１４とフ
ィルタ回路４とはコンデンサＣ１を共有する。
ンサＣ１とで構成される。なお、フィルタ回路１４とフ
ィルタ回路４とはコンデンサＣ１を共有する。
【００９５】次にＬＰＦ９００の動作について説明す
る。
る。
【００９６】差分演算回路２から出力される差分信号φ
Ｃが電圧電流変換回路３で電流値に変換され、コンデン
サＣ１が充電（又は放電）される。ここで、フィルタ回
路１４とフィルタ回路４とがコンデンサＣ１を共有して
いることから、出力信号φＢはフィルタ回路１４の出力
信号とフィルタ回路１４の出力信号との加算値となる。
よって、この加算値が差分演算回路２に帰還される。
Ｃが電圧電流変換回路３で電流値に変換され、コンデン
サＣ１が充電（又は放電）される。ここで、フィルタ回
路１４とフィルタ回路４とがコンデンサＣ１を共有して
いることから、出力信号φＢはフィルタ回路１４の出力
信号とフィルタ回路１４の出力信号との加算値となる。
よって、この加算値が差分演算回路２に帰還される。
【００９７】フィルタ回路１４の時定数はフィルタ回路
１３の時定数よりも大きく設定されている。よって、フ
ィルタ回路１４は高周波成分の除去能力が大きい。フィ
ルタ回路１４の出力信号はフィルタ回路４の出力信号と
加算され、出力信号φＢとしてＬＰＦ９００から出力さ
れる。よって、出力信号φＢから高周波成分を除去でき
る。時定数を大きくすると、必要な周波数帯域まで減衰
されてしまうが、差分演算回路２により、フィルタ回路
１３の出力信号と出力信号φＢとを差分し、その差分値
によりコンデンサＣ１が充電（又は放電）されるため、
必要な周波数帯域の減衰を防止できる。
１３の時定数よりも大きく設定されている。よって、フ
ィルタ回路１４は高周波成分の除去能力が大きい。フィ
ルタ回路１４の出力信号はフィルタ回路４の出力信号と
加算され、出力信号φＢとしてＬＰＦ９００から出力さ
れる。よって、出力信号φＢから高周波成分を除去でき
る。時定数を大きくすると、必要な周波数帯域まで減衰
されてしまうが、差分演算回路２により、フィルタ回路
１３の出力信号と出力信号φＢとを差分し、その差分値
によりコンデンサＣ１が充電（又は放電）されるため、
必要な周波数帯域の減衰を防止できる。
【００９８】さらにＬＰＦ９００はフィルタ次数が高い
ため、スロープ特性を急峻にできる。
ため、スロープ特性を急峻にできる。
【００９９】図１６はさらに他の実施の形態によるＬＰ
Ｆの構成を示す図である。図１６を参照して、ＬＰＦ５
００は、図４に示したＬＰＦ４００と比較して、新たに
差分演算回路２２と電圧電流変換回路２３とコンデンサ
Ｃ５とを含む。
Ｆの構成を示す図である。図１６を参照して、ＬＰＦ５
００は、図４に示したＬＰＦ４００と比較して、新たに
差分演算回路２２と電圧電流変換回路２３とコンデンサ
Ｃ５とを含む。
【０１００】差分演算回路２２はノードＮ１と電圧電流
変換回路２３との間に接続される。コンデンサＣ５の一
端は電圧電流変換回路２３の出力端子に接続され、他端
は接地電位ノード２０１に接続される。電圧電流変換回
路２３とコンデンサＣ５とはフィルタ回路４０を構成す
る。ＬＰＦ５００は電圧電流変換回路２３とコンデンサ
Ｃ５の接続点である出力ノードＮ２１から出力信号φＥ
を出力する。差分演算回路２２はノードＮ１からの出力
信号φＢと出力信号φＥの差分値を出力する。その他の
構成はＬＰＦ４００と同じであるため、その説明は繰り
返さない。
変換回路２３との間に接続される。コンデンサＣ５の一
端は電圧電流変換回路２３の出力端子に接続され、他端
は接地電位ノード２０１に接続される。電圧電流変換回
路２３とコンデンサＣ５とはフィルタ回路４０を構成す
る。ＬＰＦ５００は電圧電流変換回路２３とコンデンサ
Ｃ５の接続点である出力ノードＮ２１から出力信号φＥ
を出力する。差分演算回路２２はノードＮ１からの出力
信号φＢと出力信号φＥの差分値を出力する。その他の
構成はＬＰＦ４００と同じであるため、その説明は繰り
返さない。
【０１０１】以上の構成を有するＬＰＦ５００はサンプ
ルホールド回路８により、高周波成分が除去された出力
信号φＢを生成する。さらに、フィルタ回路４０により
ベクトル状の出力信号φＢは極めてなめらかな出力信号
φＥとなる。ＬＰＦはサンプルホールド回路により高周
波成分を除去することが可能であるが、サンプリング信
号φＳのサンプリング周波数が低い場合に、出力信号φ
Ｂの波形がなめらかでなくなる可能性もある。よって、
出力信号φＢの波形をなめらかにする必要がある。よっ
て、ＬＰＦ５００は高周波成分を除去し、さらに出力信
号の波形をなめらかにすることができる。
ルホールド回路８により、高周波成分が除去された出力
信号φＢを生成する。さらに、フィルタ回路４０により
ベクトル状の出力信号φＢは極めてなめらかな出力信号
φＥとなる。ＬＰＦはサンプルホールド回路により高周
波成分を除去することが可能であるが、サンプリング信
号φＳのサンプリング周波数が低い場合に、出力信号φ
Ｂの波形がなめらかでなくなる可能性もある。よって、
出力信号φＢの波形をなめらかにする必要がある。よっ
て、ＬＰＦ５００は高周波成分を除去し、さらに出力信
号の波形をなめらかにすることができる。
【０１０２】以上、本発明の実施の形態を説明したが、
上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過
ぎない。よって、本発明は上述した実施の形態に限定さ
れることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した
実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。
上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過
ぎない。よって、本発明は上述した実施の形態に限定さ
れることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した
実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。
【図１】本発明の実施の形態によるＬＰＦの構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】図１中の電圧電流変換回路の構成の一例を示す
回路図である。
回路図である。
【図３】図１に示したＬＰＦの動作を説明するための波
形図である。
形図である。
【図４】図１に示したＬＰＦと異なるＬＰＦの構成を示
す図である。
す図である。
【図５】図４中のサンプルホールド回路の詳細な構成を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図６】図４に示したＬＰＦの動作を説明するための波
形図である。
形図である。
【図７】図５に示したサンプルホールド回路の動作を説
明するための波形図である。
明するための波形図である。
【図８】図４に示したＬＰＦの出力信号の波形図であ
る。
る。
【図９】図４に示したＬＰＦの周波数特性を示す図であ
る。
る。
【図１０】本発明の他の実施の形態によるＬＰＦの構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図１１】本発明のさらに他の実施の形態によるＬＰＦ
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図１２】図１０及び図１１に示したＬＰＦの周波数特
性を示す図である。
性を示す図である。
【図１３】図１０及び図１に示したＬＰＦの周波数特性
を示す図である。
を示す図である。
【図１４】この発明のさらに他の実施の形態によるＬＰ
Ｆの構成を示す回路図である。
Ｆの構成を示す回路図である。
【図１５】この発明のさらに他の実施の形態によるＬＰ
Ｆの構成を示す回路図である。
Ｆの構成を示す回路図である。
【図１６】この発明のさらに他の実施の形態によるＬＰ
Ｆの構成を示す回路図である。
Ｆの構成を示す回路図である。
【図１７】従来のオーディオ装置におけるＬＰＦの構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図１８】図１７に示したＬＰＦの出力信号の波形図で
ある。
ある。
２，２２ 差分演算回路
３，２３ 電圧電流変換回路
４，１２〜１５，４０ フィルタ回路
７ ＤＡＣ
８ サンプルホールド回路
９，１０ ホールド回路
１１ 切換回路
２０ 制御回路
Ｃ１〜Ｃ５，Ｃ２０１，Ｃ２０２ コンデンサ
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ２１ ノード
ＯＰ２０１ オペアンプ
ＯＰ３１ オペアンプ
Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ３１〜Ｒ３６，Ｒ２０１，Ｒ２０２ 抵
抗素子 ＳＷ１〜ＳＷ３ スイッチング素子
抗素子 ＳＷ１〜ＳＷ３ スイッチング素子
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 山口 里見
大阪府寝屋川市日新町２番１号 オンキヨ
ー株式会社内
Ｆターム(参考） 5J022 AB01 BA02 CA07 CA10 CB06
CF02 CF05 CF07
5J098 AB02 AB25 AB27 AD11 CA02
CB02 CB06
Claims (6)
- 【請求項１】 入力信号の高周波成分を減衰させてその
低周波成分を出力信号として出力する低域通過フィルタ
であって、 前記入力信号から前記出力信号を減算して差分信号を出
力する差分演算手段と、 前記差分演算手段から出力される電圧を電流に変換する
電圧電流変換手段と、 前記電圧電流変換手段から出力される電流を受けて電荷
を蓄積することにより前記出力信号を生成する容量手段
とを備えたことを特徴とする低域通過フィルタ。 - 【請求項２】 入力信号の高周波成分を減衰させてその
低周波成分を出力信号として出力する低域通過フィルタ
であって、 前記入力信号から前記出力信号を減算して差分信号を出
力する差分演算手段と、 前記差分演算手段から出力される差分信号の高周波成分
を減衰させてその低周波成分を出力する第１のフィルタ
手段と、 前記第１のフィルタ手段から出力される電圧を電流に変
換する電圧電流変換手段と、 前記電圧電流変換手段から出力される電流を受けて電荷
を蓄積することにより前記出力信号を生成する容量手段
とを備えたことを特徴とする低域通過フィルタ。 - 【請求項３】 請求項２に記載の低域通過フィルタであ
ってさらに、 前記入力信号の高周波成分を減衰させてその低周波成分
を出力する第２のフィルタ手段を備え、 前記差分演算手段は前記第２のフィルタ手段から出力さ
れる前記入力信号の低周波成分から前記出力信号を減算
して前記差分信号を出力することを特徴とする低域通過
フィルタ。 - 【請求項４】 入力信号の高周波成分を減衰させてその
低周波成分を出力信号として出力する低域通過フィルタ
であって、 前記入力信号から前記出力信号を減算して差分信号を出
力する差分演算手段と、 前記差分演算手段から出力される差分信号をサンプリン
グしかつホールドするサンプルホールド手段と、 前記サンプルホールド手段から出力される電圧を電流に
変換する電圧電流変換手段と、 前記電圧電流変換手段から出力される電流を受けて電荷
を蓄積することにより前記出力信号を生成する容量手段
とを備えたことを特徴とする低域通過フィルタ。 - 【請求項５】 請求項４に記載の低域通過フィルタであ
って、 前記サンプルホールド手段は、 互いに異なるタイミングで前記差分信号をサンプリング
しかつホールドする複数のサンプルホールド回路と、 前記複数のサンプルホールド回路の出力を順に切り換え
る切換回路とを含むことを特徴とする低域通過フィル
タ。 - 【請求項６】 入力信号の高周波成分を減衰させてその
低周波成分を出力する第１の低域通過フィルタ手段と、 前記第１の低域通過フィルタ手段の出力信号の高周波成
分を減衰させてその低周波成分を出力する第２の低域通
過フィルタ手段とを備え、 前記第１の低域通過フィルタ手段は、 前記入力信号から前記第１の低域通過フィルタ手段の出
力信号を減算して差分信号を出力する第１の差分演算手
段と、 前記第１の差分演算手段から出力される差分信号をサン
プリングしかつホールドするサンプルホールド手段と、 前記サンプルホールド手段から出力される電圧を電流に
変換する第１の電圧電流変換手段と、 前記第１の電圧電流変換手段から出力される電流を受け
て電荷を蓄積することにより前記第１の低域通過フィル
タ手段の出力信号を生成する第１の容量手段とを含み、 前記第２の低域通過フィルタ手段は、 前記第１の低域通過フィルタ手段の出力信号から前記第
２の低域通過フィルタ手段の出力信号を減算して差分信
号を出力する第２の差分演算手段と、 前記第２の差分演算手段から出力される電圧を電流に変
換する第２の電圧電流変換手段と、 前記第２の電圧電流変換手段から出力される電流を受け
て電荷を蓄積することにより前記第２の低域通過フィル
タ手段の出力信号を生成する第２の容量手段とを含むこ
とを特徴とする低域通過フィルタ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002340528A JP3616878B2 (ja) | 2002-01-17 | 2002-11-25 | 低域通過フィルタ |
| EP03000722A EP1330028B1 (en) | 2002-01-17 | 2003-01-13 | Low-pass filter |
| DE60324719T DE60324719D1 (de) | 2002-01-17 | 2003-01-13 | Tiefpassfilter |
| US10/342,205 US6697002B2 (en) | 2002-01-17 | 2003-01-15 | Low-pass filter |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002-9176 | 2002-01-17 | ||
| JP2002009176 | 2002-01-17 | ||
| JP2002340528A JP3616878B2 (ja) | 2002-01-17 | 2002-11-25 | 低域通過フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003283299A true JP2003283299A (ja) | 2003-10-03 |
| JP3616878B2 JP3616878B2 (ja) | 2005-02-02 |
Family
ID=26625558
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002340528A Expired - Fee Related JP3616878B2 (ja) | 2002-01-17 | 2002-11-25 | 低域通過フィルタ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6697002B2 (ja) |
| EP (1) | EP1330028B1 (ja) |
| JP (1) | JP3616878B2 (ja) |
| DE (1) | DE60324719D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008067045A (ja) * | 2006-09-07 | 2008-03-21 | Onkyo Corp | ローパスフィルタ及びそれに用いられる電圧電流変換回路 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3978744B2 (ja) * | 2002-07-25 | 2007-09-19 | パイオニア株式会社 | デジタルアナログ変換器 |
| TWI312238B (en) * | 2006-04-24 | 2009-07-11 | Ind Tech Res Inst | Delay line and analog-to-digital converting apparatus and load-sensing circuit using the same |
| US7626527B1 (en) * | 2008-07-09 | 2009-12-01 | Newport Media, Inc. | Continuous time sigma-delta analog-to-digital converter with stability |
| CN103840646B (zh) * | 2012-11-23 | 2017-03-01 | 南京博兰得电子科技有限公司 | 一种谐振变换装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5545112A (en) * | 1978-09-22 | 1980-03-29 | Sony Corp | Signal transmitter |
| JP3134403B2 (ja) | 1991-09-09 | 2001-02-13 | オンキヨー株式会社 | デジタル／アナログ変換器 |
| JP3125225B2 (ja) | 1992-03-25 | 2001-01-15 | オンキヨー株式会社 | デジタル／アナログ変換器 |
| DE19524409C1 (de) * | 1995-07-04 | 1996-08-08 | Siemens Ag | Filterschaltung mit veränderbarer Übertragungsfunktion |
| JPH0936702A (ja) * | 1995-07-20 | 1997-02-07 | Nippon Motorola Ltd | アクティブロ−パスフィルタ |
| KR100298090B1 (ko) * | 1996-03-01 | 2001-10-27 | 모리시타 요이찌 | 주파수의존저항기 |
-
2002
- 2002-11-25 JP JP2002340528A patent/JP3616878B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-01-13 EP EP03000722A patent/EP1330028B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2003-01-13 DE DE60324719T patent/DE60324719D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2003-01-15 US US10/342,205 patent/US6697002B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008067045A (ja) * | 2006-09-07 | 2008-03-21 | Onkyo Corp | ローパスフィルタ及びそれに用いられる電圧電流変換回路 |
| US7466192B2 (en) | 2006-09-07 | 2008-12-16 | Onkyo Corporation | Low-pass filter and voltage-current conversion circuit used in the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE60324719D1 (de) | 2009-01-02 |
| US6697002B2 (en) | 2004-02-24 |
| US20030132869A1 (en) | 2003-07-17 |
| EP1330028A3 (en) | 2005-08-10 |
| EP1330028B1 (en) | 2008-11-19 |
| JP3616878B2 (ja) | 2005-02-02 |
| EP1330028A2 (en) | 2003-07-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7538607B2 (en) | Class D amplifier | |
| KR100822537B1 (ko) | Ｄ급 증폭기 | |
| JP2012502581A (ja) | チョッパ安定化増幅器内のオフセットおよびリップルの抑制のための自動補正フィードバックループ | |
| JP4372694B2 (ja) | ミキサー | |
| JP2006516377A (ja) | ベースバンド雑音を変調し、雑音の折り返しを低減する信号処理システム | |
| JP2006518133A (ja) | ベースバンド雑音変調および雑音フィルタを伴う信号処理システム | |
| JPH09500250A (ja) | 利得制御回路を校正する方法および装置 | |
| JP2009290439A (ja) | 相関二重サンプリング回路 | |
| JP3616878B2 (ja) | 低域通過フィルタ | |
| JP2007135084A (ja) | 受信機 | |
| KR102152844B1 (ko) | 위상 단락 스위치 | |
| EP3335319B1 (en) | Phase shorting switch | |
| JP2015228578A (ja) | 積分回路 | |
| JP2003163596A (ja) | デルタシグマ型ａｄコンバータ | |
| WO2019081422A1 (en) | SENSOR ARRANGEMENT | |
| JP3824867B2 (ja) | アナログ信号処理装置 | |
| WO2016017702A1 (ja) | 積分回路及びａｄ変換器 | |
| EP3531555A1 (en) | Method for suppressing high frequency noise in output by a class d amplifier and class d amplifier | |
| JP2004128958A (ja) | Ｄ級増幅器 | |
| JPH11274868A (ja) | チョップ型増幅器 | |
| JPH10327036A (ja) | Ｄ／ａ変換器用出力回路 | |
| KR20120050962A (ko) | 증폭기용 회로, 그 회로를 포함하는 증폭기, 그 증폭기를 포함하는 휴대용 오디오 장치 및 증폭 방법 | |
| US10305507B1 (en) | First-order sigma-delta analog-to-digital converter | |
| JP2002118465A (ja) | アナログ−デジタル変換器 | |
| JPH0697824A (ja) | 浮動小数点型ａｄ変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040220 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040302 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040421 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20041012 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20041018 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20041025 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3616878 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101119 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101119 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131119 Year of fee payment: 9 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |