JP2003240601A - 信号処理のシステムと方法 - Google Patents
信号処理のシステムと方法Info
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
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- G01D5/225—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature differentially influencing two coils by influencing the mutual induction between the two coils
- G01D5/2258—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature differentially influencing two coils by influencing the mutual induction between the two coils by a movable ferromagnetic element, e.g. core
- G01D5/2266—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature differentially influencing two coils by influencing the mutual induction between the two coils by a movable ferromagnetic element, e.g. core specially adapted circuits therefor
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- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な計算方法と少ない部品を使用して、リ
ニアまたはロータリ可変差動変圧器の信号を調節する高
信頼性システムを提供する。 【解決手段】 主巻線と一対の副巻線と可動コアとを有
するリニアまたはロータリ可変差動変圧器からの信号を
調節するアナログ回路が開示される。該回路は独特な閉
ループ負フィードバック機構を含み、該機構は電圧制御
された発振器の周波数を調節して該回路内を定常状態に
する。これにより、積算器における副巻線電圧の全統合
値が基準電圧と等しくなり、変圧器の可動コアの位置を
決定する等式を解く際の計算の負担を軽減する。
ニアまたはロータリ可変差動変圧器の信号を調節する高
信頼性システムを提供する。 【解決手段】 主巻線と一対の副巻線と可動コアとを有
するリニアまたはロータリ可変差動変圧器からの信号を
調節するアナログ回路が開示される。該回路は独特な閉
ループ負フィードバック機構を含み、該機構は電圧制御
された発振器の周波数を調節して該回路内を定常状態に
する。これにより、積算器における副巻線電圧の全統合
値が基準電圧と等しくなり、変圧器の可動コアの位置を
決定する等式を解く際の計算の負担を軽減する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、信号を処理するた
めのシステムと方法に関し、特に、リニア可変差動変圧
器（ＬＶＤＴ）とロータリ可変差動変圧器（ＲＶＤＴ）
のための信号調節回路に関する。
めのシステムと方法に関し、特に、リニア可変差動変圧
器（ＬＶＤＴ）とロータリ可変差動変圧器（ＲＶＤＴ）
のための信号調節回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、デジタルまたはアナログの出力を
発生する変位センサは、当該技術分野において良く知ら
れている。アナログ出力変位センサは、可変抵抗器と、
単一コイルユニット内のコンデンサと、多重コイル誘導
センサとを含む。デジタル出力変位センサは、リニア可
変差分変圧器（ＬＶＤＴ）とロータリ可変差分変圧器
（ＲＶＤＴ）とを含む。これらの変圧器は、可動コアを
含み、変位を検知する３つの巻線を有する。ＬＶＤＴと
ＲＶＤＴとは、直線変位および角度変位を測定するため
に使用され、検知される物体と基準の物体との間に機械
的に接続されている。変圧器の出力電圧は、可動コアの
変位に比例し、基準物体の運動や位置の測定に使用でき
る。
発生する変位センサは、当該技術分野において良く知ら
れている。アナログ出力変位センサは、可変抵抗器と、
単一コイルユニット内のコンデンサと、多重コイル誘導
センサとを含む。デジタル出力変位センサは、リニア可
変差分変圧器（ＬＶＤＴ）とロータリ可変差分変圧器
（ＲＶＤＴ）とを含む。これらの変圧器は、可動コアを
含み、変位を検知する３つの巻線を有する。ＬＶＤＴと
ＲＶＤＴとは、直線変位および角度変位を測定するため
に使用され、検知される物体と基準の物体との間に機械
的に接続されている。変圧器の出力電圧は、可動コアの
変位に比例し、基準物体の運動や位置の測定に使用でき
る。
【０００３】リニア可変差分変圧器（ＬＶＤＴ）は、１
つの可動磁気コアと、１つの主巻線と、２つの副巻線と
を含む。コアと巻線との間には接触がないので、変換器
（トランスデューサ）の寿命を限定する摩擦や機械的損
耗がない。このことは、高い信頼性が必要な場合や厳し
い環境では、特に重要である。一例として、固定翼また
は回転翼の航空機の制御面は振動するが、その振動によ
って、機械的に接触するタイプの変換器は直ぐに破損す
る。電磁コアの位置は２つの副巻線の各々に誘電された
電圧を決定する。コアが副巻線に対してその中心に在る
とき、等電圧が各副巻線に誘導される。これが均衡位置
すなわち零位置である。コアが中心位置すなわち零位置
から変位すると、一方の副巻線上に誘導される電圧は増
大し、もう一方の副巻線上の誘導電圧は減少する。通
常、これら２つの副巻線は直列に接続されていて、生じ
た差電圧が測定される。主電圧に対する出力電圧のフェ
ーズ（位相）は、零位置に対する変位方向を示す。同様
に、ＲＶＤＴセンサは、固定軸の周りに可動鉄製コアが
回転するときに作動する。
つの可動磁気コアと、１つの主巻線と、２つの副巻線と
を含む。コアと巻線との間には接触がないので、変換器
（トランスデューサ）の寿命を限定する摩擦や機械的損
耗がない。このことは、高い信頼性が必要な場合や厳し
い環境では、特に重要である。一例として、固定翼また
は回転翼の航空機の制御面は振動するが、その振動によ
って、機械的に接触するタイプの変換器は直ぐに破損す
る。電磁コアの位置は２つの副巻線の各々に誘電された
電圧を決定する。コアが副巻線に対してその中心に在る
とき、等電圧が各副巻線に誘導される。これが均衡位置
すなわち零位置である。コアが中心位置すなわち零位置
から変位すると、一方の副巻線上に誘導される電圧は増
大し、もう一方の副巻線上の誘導電圧は減少する。通
常、これら２つの副巻線は直列に接続されていて、生じ
た差電圧が測定される。主電圧に対する出力電圧のフェ
ーズ（位相）は、零位置に対する変位方向を示す。同様
に、ＲＶＤＴセンサは、固定軸の周りに可動鉄製コアが
回転するときに作動する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】過去において、ＬＶＤ
ＴまたはＲＶＤＴのセンサからの信号を信頼性の高い出
力電圧に変換するための回路は、例えば、マコークル
（McCorkle）の米国特許第４，５９１，７６５号やのデ
ヴィト（DeVito）の米国特許第４，９０９，９２１号に
おいて開示されているように、複雑な処理方法や部品を
含んでいた。したがって、従来の信号調節システムより
も比較的簡単な計算方法と比較的少なく複雑でない部品
を使用して、ＬＶＤＴまたはＲＶＤＴの信号を調節する
高信頼性システムを提供することは有益である。
ＴまたはＲＶＤＴのセンサからの信号を信頼性の高い出
力電圧に変換するための回路は、例えば、マコークル
（McCorkle）の米国特許第４，５９１，７６５号やのデ
ヴィト（DeVito）の米国特許第４，９０９，９２１号に
おいて開示されているように、複雑な処理方法や部品を
含んでいた。したがって、従来の信号調節システムより
も比較的簡単な計算方法と比較的少なく複雑でない部品
を使用して、ＬＶＤＴまたはＲＶＤＴの信号を調節する
高信頼性システムを提供することは有益である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、リニア可変差
動変圧器（ＬＶＤＴ）とロータリ可変差動変圧器（ＲＶ
ＤＴ）のための信号を処理するためのシステムと方法と
を指向する。このシステムはアナログ信号調節回路によ
って形成され、上記回路は、可変差動変圧器の主巻線に
励磁信号を提供する周波数発生器と、別々の時間間隔で
出力時間をセットするタイムインデクサに基準周波数を
供給する電圧制御された発振器とを含む。下記等式の解
として可変差動変圧器の可動コアの位置Ｐを決定すると
きに使用するために、可変差動変圧器の一対の副巻線か
らの出力電圧をサンプリングするための手段が提供され
る。 Ｐ＝（Ｓ１−Ｓ２）／（Ｓ１＋Ｓ２） 上記等式において、Ｓ１とＳ２は、上記可変差動変圧器
の副巻線からの出力電圧を示す。第１積算器は、第１時
間間隔においてＳ１の出力電圧を統合するためのサンプ
リング手段と、第２時間間隔においてＳ２の出力電圧を
統合するためのサンプリング手段とに、作動可能に結合
されている。
動変圧器（ＬＶＤＴ）とロータリ可変差動変圧器（ＲＶ
ＤＴ）のための信号を処理するためのシステムと方法と
を指向する。このシステムはアナログ信号調節回路によ
って形成され、上記回路は、可変差動変圧器の主巻線に
励磁信号を提供する周波数発生器と、別々の時間間隔で
出力時間をセットするタイムインデクサに基準周波数を
供給する電圧制御された発振器とを含む。下記等式の解
として可変差動変圧器の可動コアの位置Ｐを決定すると
きに使用するために、可変差動変圧器の一対の副巻線か
らの出力電圧をサンプリングするための手段が提供され
る。 Ｐ＝（Ｓ１−Ｓ２）／（Ｓ１＋Ｓ２） 上記等式において、Ｓ１とＳ２は、上記可変差動変圧器
の副巻線からの出力電圧を示す。第１積算器は、第１時
間間隔においてＳ１の出力電圧を統合するためのサンプ
リング手段と、第２時間間隔においてＳ２の出力電圧を
統合するためのサンプリング手段とに、作動可能に結合
されている。
【０００６】また、第２時間間隔においてＳ１の出力電
圧とＳ２の出力電圧の全統合値に基づいて、サンプリン
グエラーを決定するための手段が提供される。上記サン
プリングエラーは、Ｓ１の出力電圧とＳ２の出力電圧の
全統合値が基準電圧よりも小さい又は大きいときに決定
される。サンプリングエラーの値は、基準の電圧から第
１積算器の出力電圧を差し引くことによって決定され
る。
圧とＳ２の出力電圧の全統合値に基づいて、サンプリン
グエラーを決定するための手段が提供される。上記サン
プリングエラーは、Ｓ１の出力電圧とＳ２の出力電圧の
全統合値が基準電圧よりも小さい又は大きいときに決定
される。サンプリングエラーの値は、基準の電圧から第
１積算器の出力電圧を差し引くことによって決定され
る。
【０００７】第２積算器は、第３時間間隔においてサン
プリングエラーを統合するために提供され、基準周波数
を調整するために使用される値を発生する。上記基準周
波数は、電圧制御される発振器によって供給される。こ
れは負のフィードバックループによって行なわれ、上記
フィードバックループは、Ｓ１の出力電圧とＳ２の出力
電圧の全統合値が基準電圧の等しい状態を維持するよう
に機能する。その結果、Ｓ１とＳ２の出力電圧の統合値
は、したがって、上記等式の分母は、一定である。本質
的に、電圧制御の発振器によって供給される基準周波数
の調整は、別の時間間隔中の調整となる。第１積算器と
第２積算器の統合時間は、サンプリングエラーに依って
長くなったり短くなったりする。
プリングエラーを統合するために提供され、基準周波数
を調整するために使用される値を発生する。上記基準周
波数は、電圧制御される発振器によって供給される。こ
れは負のフィードバックループによって行なわれ、上記
フィードバックループは、Ｓ１の出力電圧とＳ２の出力
電圧の全統合値が基準電圧の等しい状態を維持するよう
に機能する。その結果、Ｓ１とＳ２の出力電圧の統合値
は、したがって、上記等式の分母は、一定である。本質
的に、電圧制御の発振器によって供給される基準周波数
の調整は、別の時間間隔中の調整となる。第１積算器と
第２積算器の統合時間は、サンプリングエラーに依って
長くなったり短くなったりする。
【０００８】第４時間間隔において第１積算器をリセッ
トするための手段が設けられ、第１積算器は第５時間間
隔においてＳ１の出力電圧を統合し、負のＳ２の出力電
圧は第６時間間隔において統合される。第１積算器の出
力は、第７時間間隔において与えられ、それはＳ１の出
力電圧とＳ２の出力電圧との差の全統合値に等しい。こ
の値は上記等式を解く際に使用されるが、その解法は、
等式の分母が一定値なので、除算を必要としない。この
ことは、システム上の計算の負荷を軽減する。
トするための手段が設けられ、第１積算器は第５時間間
隔においてＳ１の出力電圧を統合し、負のＳ２の出力電
圧は第６時間間隔において統合される。第１積算器の出
力は、第７時間間隔において与えられ、それはＳ１の出
力電圧とＳ２の出力電圧との差の全統合値に等しい。こ
の値は上記等式を解く際に使用されるが、その解法は、
等式の分母が一定値なので、除算を必要としない。この
ことは、システム上の計算の負荷を軽減する。
【０００９】本発明の方法は、較正サイクルと信号変換
サイクルとを含む。構成サイクル中には、上記方法は、
下記等式の解として上記可変差動変圧器の移動可能コア
の位置Ｐを決定するときに用いるために、上記可変差動
変圧器の一対の副巻線からの出力電圧をサンプリングす
るステップを備え、 Ｐ＝（Ｓ１−Ｓ２）／（Ｓ１＋Ｓ２） 上記等式において、Ｓ１とＳ２とは上記可変差動変圧器
の副巻線からの出力電圧を示す。
サイクルとを含む。構成サイクル中には、上記方法は、
下記等式の解として上記可変差動変圧器の移動可能コア
の位置Ｐを決定するときに用いるために、上記可変差動
変圧器の一対の副巻線からの出力電圧をサンプリングす
るステップを備え、 Ｐ＝（Ｓ１−Ｓ２）／（Ｓ１＋Ｓ２） 上記等式において、Ｓ１とＳ２とは上記可変差動変圧器
の副巻線からの出力電圧を示す。
【００１０】また、上記較正サイクル中には、上記方法
は、第１時間間隔においてＳ１の出力電圧を統合するス
テップと、第２時間間隔においてＳ２の出力電圧を統合
するステップと、第２時間間隔において上記Ｓ１の出力
電圧とＳ２の出力電圧との全統合値に基づいてサンプリ
ングエラーを決定するステップと、第３時間間隔におい
てサンプリングエラーを統合するステップと、上記Ｓ１
の出力電圧と上記Ｓ２のの出力電圧とが一定の基準電圧
に等しい状態を維持するように、サンプリングエラーの
統合値に基づいて、上記電圧制御された発振器の周波数
を調整するステップと、第４時間間隔において上記第１
積算器をリセットするステップとを備えている。
は、第１時間間隔においてＳ１の出力電圧を統合するス
テップと、第２時間間隔においてＳ２の出力電圧を統合
するステップと、第２時間間隔において上記Ｓ１の出力
電圧とＳ２の出力電圧との全統合値に基づいてサンプリ
ングエラーを決定するステップと、第３時間間隔におい
てサンプリングエラーを統合するステップと、上記Ｓ１
の出力電圧と上記Ｓ２のの出力電圧とが一定の基準電圧
に等しい状態を維持するように、サンプリングエラーの
統合値に基づいて、上記電圧制御された発振器の周波数
を調整するステップと、第４時間間隔において上記第１
積算器をリセットするステップとを備えている。
【００１１】信号変換サイクル中には、上記方法は、第
５時間間隔において上記Ｓ１の出力電圧を統合するステ
ップと、第６時間間隔において負の上記Ｓ２の出力電圧
を統合するステップと、第７時間間隔において第１積算
器の出力を提供するステップとを備え、上記出力は副巻
線のＳ１の出力電圧とＳ２の出力電圧との差の統合され
た値である。この値は、分母が一定基準電圧に等しい上
記等式を解く際に使用される。次に、上記第１積算器
は、第８時間間隔においてリセットされる。
５時間間隔において上記Ｓ１の出力電圧を統合するステ
ップと、第６時間間隔において負の上記Ｓ２の出力電圧
を統合するステップと、第７時間間隔において第１積算
器の出力を提供するステップとを備え、上記出力は副巻
線のＳ１の出力電圧とＳ２の出力電圧との差の統合され
た値である。この値は、分母が一定基準電圧に等しい上
記等式を解く際に使用される。次に、上記第１積算器
は、第８時間間隔においてリセットされる。
【００１２】好ましくは、上記較正サイクル中に、サン
プリングエラーは、Ｓ１の出力電圧とＳ２の出力電圧と
の全統合値が基準電圧よりも小さいか或いは大きいとき
に、決定される。そして、サンプリングエラーの値は、
基準電圧から第１積算器の出力電圧を差し引くことによ
って決定される。
プリングエラーは、Ｓ１の出力電圧とＳ２の出力電圧と
の全統合値が基準電圧よりも小さいか或いは大きいとき
に、決定される。そして、サンプリングエラーの値は、
基準電圧から第１積算器の出力電圧を差し引くことによ
って決定される。
【００１３】本発明は、また、信号を処理するためのシ
ステムを指向し、上記システムでは、サンプリングされ
たＳ１とＳ２の出力電圧を調節するための手段は、自動
利得制御（ＡＧＣ）増幅器を含み、上記増幅器は、サン
プリングされたＳ１とＳ２の出力電圧間で入力信号を連
続的にスイッチングするための手段と作動可能に結合さ
れている。上記スイッチングされるＡＧＣ増幅器は作動
して、サンプリングされたＳ１とＳ２の出力電圧の合計
と一定基準電圧とを等しくする。上記形態におけるよう
に、（Ｓ１＋Ｓ２）＊ｋ＝Ｖref（ここで、ｋはＡＧＣ
ゲインである）とするのに充分なＡＧＣ増幅器上での同
一ゲインセッティング（ｋ）が、（Ｓ１−Ｓ２）＊ｋを
決定するために使用される。したがって、等式の分母は
再び一定を保持し、除算の必要はない。上述したよう
に、可動コアの位置Ｐは、サンプリングされたＳ１とＳ
２の出力電圧間の差に等しい。
ステムを指向し、上記システムでは、サンプリングされ
たＳ１とＳ２の出力電圧を調節するための手段は、自動
利得制御（ＡＧＣ）増幅器を含み、上記増幅器は、サン
プリングされたＳ１とＳ２の出力電圧間で入力信号を連
続的にスイッチングするための手段と作動可能に結合さ
れている。上記スイッチングされるＡＧＣ増幅器は作動
して、サンプリングされたＳ１とＳ２の出力電圧の合計
と一定基準電圧とを等しくする。上記形態におけるよう
に、（Ｓ１＋Ｓ２）＊ｋ＝Ｖref（ここで、ｋはＡＧＣ
ゲインである）とするのに充分なＡＧＣ増幅器上での同
一ゲインセッティング（ｋ）が、（Ｓ１−Ｓ２）＊ｋを
決定するために使用される。したがって、等式の分母は
再び一定を保持し、除算の必要はない。上述したよう
に、可動コアの位置Ｐは、サンプリングされたＳ１とＳ
２の出力電圧間の差に等しい。
【００１４】本発明のこれら或いは他の局面は、以下に
記載された図面と関連してなされた以下の本発明の詳細
な説明から、当業者には容易に明らかとなる。
記載された図面と関連してなされた以下の本発明の詳細
な説明から、当業者には容易に明らかとなる。
【００１５】本発明のシステムと方法の使用法を当業者
が容易に理解するために、本発明の好ましい実施形態が
図面を参照して詳細に記載される。
が容易に理解するために、本発明の好ましい実施形態が
図面を参照して詳細に記載される。
【００１６】
【発明の実施の形態】図面を参照すると、図１には、本
発明の好ましい実施例によって構成されたリニア可変差
動変圧器（ＬＶＤＴ）とロータリ可変差動変圧器（ＲＶ
ＤＴ）の信号を処理するためのアナログ信号調節回路
が、遍く参照番号１０で示されている。調節回路１０に
はＬＶＤＴ／ＲＶＤＴ１２が作動可能に結合され、上記
ＬＶＤＴ／ＲＶＤＴ１２は主巻線１４と夫々Ｓ１，Ｓ２
で示される副巻線１６，１８と可動コア（磁心）２０と
を有する。主巻線１４は、交流周波数発生器２２からの
分割されフィルタに掛けられた信号を受け取って、この
信号により動力供給される。副巻線１６，１８によって
発生する出力信号は、可動コア２０の変位に比例する。
副巻線１６，１８は対向位置に直列に接続されて、コア
が中央の零の位置に在るときに、副巻線の出力信号の合
計は零となる。コア２０が主巻線１４に対して移動する
につれて、副巻線１６，１８の内の一方の信号が増大
し、副巻線１６，１８の他方の信号が減少する。コア２
０の位置、つまり、これに結合された基準物体の位置
は、次式によって決定される。 （Ｓ１−Ｓ２）／（Ｓ１＋Ｓ２） （１）
発明の好ましい実施例によって構成されたリニア可変差
動変圧器（ＬＶＤＴ）とロータリ可変差動変圧器（ＲＶ
ＤＴ）の信号を処理するためのアナログ信号調節回路
が、遍く参照番号１０で示されている。調節回路１０に
はＬＶＤＴ／ＲＶＤＴ１２が作動可能に結合され、上記
ＬＶＤＴ／ＲＶＤＴ１２は主巻線１４と夫々Ｓ１，Ｓ２
で示される副巻線１６，１８と可動コア（磁心）２０と
を有する。主巻線１４は、交流周波数発生器２２からの
分割されフィルタに掛けられた信号を受け取って、この
信号により動力供給される。副巻線１６，１８によって
発生する出力信号は、可動コア２０の変位に比例する。
副巻線１６，１８は対向位置に直列に接続されて、コア
が中央の零の位置に在るときに、副巻線の出力信号の合
計は零となる。コア２０が主巻線１４に対して移動する
につれて、副巻線１６，１８の内の一方の信号が増大
し、副巻線１６，１８の他方の信号が減少する。コア２
０の位置、つまり、これに結合された基準物体の位置
は、次式によって決定される。 （Ｓ１−Ｓ２）／（Ｓ１＋Ｓ２） （１）
【００１７】このように、センサの出力位置は、２つの
副巻線からの出力信号間の差を上記２つの巻線からの出
力信号の和で割ったものに基づいて決定される。マイク
ロプロセッサを使用する複合調節回路（コンプレックス
・コンディショニング・サーキット）では、この等式は
比較的容易に解かれる。しかし、ここに開示するアナロ
グ回路では、除算は難しい数学的プロセスである。した
がって、本発明の調節回路は、副巻線の出力信号を調整
して上記等式の分母が常に定数値となるユニークな機構
を使用する。その結果、等式は、すなわちセンサの出力
位置は、除算を行なうことなく決定される。
副巻線からの出力信号間の差を上記２つの巻線からの出
力信号の和で割ったものに基づいて決定される。マイク
ロプロセッサを使用する複合調節回路（コンプレックス
・コンディショニング・サーキット）では、この等式は
比較的容易に解かれる。しかし、ここに開示するアナロ
グ回路では、除算は難しい数学的プロセスである。した
がって、本発明の調節回路は、副巻線の出力信号を調整
して上記等式の分母が常に定数値となるユニークな機構
を使用する。その結果、等式は、すなわちセンサの出力
位置は、除算を行なうことなく決定される。
【００１８】以下に述べる調節回路の説明では、１から
８の番号が付されたインデックス期間について述べる。
これら正確な出力時間の間隔（タイムインターバル）
は、タイムインデクサとして作動するように構成された
デコーダ装置４０によってセット（設定）され、継続時
間が等しい（例えば、１ミリ秒）。また、上記時間間隔
は、調節回路１０の較正と変換のサイクルの内に在る。
タイムインデクサは、電圧制御された発振器（ＶＣＯ）
４２からの基準周波数を受け取る。上記周波数は周波数
分割器４４によって分割されている。較正と変換のサイ
クル中の調節回路１０によって生成された統合信号は、
図２に線図で示される。
８の番号が付されたインデックス期間について述べる。
これら正確な出力時間の間隔（タイムインターバル）
は、タイムインデクサとして作動するように構成された
デコーダ装置４０によってセット（設定）され、継続時
間が等しい（例えば、１ミリ秒）。また、上記時間間隔
は、調節回路１０の較正と変換のサイクルの内に在る。
タイムインデクサは、電圧制御された発振器（ＶＣＯ）
４２からの基準周波数を受け取る。上記周波数は周波数
分割器４４によって分割されている。較正と変換のサイ
クル中の調節回路１０によって生成された統合信号は、
図２に線図で示される。
【００１９】図１を参照すると、精密整流器２６，２８
は、それぞれ副巻線１６，１８に作動可能に結合して、
上記副巻線からの出力信号を直流出力電圧に変換する。
時間間隔８の間、サンプル（採取）とホールド（保持）
の増幅器３６，３８は、それぞれ、精密整流器２６，２
８から、副巻線２６，２８の直流の出力電圧Ｓ１，Ｓ２
を受取り、保持する。Ｓ１とＳ２の出力電圧が上記コア
２０の同じ位置と対応していることを保証するために、
サンプルとホールドの装置３６，３８は電圧を正確な時
間で読み込んでいる。
は、それぞれ副巻線１６，１８に作動可能に結合して、
上記副巻線からの出力信号を直流出力電圧に変換する。
時間間隔８の間、サンプル（採取）とホールド（保持）
の増幅器３６，３８は、それぞれ、精密整流器２６，２
８から、副巻線２６，２８の直流の出力電圧Ｓ１，Ｓ２
を受取り、保持する。Ｓ１とＳ２の出力電圧が上記コア
２０の同じ位置と対応していることを保証するために、
サンプルとホールドの装置３６，３８は電圧を正確な時
間で読み込んでいる。
【００２０】図２に関連させながら図１を続いて参照す
ると、上記回路の較正中に、スイッチＳＷ１５が時間間
隔１で閉じるとき、副巻線１６からの出力電圧Ｓ１は、
第１積算器５０用の統合の初期率（レート）と勾配とを
セットする。次に、時間間隔２で、スイッチＳＷ１５が
開き、スイッチＳＷ２が閉じると、副巻線１８からのＳ
２の出力電圧は、整流器５０の勾配を上方に駆動する。
時間間隔１３では、積算器５０からの出力は１０Ｖの基
準電圧から差し引かれ、副巻線電圧の全統合値「Ｓ１＋
Ｓ２」が、バッファ（緩衝器）６２からの基準電圧より
も少ないか、或いは、大きいかを決定する。
ると、上記回路の較正中に、スイッチＳＷ１５が時間間
隔１で閉じるとき、副巻線１６からの出力電圧Ｓ１は、
第１積算器５０用の統合の初期率（レート）と勾配とを
セットする。次に、時間間隔２で、スイッチＳＷ１５が
開き、スイッチＳＷ２が閉じると、副巻線１８からのＳ
２の出力電圧は、整流器５０の勾配を上方に駆動する。
時間間隔１３では、積算器５０からの出力は１０Ｖの基
準電圧から差し引かれ、副巻線電圧の全統合値「Ｓ１＋
Ｓ２」が、バッファ（緩衝器）６２からの基準電圧より
も少ないか、或いは、大きいかを決定する。
【００２１】その後、スイッチＳＷ３が時間間隔３で閉
じられると、零でないエラー（正または負）が、第２積
算器７０に対する出力値として与えられ、ＶＣＯ４２の
周波数をトリム（すなわち増減）するために使用され
る。副巻線電圧の全統合値「Ｓ１＋Ｓ２」が１０Ｖの基
準電圧よりも小さい或いは大きいならば、積算器７０が
作動する時間間隔は長くなったり或いは短くなったりす
る。それに比例して、積算器５０が作動する期間は長く
なったり或いは短くなったりする。これは、閉ループフ
ィードバック機構として機能し、ＶＣＯ４２の周波数を
調整して、やがて、回路内で定常状態が達成される。こ
れによって、積算器５０での副巻線の電圧の全統合値
「Ｓ１＋Ｓ２」は、バッファ６２からの基準電圧に等し
い状態を維持する。その結果、等式（１）の分母は一定
であり、これによって計算の負担を除いている。
じられると、零でないエラー（正または負）が、第２積
算器７０に対する出力値として与えられ、ＶＣＯ４２の
周波数をトリム（すなわち増減）するために使用され
る。副巻線電圧の全統合値「Ｓ１＋Ｓ２」が１０Ｖの基
準電圧よりも小さい或いは大きいならば、積算器７０が
作動する時間間隔は長くなったり或いは短くなったりす
る。それに比例して、積算器５０が作動する期間は長く
なったり或いは短くなったりする。これは、閉ループフ
ィードバック機構として機能し、ＶＣＯ４２の周波数を
調整して、やがて、回路内で定常状態が達成される。こ
れによって、積算器５０での副巻線の電圧の全統合値
「Ｓ１＋Ｓ２」は、バッファ６２からの基準電圧に等し
い状態を維持する。その結果、等式（１）の分母は一定
であり、これによって計算の負担を除いている。
【００２２】なお、時間間隔３以外の時間間隔では、ス
イッチＳＷ３Ｎが閉じ、積算器７０が接地されて、積算
器７０からの値は一定に保たれる。ウィンドウ・コンパ
レータ７２は、積算器７０に接続されて、積算器７０か
らの出力値がドリフト（移動）して較正値から離れ過ぎ
ているどうかをチェックする。本質的には、上記コンパ
レータは、閉ループ負フィードバック機構をモニタし
て、統合のための時間間隔が予め決められた限界を超え
て増大または減少しないことを保証している。
イッチＳＷ３Ｎが閉じ、積算器７０が接地されて、積算
器７０からの値は一定に保たれる。ウィンドウ・コンパ
レータ７２は、積算器７０に接続されて、積算器７０か
らの出力値がドリフト（移動）して較正値から離れ過ぎ
ているどうかをチェックする。本質的には、上記コンパ
レータは、閉ループ負フィードバック機構をモニタし
て、統合のための時間間隔が予め決められた限界を超え
て増大または減少しないことを保証している。
【００２３】時間間隔４の間では、積算器５０は、電圧
デバイダ６４によって、５Ｖすなわち基準電圧１０Ｖの
半分にリセットされる。特に、時間間隔４では、スイッ
チＳＷ４が閉じて積算器５０のバイポーラ（二極）作動
が可能となり、そこからのユニポーラ（単極）出力がで
きる。時間間隔５の間では、スイッチＳＷ１５は再び閉
じて、Ｓ１の出力電圧が積算器５０に供給され、統合の
傾斜を正方向に増大させる。時間間隔６では、スイッチ
ＳＷ６が閉じ、Ｓ２の出力電圧の負値が、電圧インバー
タ６６によって、積算器５０に供給される。負のＳ２の
出力値は、統合の傾斜を変化させ、図２に示すように、
積算器５０を上記下方に統合させる。
デバイダ６４によって、５Ｖすなわち基準電圧１０Ｖの
半分にリセットされる。特に、時間間隔４では、スイッ
チＳＷ４が閉じて積算器５０のバイポーラ（二極）作動
が可能となり、そこからのユニポーラ（単極）出力がで
きる。時間間隔５の間では、スイッチＳＷ１５は再び閉
じて、Ｓ１の出力電圧が積算器５０に供給され、統合の
傾斜を正方向に増大させる。時間間隔６では、スイッチ
ＳＷ６が閉じ、Ｓ２の出力電圧の負値が、電圧インバー
タ６６によって、積算器５０に供給される。負のＳ２の
出力値は、統合の傾斜を変化させ、図２に示すように、
積算器５０を上記下方に統合させる。
【００２４】時間間隔７の間では、スイッチＳＷ７が閉
じ、積算器５０からのサンプル値がサンプルとホールド
のバッファ６８によってラッチされる。上記サンプル値
は、実際には、５Ｖの基準電圧と、Ｓ１の出力電圧の統
合値と、負のＳ２の出力電圧の統合値との合計である。
「Ｓ１＋Ｓ２」の統合値が一定なので、「Ｓ１−Ｓ２」
の統合値が正規化（ノルマライズ）される。そして、基
準物体の位置が、「Ｓ１−Ｓ２」の統合値を「Ｓ１＋Ｓ
２」の統合値によって除算することなく、決定される。
区間８の間では、スイッチＳＷ８が閉じ、積算器５０は
接地することによってリセットされる。それに付随し
て、Ｓ１とＳ２の出力電圧に対する新しいサンプル値と
ホールド値が、装置３６と３８とによって獲得される。
じ、積算器５０からのサンプル値がサンプルとホールド
のバッファ６８によってラッチされる。上記サンプル値
は、実際には、５Ｖの基準電圧と、Ｓ１の出力電圧の統
合値と、負のＳ２の出力電圧の統合値との合計である。
「Ｓ１＋Ｓ２」の統合値が一定なので、「Ｓ１−Ｓ２」
の統合値が正規化（ノルマライズ）される。そして、基
準物体の位置が、「Ｓ１−Ｓ２」の統合値を「Ｓ１＋Ｓ
２」の統合値によって除算することなく、決定される。
区間８の間では、スイッチＳＷ８が閉じ、積算器５０は
接地することによってリセットされる。それに付随し
て、Ｓ１とＳ２の出力電圧に対する新しいサンプル値と
ホールド値が、装置３６と３８とによって獲得される。
【００２５】当業者が容易に認識することは、図１に示
す回路の精度が、２つのサンプルとホールドのバッファ
と、差分増幅器と、出力バッファと、変換ステージとの
精度に依ることである。これら全ては１または−１のゲ
イン（利得）を得ているので、回路は非常に正確であ
る。
す回路の精度が、２つのサンプルとホールドのバッファ
と、差分増幅器と、出力バッファと、変換ステージとの
精度に依ることである。これら全ては１または−１のゲ
イン（利得）を得ているので、回路は非常に正確であ
る。
【００２６】さて、図３を参照すると、もう一つの調節
回路が図示されている。上記回路は本発明によって組立
てられ、遍く参照番号１００によって示されている。こ
の回路と前に述べた回路との本的な相違は、サンプリン
グされた信号が調節される手段に在る。この例では、信
号の調節は、一対の積算器によってでなく、連続してス
イッチングする自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器によって
行なわれる。調節回路１００の説明に際して、番号１〜
４の指標時間間隔に対して言及される。これらの正確な
出力時間間隔は、タイムインデクサ１４０によって生成
され、その存続時間（例えば１ミリ秒）は等しい。
回路が図示されている。上記回路は本発明によって組立
てられ、遍く参照番号１００によって示されている。こ
の回路と前に述べた回路との本的な相違は、サンプリン
グされた信号が調節される手段に在る。この例では、信
号の調節は、一対の積算器によってでなく、連続してス
イッチングする自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器によって
行なわれる。調節回路１００の説明に際して、番号１〜
４の指標時間間隔に対して言及される。これらの正確な
出力時間間隔は、タイムインデクサ１４０によって生成
され、その存続時間（例えば１ミリ秒）は等しい。
【００２７】図示されているように、調節回路１００は
ＬＶＤＴ／ＲＶＤＴ１１２と作動可能に結合し、上記Ｌ
ＶＤＴ／ＲＶＤＴ１１２は、主巻線１１４と、Ｓ１，Ｓ
２で定された副巻線１１６，１１８と、移動可能コア１
２０とを有する。精密整流器１２６，１２８は、それぞ
れ、副巻線１１６，１１８に結合されている。主巻線１
１４は、交流周波数発生器１２２からの分割されフィル
タに掛けられた励磁信号を受け取り、動力供給される。
サンプルおよびホールドのバッファ１３６，１３８と
は、それぞれ、作動可能に精密整流器１２６，１２８と
に結合され、精密に整流されたＳ１とＳ２の出力電圧信
号をサンプリングすると共に保持する。
ＬＶＤＴ／ＲＶＤＴ１１２と作動可能に結合し、上記Ｌ
ＶＤＴ／ＲＶＤＴ１１２は、主巻線１１４と、Ｓ１，Ｓ
２で定された副巻線１１６，１１８と、移動可能コア１
２０とを有する。精密整流器１２６，１２８は、それぞ
れ、副巻線１１６，１１８に結合されている。主巻線１
１４は、交流周波数発生器１２２からの分割されフィル
タに掛けられた励磁信号を受け取り、動力供給される。
サンプルおよびホールドのバッファ１３６，１３８と
は、それぞれ、作動可能に精密整流器１２６，１２８と
に結合され、精密に整流されたＳ１とＳ２の出力電圧信
号をサンプリングすると共に保持する。
【００２８】図４を図３に関連付けながら参照すると、
時間間隔１では、サンプルとホールドのバッファ１３
６，１３８が、副巻線１１６，１１８の直流出力電圧Ｓ
１，Ｓ２とを受取り、保持する。時間間隔２では、スイ
ッチＳＷ１が閉じて、ＡＧＣ増幅器１５０がバッファ１
３６からのＳ１の出力電圧信号を受け取る。Ｓ１の出力
電圧信号は、ＡＧＣ増幅器１５０によって適切に計量さ
れ、サンプルホールドバッファ１４６によって保持され
る。次に、時間間隔３では、スイッチＳＷ２が閉じて、
ＡＧＣ増幅器１５０がバッファ１３８からのＳ２の出力
電圧信号を受け取る。Ｓ２の出力電圧信号は、ＡＧＣ増
幅器１５０によって適切に計量され、サンプルホールド
バッファ１４８によって保持される。
時間間隔１では、サンプルとホールドのバッファ１３
６，１３８が、副巻線１１６，１１８の直流出力電圧Ｓ
１，Ｓ２とを受取り、保持する。時間間隔２では、スイ
ッチＳＷ１が閉じて、ＡＧＣ増幅器１５０がバッファ１
３６からのＳ１の出力電圧信号を受け取る。Ｓ１の出力
電圧信号は、ＡＧＣ増幅器１５０によって適切に計量さ
れ、サンプルホールドバッファ１４６によって保持され
る。次に、時間間隔３では、スイッチＳＷ２が閉じて、
ＡＧＣ増幅器１５０がバッファ１３８からのＳ２の出力
電圧信号を受け取る。Ｓ２の出力電圧信号は、ＡＧＣ増
幅器１５０によって適切に計量され、サンプルホールド
バッファ１４８によって保持される。
【００２９】ＡＧＣ増幅器１５０からのＳ１とＳ２の出
力電圧信号は、バッファ１４６，１４８によって増幅さ
れると共に保持される。上記信号は、このポイントか
ら、２つの別々の経路をたどる。一つの経路（調節経
路）では、（サンプルホールドバッファ１４６，１４８
からの）増幅されたＳ１とＳ２の出力電圧は、サミング
ジャンクション１６０で合算される。次に、積算器１７
０からのゲイン（利得）を用いるＡＧＣ増幅器１５０の
追加計量を容易にするために、サミングジャンクション
１６２において、追加信号が、緩衝された一定の基準電
圧（例えば、１０Ｖ）と比較される。これは、Ｓ１とＳ
２の出力電圧の合計を一定の基準電圧と等しくするよう
に行なわれる。もう一つの経路では、（サンプルホール
ドバッファ１４６，１４８からの）増幅されたＳ１とＳ
２の出力電圧間の差が、サミングジャンクション１６４
で決定される。その結果はコア１２０の位置Ｐを与え
る。
力電圧信号は、バッファ１４６，１４８によって増幅さ
れると共に保持される。上記信号は、このポイントか
ら、２つの別々の経路をたどる。一つの経路（調節経
路）では、（サンプルホールドバッファ１４６，１４８
からの）増幅されたＳ１とＳ２の出力電圧は、サミング
ジャンクション１６０で合算される。次に、積算器１７
０からのゲイン（利得）を用いるＡＧＣ増幅器１５０の
追加計量を容易にするために、サミングジャンクション
１６２において、追加信号が、緩衝された一定の基準電
圧（例えば、１０Ｖ）と比較される。これは、Ｓ１とＳ
２の出力電圧の合計を一定の基準電圧と等しくするよう
に行なわれる。もう一つの経路では、（サンプルホール
ドバッファ１４６，１４８からの）増幅されたＳ１とＳ
２の出力電圧間の差が、サミングジャンクション１６４
で決定される。その結果はコア１２０の位置Ｐを与え
る。
【００３０】本発明のシステムと方法は好ましい実施例
について説明がなされたが、上記請求の範囲に記載の本
発明の精神および範囲を逸脱することなく変更や修正が
行な得ることは、当業者によって容易に認識される。
について説明がなされたが、上記請求の範囲に記載の本
発明の精神および範囲を逸脱することなく変更や修正が
行な得ることは、当業者によって容易に認識される。
【図１】 本発明の好ましい実施形態によって構成され
たＬＤＶＴおよびＲＤＶＴセンサのためのアナログ調節
回路の概略表示である。
たＬＤＶＴおよびＲＤＶＴセンサのためのアナログ調節
回路の概略表示である。
【図２】 較正および変換の際の統合されたサンプル信
号のグラフィック表示である。
号のグラフィック表示である。
【図３】 スイッチ式自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器を
使用するＬＤＶＴおよびＲＤＶＴセンサのためのもう一
つの調節回路の概略表示である。
使用するＬＤＶＴおよびＲＤＶＴセンサのためのもう一
つの調節回路の概略表示である。
【図４】 図３の調節回路によって生成された信号のグ
ラフィック表示である。
ラフィック表示である。
１４，１１４…主巻線、
１６，１８，１１６，１１８…主巻線、
２０，１２０…コア、
２２，１２２…周波数発生器、
３６…第１増幅器
３８…第２増幅器。
４０、１４０…タイムインデクサ、
４２…発振器、
５０…第１積算器、
７０…第２積算器、
１７０…積算器、
６２，６８，１３６，１３８，１４６，１４８…バッフ
ァ、 １５０…自動利得制御増幅器、 Ｓ１，Ｓ２…出力電圧
ァ、 １５０…自動利得制御増幅器、 Ｓ１，Ｓ２…出力電圧
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(71)出願人 502411274
ＧＯＯＤＲＩＣＨ ＰＵＭＰ ＆ ＥＮＧ
ＩＮＥ ＣＯＮＴＲＯＬ ＳＹＳＴＥＭ
Ｓ， ＩＮＣ.
(72)発明者 ゲイリー・エム・マクブライエン
アメリカ合衆国06033コネチカット州グラ
ストンベリー、スティーブンズ・レイン28
番
Ｆターム(参考） 2F077 AA11 FF04 FF11 FF13 UU20
Claims (22)
- 【請求項１】 ａ） 可変差動変圧器の主巻線に励磁信
号を提供するための周波数発生器と、 ｂ） 下記等式の解として上記可変差動変圧器の可動コ
アの位置Ｐを決定するときに用いるために、上記可変差
動変圧器の一対の副巻線からの出力電圧をサンプリング
するための手段とを備え、 Ｐ＝（Ｓ１−Ｓ２）／（Ｓ１＋Ｓ２） 上記等式においてＳ１とＳ２とは上記可変差動変圧器の
副巻線からの出力電圧を示し、 ｃ） 調節されるＳ１とＳ２の出力電圧の合計が一定の
基準電圧に等しくなり、これにより、位置ＰはＳ１の出
力電圧とＳ２の出力電圧との差に等しくなるように、上
記サンプリングされたＳ１とＳ２の出力電圧を調節する
ための手段を備えていることを特徴とする信号を処理す
るためのシステム。 - 【請求項２】 請求項１に記載のシステムにおいて、 上記サンプリングされたＳ１とＳ２の出力電圧を調節す
るための手段は、自動利得制御増幅器を含んでいること
を特徴とするシステム。 - 【請求項３】 請求項２に記載のシステムにおいて、 サンプリングされたＳ１とＳ２の出力電圧間で、上記自
動利得制御増幅器に対して上記入力信号を連続的にスイ
ッチングする手段が設けられていることを特徴とするシ
ステム。 - 【請求項４】 請求項１に記載のシステムにおいて、 上記サンプリングされたＳ１とＳ２の出力電圧を調節す
るための手段は、第１時間間隔において上記サンプリン
グされたＳ１の出力電圧を統合するように構成された第
１増幅器と、第２時間間隔において上記サンプリングさ
れたＳ２の出力電圧を統合するように構成された第２増
幅器とを含んでいることを特徴とするシステム。 - 【請求項５】 請求項４に記載のシステムにおいて、 別々の時間間隔で出力時間をセットするように構成され
たタイムインデクサに基準周波数を供給するために、電
圧制御された発振器をさらに備えていることを特徴とす
るシステム。 - 【請求項６】 請求項１に記載のシステムにおいて、 上記出力電圧をサンプリングするための手段は、精密に
整流されたＳ１とＳ２の出力電圧信号をサンプリングし
保持するために、それぞれ、第１と第２のサンプルとホ
ールドのバッファを含んでいることを特徴とするシステ
ム。 - 【請求項７】 ａ） 可変差動変圧器の主巻線に励磁信
号を提供するための周波数発生器と、 ｂ） 別々の時間間隔で出力時間をセットするように構
成されたタイムインデクサに基準周波数を供給するため
の電圧制御された発振器と、 ｃ） 下記等式の解として上記可変差動変圧器の可動コ
アの位置Ｐを決定するときに用いるために、上記可変差
動変圧器の一対の副巻線からの出力電圧をサンプリング
するための手段とを備え、 Ｐ＝（Ｓ１−Ｓ２）／（Ｓ１＋Ｓ２） 上記等式においてＳ１とＳ２とは上記可変差動変圧器の
副巻線からの出力電圧を示し、 ｄ） 第１時間間隔におけるＳ１の出力電圧と、第２時
間間隔におけるＳ２の出力電圧とを統合するために、サ
ンプリング手段と差動可能に結合した間で第１積算器
と、 ｅ） Ｓ１の出力電圧とＳ２の出力電圧との全統合値に
基づいて、上記第２時間間隔においてサンプリングエラ
ーを決定するための手段と、 ｆ） Ｓ１の出力電圧とＳ２の出力電圧との全統合値が
一定の基準電圧に等しい状態を維持するように、電圧制
御された発振器によって供給される基準周波数を調整す
るための値を発生させるために、第３時間間隔において
サンプリングエラーを統合するための第２積算器と、 ｇ） 第４時間間隔において第１積算器をリセットする
ための手段とを備え、 これによって、第１積算器は、第５時間間隔においての
Ｓ１の出力電圧と、第６時間間隔においてのＳ２の出力
電圧とを統合し、第７時間間隔においての第１積算器の
出力は、上記等式を解く際に用いられる上記副巻線のＳ
１の出力電圧とＳ２の出力電圧との間の差の統合値であ
り、上記式の分母は一定の基準電圧に等しいことを特徴
とする信号を調節するためのシステム。 - 【請求項８】 請求項７に記載のシステムにおいて、 上記電圧制御された発振器によって供給される基準周波
数の調整は、別々の時間間隔中の調整にとなり、上記第
１積算器と上記第２積算器の統合時間が調整されること
を特徴とするシステム。 - 【請求項９】 請求項７に記載のシステムにおいて、 基準電圧を発生させるための手段をさらに備えているこ
とを特徴とするシステム。 - 【請求項１０】 請求項８に記載のシステムにおいて、 上記サンプリングエラーは、上記Ｓ１の出力電圧と上記
Ｓ２の出力電圧との上記全統合値が上記基準電圧よりも
小さいか或いは大きいときに、決定されることを特徴と
するシステム。 - 【請求項１１】 請求項９に記載のシステムにおいて、 上記サンプリングエラーは、上記基準電圧から上記第１
積算器の出力電圧を差し引くことによって、決定される
ことを特徴とするシステム。 - 【請求項１２】 請求項８に記載のシステムにおいて、 上記第１積算器は、第４の時間間隔において、上記基準
電圧を半分に分割することによって得られた電圧で、リ
セットされることを特徴とするシステム。 - 【請求項１３】 請求項７に記載のシステムにおいて、 統合されたサンプリングエラーの値が、予め決められた
限界値を超えて移動するかどうかを検出するための手段
をさらに備えていることを特徴とするシステム。 - 【請求項１４】 請求項７に記載のシステムにおいて、 励磁信号を交流から直流に変換するための手段をさらに
備えていることを特徴とするシステム。 - 【請求項１５】ａ） 可変差動変圧器の主巻線に励磁信
号を発生させるステップと、 ｂ） 下記等式の解として上記可変差動変圧器の移動可
能コアの位置Ｐを決定するときに用いるために、上記可
変差動変圧器の一対の副巻線からの出力電圧をサンプリ
ングするステップとを備え、 Ｐ＝（Ｓ１−Ｓ２）／（Ｓ１＋Ｓ２） 上記等式においてＳ１とＳ２とは上記可変差動変圧器の
副巻線からの出力電圧を示し、 ｃ） Ｓ１とＳ２の出力電圧の合計が一定の基準電圧に
等しく、これにより、位置ＰはＳ１の出力電圧とＳ２の
出力電圧との差に等しくなるように、上記サンプリング
されたＳ１とＳ２の出力電圧を調節するためのステップ
を備えていることを特徴とする信号を処理するための方
法。 - 【請求項１６】ａ） 可変差動変換器の主巻線に励磁信
号を提供するステップと、 ｂ） 精密な時間間隔で出力時間をセットするように構
成されたタイムインデクサに、基準周波数を供給するス
テップと、 ｃ） 下記等式の解として上記可変差動変圧器の移動可
能コアの位置Ｐを決定するときに用いるために、上記可
変差動変圧器の一対の副巻線からの出力電圧をサンプリ
ングするステップとを備え、 Ｐ＝（Ｓ１−Ｓ２）／（Ｓ１＋Ｓ２） 上記等式においてＳ１とＳ２とは上記可変差動変圧器の
副巻線の出力電圧を示し、 ｄ） 第１時間間隔においてＳ１の出力電圧を統合する
ステップと、 ｅ） 第２時間間隔においてＳ２の出力電圧を統合する
ステップと、 ｆ） 第２時間間隔において上記Ｓ１とＳ２の出力電圧
に基づいてサンプリングエラーを決定するステップと、 ｇ） 第３時間間隔においてサンプリングエラーを統合
するステップと、 ｈ） 上記Ｓ１の出力電圧と上記Ｓ２のの出力電圧とが
一定の基準電圧に等しい状態を維持するように、サンプ
リングエラーの統合値に基づいて、上記電圧制御された
発振器の周波数を調整するステップと、 ｉ） 第４時間間隔において上記第１積算器をリセット
するステップと、 ｊ） 第５時間間隔において上記Ｓ１の出力電圧を統合
するステップと、 ｋ） 第６時間間隔において負の上記Ｓ２の出力電圧を
統合するステップと、 ｌ） 第７時間間隔において第１積算器の出力を提供す
るステップとを備え、上記出力は副巻線のＳ１の出力電
圧とＳ２の出力電圧との差の統合された値であり、上記
値は、分母が一定の基準電圧に等しい上記等式を解く際
に使用され、 ｍ） 第８時間間隔において上記第１積算器をリセット
するステップを備えていることを特徴とする信号を処理
するための方法。 - 【請求項１７】 請求項１６に記載の方法において、 基準電圧を発生させるステップをさらに備えていること
を特徴とする方法。 - 【請求項１８】 請求項１６に記載の方法において、 上記サンプリングエラーは、上記Ｓ１の出力電圧と上記
Ｓ２の出力電圧との上記全統合値が上記基準電圧よりも
小さいか或いは大きいときに、決定されることを特徴と
する方法。 - 【請求項１９】 請求項１６に記載の方法において、 上記サンプリングエラーは、上記基準電圧から上記第１
積算器の出力電圧を差し引くことによって決定されるこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項２０】 請求項１６に記載の方法において、 上記第１積算器は、第４の時間間隔において、上記基準
電圧を半分に分割することによって得られた電圧で、リ
セットされることを特徴とする方法。 - 【請求項２１】 請求項１６に記載の方法において、 統合されたサンプリングエラーの値が、予め決められた
限界値を超えて移動するかどうかをモニターするための
ステップをさらに備えていることを特徴とする方法。 - 【請求項２２】 請求項１６に記載の方法において、 励磁信号を交流から直流に変換するステップをさらに備
えていることを特徴とする方法。
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