DE60216719T2

DE60216719T2 - System und Verfahren zur Verarbeitung eines Signals

Info

Publication number: DE60216719T2
Application number: DE60216719T
Authority: DE
Inventors: Gary M. Glastonbury McBrien
Original assignee: Goodrich Pump and Engine Control Systems Inc
Current assignee: Goodrich Pump and Engine Control Systems Inc
Priority date: 2002-01-29
Filing date: 2002-10-21
Publication date: 2007-09-06
Anticipated expiration: 2022-10-22
Also published as: US20030141917A1; EP1331470B1; JP2003240601A; EP1331470A1; EP1331470A8; DE60216719D1; US6864808B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Bereich der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltungen und ein Verfahren zur Verarbeitung von Signalen und insbesondere Signalaufbereitungsschaltungen für linear verstellbare Difterentialtransformer (LVDT) und rotatorisch verstellbare Difterentialtransformer (RVDT).
2. Hintergrund der verwandten Technik
Wegaufnehmer, welche entweder digitale oder analoge Ausgaben erzeugen, sind in der Technik gut bekannt. Wegaufnehmer mit analoger Ausgabe umfassen variable Widerstände, Kondensatoren in Einzelspuleneinheiten und induktive Mehrspulensensoren. Wegaufnehmer mit digitaler Ausgabe umfassen die linear verstellbaren Difterentialtransformer (LVDT) und die rotatorisch verstellbaren Differentialtransformer (RVDT). Diese Transformer umfassen einen beweglichen Kern mit drei Wicklungen, welche eine Verlagerung erfassen. LVDTs und RVDTs werden verwendet, um eine lineare oder winkelmäßige Verlagerung zu messen und werden mechanisch zwischen dem abgetasteten Objekt und einem Referenzobjekt angeschlossen. Die Ausgangsspannung des Transformers ist proportional zu der Verlagerung des beweglichen Kerns und kann verwendet werden, um die Bewegung oder Position eines Referenzobjekts zu messen.
Der linear verstellbare Differentialtransformer (LVDT) umfasst einen beweglichen magnetischen Kern, eine Primärwicklung und zwei Sekundänrwicklungen. Da es keinen Kontakt zwischen dem Kern und den Wicklungen gibt, gibt es keine Reibung und keinen mechanischen Verschleiß, um die Lebensdauer des Messwandlers zu begrenzen. Dies ist besonders wichtig bei sehr zuverlässigen Anwendungen und unter extremen Umweltbedingungen. Als ein Beispiel zeigen die Steuer-/Regelflächen eines Flugzeugs mit festen oder drehbaren Flügeln eine Vibration, welche einen Messwandler vom mechanischen Kontakttyp rasch zerstören würde. Die Position des magnetischen Kerns bestimmt die in jede der zwei Sekundärwicklungen induzierte Spannung. Wenn der Kern relativ zu den Sekundärwicklungen zentriert ist, wird eine gleiche Spannung in jede Sekundärwicklung induziert. Dies ist die ausbalancierte oder Nullposition. Während der Kern von der Mitte, oder Nullpunkt, verlagert wird, nimmt die in die Sekundärwicklung induzierte Spannung zu, während die Spannung an der anderen Sekundärwicklung abnimmt. Die zwei Sekundärwicklungen sind üblicherweise in Reihe verbunden und die resultierende Differenzspannung wird gemessen. Die Phase der Ausgangsspannung relativ zu der Primärspannung zeigt die Richtung der Verlagerung relativ zu der Nullposition. Ein RVDT-Sensor arbeitet in einer ähnlichen Weise, wobei der bewegliche Eisenkern um eine feste Achse dreht.
In der Vergangenheit umfassten Schaltungen zur Umwandlung eines Signals von einem LVDT- oder RVDT-Sensor in eine zuverlässige Ausgangsspannung komplexe Verarbeitungsmethodologien und Komponenten, wie beispielsweise in dem US-Patent Nr. 4,591,765 von McCorkle und dem US-Patent Nr. 4,909,921 von DeVito offenbart.
Aus der JP-A-10-019600 ist ein verstellbarer Difterentialtransformer bekannt, welcher eine Primärwicklung, ein Paar von Sekundärwicklungen und einen beweglichen Kern wie auch eine Signalaufbereitungsschaltung zur Verarbeitung des Signals des Differentialtransformers hat. Die Schaltungsanordnung umfasst einen Frequenzgenerator, welcher ein Erregersignal der Primärwicklung liefert, und zwei arithmetische Schaltungen, wobei eine von diesen Schaltungen die Summe der Ausgangssignale der Sekundärwicklungen be reitstellt, während die andere Schaltung die Differenz zwischen diesen Signalen bildet. Das Erregersignal wird der Primärwicklung über einen Verstärker bereitgestellt, dessen Verstärkung durch einen geschlossenen Regelkreis mit negativer Rückführung gesteuert/geregelt wird, welcher das Summensignal so steuert/regelt, dass es einer konstanten Referenzspannung entspricht. Das Differenzsignal bildet das aufbereitete Ausgangssignal, welches die Position des beweglichen Kerns des Differentialtransformers bestimmt.
Eine andere Aufbereitungsschaltung zur Verarbeitung eines Signals eines verstellbaren Differentialtransformers ist aus der US-A-4,982,156 bekannt. Einer Primärwicklung des Differentialtransformers wird ein Erregerimpulssignal zugeführt. Ein Multiplexer liefert die Ausgangssignale der Sekundärwicklungen, welche vorübergehend in Abtast-Halte-Schaltungen gehalten werden, sequentiell über einen Analog/Digital-Wandler einem Computer, welcher die Position des beweglichen Kerns des Differentialtransformers aus den Ausgangssignalen der Sekundärwicklungen berechnet.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist ein Ziel der Erfindung, eine zuverlässige Schaltung und ein Verfahren zur Aufbereitung eines Signals von einem verstellbaren Transformer bereitzustellen, welches relativ einfache Berechnungsmethodologien und entsprechend weniger und weniger komplexe Komponenten als Signalaufbereitungsschaltungen vom Stand der Technik verwendet.
Die Erfindung wird durch die Merkmale des Anspruchs 1, welcher auf eine Signalaufbereitungsschaltung gerichtet ist, und die Merkmale des Anspruchs 11, welcher auf ein Verfahren gerichtet ist, beschrieben.
In einer Ausführungsform der Erfindung sieht die Schaltungsanordnung eine analoge Signalaufbereitungsschaltung vor, welche einen Frequenzgenerator, um einer Primärwicklung eines verstellbaren Differentialtransformers ein Erregersignal bereitzustellen, und einen Spannungs-Steuer-/Regeloszillator umfasst, um eine Referenzfrequenz einem Zeitindexer zuzuführen, welcher dazu ausgebildet ist, Ausgabezeiten in diskreten Zeitintervallen zu setzen.
Es sind Mittel vorgesehen, um Ausgangsspannungen von einem Paar von Sekundärwicklungen des verstellbaren Difterentialtransformers abzutasten zur Verwendung bei der Bestimmung der Position P eines beweglichen Kerns des verstellbaren Difterentialtransformers als Lösung der Gleichung:
wobei S1 und S2 die Ausgangsspannungen der Sekundärwicklungen des verstellbaren Differentialtransformers darstellen. Ein erster Integrator ist dem Abtastmittel betriebsmäßig zugeordnet zum Integrieren der S1-Ausgangsspannung während eines ersten Zeitintervalls und zum Integrieren der S2-Ausgangsspannung während eines zweiten Zeitintervalls.
Es sind auch Mittel vorgesehen, um einen Abtastfehler basierend auf dem integrierten Gesamtwert der S1-Ausgangsspanung und der S2-Ausgangsspannung während des zweiten Zeitintervalls zu bestimmen. Der Abtastfehler wird bestimmt, wenn der integrierte Gesamtwert der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung kleiner oder größer als die Referenzspannung ist. Der Wert des Abtastfehlers wird bestimmt, indem die Ausgangsspannung des ersten Integrators von der Referenzspannung subtrahiert wird.
Ein zweiter Integrator ist vorgesehen, um den Abtastfehler während eines dritten Zeitintervalls zu integrieren, um einen Wert zu erzeugen, welcher verwendet wird, um die von dem spannungsgesteuerten/-geregelten Oszillator zugeführte Referenzfrequenz einzustellen. Dies erfolgt durch eine negative Rückführungsschleife, welche derart funktioniert, dass der integrierte Ge samtwert der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung zu einer Referenzspannung gleich bleibt. Als Ergebnis ist der integrierte Wert der S1- und S2-Ausgangsspannungen und folglich der Nenner der oben dargelegten Gleichung eine Konstante. Im Wesentlichen resultiert die Einstellung der von dem spannungsgesteuerten/-geregelten Oszillator zugeführten Referenzfrequenz in einer Einstellung der Dauer der diskreten Zeitintervalle, so dass die Integrationszeit der ersten und zweiten Integratoren abhängig von dem Wert des Abtastfehlers verlängert oder verkürzt wird.
Es sind auch Mittel vorgesehen, um den ersten Integrator während eines vierten Zeitintervalls zurückzusetzen, woraufhin der erste Integrator die S1-Ausgangsspannung während eines fünften Zeitintervalls integriert und eine negative S2-Ausgangsspannung wird während eines sechsten Zeitintervalls integriert. Die Ausgabe des ersten Integrators wird während eines siebten Zeitintervalls bereitgestellt, welche dem integrierten Wert der Differenz zwischen der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung entspricht. Dieser Wert wird bei der Lösung der oben dargelegten Gleichung verwendet, deren Lösung keine Teilung erfordert, da der Nenner der Gleichung einer Konstanten entspricht. Dies reduziert wesentlich die Berechnungsbelastung des Systems.
Das Verfahren vom Gegenstand der Erfindung umfasst einen Kalibrierungszyklus und einen Signalumwandlungszyklus. Während des Kalibrierungszyklus umfasst das Verfahren den Schritt, Ausgangsspannungen abzutasten von einem Paar von Sekundärwicklungen eines verstellbaren Differentialtransformers zur Verwendung bei der Bestimmung der Position P eines beweglichen Kerns des verstellbaren Differentialtransformers als Lösung der Gleichung:
wobei S1 und S2 die Ausgangsspannungen der Sekundärwicklungen des verstellbaren Differentialtransformers darstellen. Während des Kalibrierungszyklus umfasst das Verfahren auch die Schritte, während eines ersten Zeitintervalls die S1-Ausgangsspannung zu integrieren, während eines zweiten Zeitintervalls die S2-Ausgangsspannung zu integrieren, während des zweiten Zeitintervalls einen Abtastfehler basierend auf dem integrierten Gesamtwert der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung zu bestimmen, während eines dritten Zeitintervalls den Abtastfehler zu integrieren, die Frequenz des spannungsgesteuerten/-geregelten Oszillators basierend auf dem integrierten Wert des Abtastfehlers so einzustellen, dass der integrierte Gesamtwert der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung gleich einer Referenzspannung bleibt und während eines vierten Zeitintervalls den ersten Integrator zurückzusetzen.
Während des Signalumwandlungszyklus umfasst das Verfahren die Schritte, während eines fünften Zeitintervalls die S1-Ausgangsspannung zu integrieren, während eines sechsten Zeitintervalls die negative S2-Ausgangsspannung zu integrieren, während eines siebten Zeitintervalls die Ausgabe des ersten Integrators bereitzustellen, welcher dem integrierten Wert der Differenz zwischen der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung entspricht. Dieser Wert wird zur Lösung der Gleichung verwendet, deren Nenner einer konstanten Referenzspannung entspricht. Der erste Integrator wird dann während eines achten Zeitintervalls zurückgesetzt.
Vorzugsweise wird während des Kalibrierungszyklus der Abtastfehler bestimmt, wenn der integrierte Gesamtwert der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung kleiner oder größer als die Referenzspannung ist und der Wert des Abtastfehlers wird bestimmt, indem die Ausgangsspannung des ersten Integrators von der Referenzspannung abgezogen wird.
Der Gegenstand der Erfindung ist auch auf ein System zur Verarbeitung eines Signals gerichtet, worin das Mittel zur Aufbereitung der abgetasteten S1- und S2-Ausgangsspannungen einen Regel-(AGC)-Verstärker mit automatischer Verstärkung umfasst, welcher betriebsmäßig Mitteln zugeordnet ist, um dessen Eingangssignal sequentiell zwischen den abgetasteten S1- und S2-Ausgangsspannungen zu schalten. Der geschaltete AGC-Verstärker arbeitet, um die Summe der abgetasteten S1- und S2-Ausgangsspannungen mit einer konstanten Referenzspannung gleichzusetzen. Wie bei der vorangehenden Konfiguration wird dieselbe Verstärkungseinstellung (k) an dem AGC-Verstärker, welche ausreichte, um (S1 + S2)·k = V_ref. zu ergeben (wobei k der AGC-Verstärkungsfaktor ist), verwendet, um (S1 – S2)·k zu bestimmen, so dass der Nenner der Gleichung konstant gehalten wird und eine Teilung nicht notwendig ist. Wie oben entspricht die Position P des beweglichen Kerns der Differenz zwischen den abgetasteten S1- und S2-Ausgangsspannungen.
Diese und andere Aspekte der vorliegenden Erfindung werden von Fachleuten aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung, welche zusammen mit den nachfolgend beschriebenen Zeichnungen herangezogen wird, leichter verstanden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Damit Fachleute, welche die vorliegende Erfindung betrifft, leichter verstehen, wie das System und das Verfahren der vorliegenden Erfindung zu verwenden sind, werden bevorzugte Ausführungsformen derselben nachfolgend detailliert unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, in welchen:
1 eine schematische Darstellung einer analogen Aufbereitungsschaltung für LDVT- und RDVT-Sensoren ist, welche gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist;
2 eine graphische Darstellung eines integrierten abgetasteten Signals während Kalibrierungs- und Umwandlungszyklen ist;
3 eine schematische Darstellung einer weiteren Aufbereitungsschaltung für LDVT- und RDVT-Sensoren ist, welche einen geschalteten (AGC)-Regelverstärker mit automatischer Verstärkung verwendet;
4 eine graphische Darstellung des von der Aufbereitungsschaltung der 3 erzeugten abgetasteten und skalierten Signals ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Nun auf die Zeichnungen Bezug nehmend ist in 1 eine analoge Signalaufbereitungsschaltung zur Verarbeitung von LVDT- und RVDT-Signalen veranschaulicht, welche gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist und im Allgemeinen mit der Bezugszahl 10 bezeichnet ist. Die Aufbereitungsschaltung 10 ist betriebsmäßig einer LVDT/RVDT 12 mit einer Primärwicklung 14, Sekundärwicklungen 16 und 18, welche jeweils S1 und S2 bezeichnet werden und einem beweglichen Kern 20 zugeordnet. Die Primärwicklung 14 wird durch ein geteiltes und gefiltertes Erregersignal von einem AC-Frequenzgenerator 22 mit Energie versorgt und empfängt dieses, und von den Sekundärwicklungen 16 und 18 erzeugte Ausgangssignale sind proportional zur Verlagerung des beweglichen Kerns 20. Die Sekundärwicklungen 16 und 18 sind in gegensätzlicher Folge verbunden, so dass die Summe der Ausgangssignale von den Sekundärwicklungen Null ist, wenn sich der Kern in einer zentrierten Nullposition befindet. Während sich der Kern 20 relativ zu der Primärwicklung 14 bewegt, nimmt das Signal in einer der Sekundärwicklungen 16, 18 zu, während das Signal in der anderen Sekundärwicklung 16, 18 abnimmt. Die Position des Kerns 20 und folglich des diesen zugeordneten Referenzobjekts wird bestimmt gemäß der folgenden Gleichung:
Somit basiert die Bestimmung der Ausgangsposition des Sensors auf der Differenz zwischen den Ausgangssignalen von den zwei Sekundärwicklungen geteilt durch die Summe der Ausgangssignale von den zwei Wicklungen. In einer komplexen Aufbereitungsschaltung, welche Mikroprozessoren verwendet, kann diese Gleichung relativ einfach gelöst werden. Jedoch ist eine Teilung in der hier offenbarten analogen Schaltung ein schwieriger mathematischer Vorgang. Somit verwendet die Aufbereitungsschaltung der vorliegenden Erfindung einen einzigartigen Mechanismus, um die Ausgangssignale der Sekundärwicklungen derart einzustellen, dass der Nenner der Gleichung immer ein konstanter Wert ist. Folglich wird die Gleichung und folglich die Ausgangsposition des Sensors ohne Teilung bestimmt.
In der folgenden Beschreibung der Aufbereitungsschaltung wird auf indizierte Zeitintervalle Bezug genommen, welche von 1 bis 8 nummeriert sind. Diese präzisen Ausgabezeitintervalle, welche von einer Decodereinrichtung 40 gesetzt werden, welche so konfiguriert ist, dass sie als ein Zeitindexer arbeitet, entsprechen sich in der Dauer (z.B. 1 ms) und treten innerhalb der Kalibrierungs- und Umwandlungszyklen der Aufbereitungsschaltung 10 auf. Der Zeitindexerempfängt eine Referenzfrequenz von einem spannungsgesteuerten/geregelten Oszillator (VCO) 42, welche durch einen Frequenzteiler 44 geteilt wird. Das von der Aufbereitungsschaltung 10 während der Kalibrierungs- und Umwandlungszyklen erzeugte integrierte Signal ist graphisch in 2 dargestellt.
Auf 1 Bezug nehmend sind Präzisionsgleichrichter 26 und 28 jeweils betriebsmäßig Sekundärwicklungen 16 und 18 zugeordnet, um ihre Ausgangssignale in Ausgangsgleichspannungen umzuwandeln. Während eines Zeitintervalls 8 empfangen und halten die Abtast-Halte-Verstärker 36 und 38 jeweils eine Ausgangsgleichspannung S1 und S2 der Sekundärwicklungen 16 und 18 von den Präzisionsgleichrichtern 26 und 28. Die Abtast-Halte-Einrichtungen 36, 38 erhalten einen Spannungsmesswert zu einem präzisen Zeit punkt, um sicherzustellen, dass die S1- und S2-Ausgangsspannung derselben Position des Kerns 20 entsprechen.
Weiterhin unter Bezugnahme auf 1 in Verbindung mit 2 setzt während des Kalibrierungszyklus der Schaltung, wenn der Schalter SW15 in dem Zeitintervall 1 geschlossen wird, die S1-Ausgangsspannung von der Sekundärwicklung 16 die Anfangsrate oder Integrationsflanke für den ersten Integrator 50. Dann öffnet sich im Zeitintervall 2 der Schalter SW15 und der Schalter SW2 schließt sich, so dass die S2-Ausgangsspannung von der Sekundärwicklung 18 die Integrator 50 -Flanke nach oben treibt. Im Zeitintervall 3 wird die Ausgabe vom Integrator 50 zu einem Additionspunkt 60 gesendet. Dort wird die Ausgabe vom Integrator 50 von einer 10V-Referenzspannung abgezogen, um zu bestimmen, ob der integrierte Gesamtwert der Sekundärwicklungsspannungen (S1 + S2) kleiner oder größer als die Referenzspannung vom Puffer 62 ist.
Wenn danach der Schalter SW3 im Zeitintervall 3 geschlossen wird, ist irgendein Nicht-Null-Fehler (positiv oder negativ) vorgesehen als ein Eingangswert zu dem zweiten Integrator 70 und wird verwendet, um die Frequenz der VCO 42 zu trimmen (d.h. zu erhöhen oder verringern). Im Wesentlichen, wenn der integrierte Gesamtwert der Sekundärwicklungsspannungen (S1 + S2) kleiner oder größer als die 10V-Referenzspannung ist, wird das Zeitintervall, in welchem der Integrator 70 arbeitet, entweder verlängert oder verkürzt und die Zeitperiode, in welcher der Integrator 50 arbeitet, wird proportional verlängert oder verkürzt. Dies dient als ein geschlossenschleifiger negativer Rückkopplungsmechanismus, welcher mit der Zeit die Frequenz des VCO 42 derart einstellt, dass ein stabiler Zustand innerhalb der Schaltung erreicht wird, wodurch der integrierte Gesamtwert der Sekundärwicklungsspannungen (S1 + S2) am Integrator 50 zur Referenzspannung von dem Puffer 62 gleich bleibt. Folglich bleibt der Nenner der Gleichung (1) konstant, wodurch eine Berechnungsbelastung vermieden wird.
Es sollte bemerkt werden, dass in jedem anderen Zeitintervall als dem Zeitintervall 3 der Schalter SW3N geschlossen ist, so dass der Integrator 70 geerdet wird und sein Ausgangswert konstant gehalten wird. Ein Fensterkomparator 72 ist mit dem Integrator 70 verbunden, um eine Fehlerkontrolle vorzusehen, wenn der Ausgangswert von dem Integrator 70 zu weit von einem kalibrierten Wert driftet. Im Wesentlichen überwacht der Komparator den geschlossenschleifigen negativen Rückkopplungsmechanismus, um sicherzustellen, dass das Zeitintervall zur Integration nicht über vorbestimmte Grenzen hinaus zunimmt oder abnimmt.
Während des Zeitintervalls 4 wird der Integrator 50 auf 5V oder die Hälfte der 10V-Referenzspannung durch den Spannungsteiler 64 zurückgesetzt. Insbesondere schließt im Zeitintervall 4 der Schalter SW4, um eine bipolare Operation des Integrators 50 zu erlauben und eine unipolare Ausgabe desselben zu ermöglichen. Während des Zeitintervalls 5 wird der Schalter SW15 wiederum geschlossen, was es ermöglicht, dem Integrator 50 die S1-Ausgangsspannung zuzuführen, was bewirkt, dass die Integrationsflanke positiv ansteigt. Im Intervall 6 wird der Schalter SW6 geschlossen und der negative Wert der S2-Ausgangsspannung wird dem Integrator 50 durch den Spannungsinverter 66 zugeführt. Die negative S2-Ausgangsspannung verändert die Integrationsflanke, was bewirkt, dass der Integrator 50 abwärts integriert, wie in 2 gezeigt.
Während des Zeitintervalls 7 ist der Schalter SW7 geschlossen und der Abtastwert vom Integrator 50, welcher tatsächlich die Summe der 5V-Referenzspannung, des integrierten Werts der S1-Ausgangsspannung und des integrierten Werts der negativen S2-Ausgangsspannung ist, wird durch den Abtast-Halte-Puffer 68 an die Ausgabe gehängt. Da der integrierte Wert von (S1 + S2) konstant ist, wird der integrierte Wert von (S1 – S2) vereinheitlicht und die Position des Referenzobjekts kann bestimmt werden, ohne den integrierten Wert von (S1 – S2) durch den integrierten Wert von (S1 + S2) zu teilen. Während des Intervalls 8 ist der Schalter SW8 geschlossen und der Integra tor 50 ist auf Null zurückgesetzt, indem er geerdet ist. Gleichzeitig werden durch die Einrichtungen 36 und 38 neue Abtast- und Haltewerte für S1- und S2-Ausgangsspannungen erfasst.
Fachleute sollten leicht verstehen, dass die Genauigkeit der in 1 gezeigten Schaltung von der Genauigkeit der zwei Abtast-Halte-Puffer, dem Differenzverstärker, dem Ausgabepuffer und der Invertierungsstufe abhängt. Sie alle haben Verstärkungen von 1 oder –1 und somit ist die Schaltung äußerst genau.
Nun auf 3 Bezug nehmend ist dort eine weitere Aufbereitungsschaltung gezeigt, welche gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist und im Allgemeinen mit der Bezugszahl 100 bezeichnet ist. Der wesentliche Unterschied zwischen dieser Schaltung und der vorangehend beschriebenen Schaltung ist das Mittel, durch welches die abgetasteten Signale aufbereitet werden. In diesem Fall wird eine Signalaufbereitung durch einen sequentiell geschalteten Regelverstärker (AGC) mit automatischer Verstärkung anstelle durch ein Paar von Integratoren erreicht. In der beschriebenen Aufbereitungsschaltung 100 wird auf indizierte Zeitintervalle Bezug genommen, welche von 1 bis 4 nummeriert sind. Diese präzisen Ausgabenzeitintervalle werden durch einen Zeitindexer 140 erzeugt und sind in der Dauer gleich (z.B. 1 ms).
Wie veranschaulicht, ist die Aufbereitungsschaltung 100 betriebsmäßig einer LVDT/RVDT 112 zugeordnet, welche eine Primärwicklung 114, Sekundärwicklungen 116 und 118, welche jeweils mit S1 und S2 bezeichnet sind und einen beweglichen Kern 120 hat. Präzisionsgleichrichter 126 und 128 sind jeweils betriebsmäßig Sekundärwicklungen 116 und 118 zugeordnet. Die Primärwicklung 114 wird durch ein geteiltes und gefiltertes Erregersignal von einem AC-Frequenzgenerator 122 mit Energie versorgt und empfängt dieses. Abtast-Halte-Puffer 136 und 138 sind betriebsmäßig Präzisionsgleichrichtern 126 und 128 zugeordnet, um jeweils präzisionsgleichgerichtete S1 und S2-Ausgangsspannungssignale abzutasten und zu halten.
Auf 4 in Verbindung mit 3 Bezug nehmend empfangen und halten im Zeitintervall 1 die Abtast-Halte-Puffer 136 und 138 Ausgangsgleichspannungen S1 und S2 der Sekundärwicklungen 116 und 118. Im Zeitintervall 2 schließt der Schalter SW1, was es dem AGC-Verstärker 150 ermöglicht, das S1-Ausgangsspannungssignal von dem Puffer 136 zu empfangen. Das S1-Ausgangsspannungssignal wird durch den AGC-Verstärker 150 passend skaliert und von dem Abtast-Halte-Puffer 146 gehalten. Dann schließt im Zeitintervall 3 der Schalter SW2, was es dem AGC-Verstärker 150 ermöglicht, das S2-Ausgangsspannungssignal von dem Puffer 138 zu empfangen. Das S2-Ausgangsspannungssignal wird von dem AGC-Verstärker 150 passend skaliert und von dem Abtast-Halte-Puffer 148 gehalten.
Das S1- und S2-Ausgangsspannungssignal von dem AGC-Verstärker 150, welche verstärkt und von Puffern 146, 148 gehalten wurden, folgen von diesem Punkt 2 getrennten Wegen. Auf einem Weg (dem Aufbereitungsweg) werden die verstärkten S1- und S2-Ausgangsspannungen (von den Abtast-Halte-Puffern 146, 148) am Additionspunkt 160 miteinander addiert und das Additiv-Signal wird dann mit einer gepufferten konstanten Referenzspannung (z.B. 10V) an dem Additionspunkt 162 verglichen, um eine zusätzliche Skalierung durch den AGC-Verstärker 150 unter Verwendung der Verstärkung von dem Integrator 170 in einer solchen Weise zu ermöglichen, dass die Summe der S1- und S2-Ausgangsspannungen gleich einer konstanten Referenzspannung ist. Auf dem zweiten Weg wird die Differenz zwischen den verstärkten S1- und S2-Ausgangsspannungen (von den Abtast-Halte-Puffern 146, 148) an dem Additionspunkt 164 bestimmt, dessen Ergebnis die Position P des Kerns 120 liefert.
Obwohl das System und das Verfahren der vorliegenden Erfindung bezüglich bevorzugter Ausführungsformen beschrieben wurde, werden Fachleute leicht verstehen, dass Veränderungen und Modifikationen daran vorgenommen werden können, ohne von dem in den angehängten Ansprüchen definierten Schutzbereich der vorliegenden Erfindung abzuweichen.

Claims

Signalaufbereitungsschaltung zur Verarbeitung eines Signals eines verstellbaren Differentialtransformers (12; 112) mit einer Primärwicklung (14; 114), einem Paar von Sekundärwicklungen (16, 18; 116, 118) und einem beweglichen Kern (20; 120) zur Bestimmung der Position P des beweglichen Kerns (20; 120) als Lösung der Gleichung
wobei S1 und S2 die Ausgangsspannungen der Sekundärwicklungen (16, 18; 116, 118) darstellen, wobei die Schaltung umfasst: a) einen Frequenzgenerator (22; 122), um der Primärwicklung (14; 114) des verstellbaren Differentialtransformers (12; 112) ein Erregersignal bereitzustellen; b) ein Mittel zur Aufbereitung der S1- und S2-Ausgangsspannungen von den Sekundärwicklungen (16, 18; 116, 118), wobei das Aufbereitungsmittelumfasst: c) ein Mittel (50; 160) zur Summierung der aufbereiteten S1- und S2-Ausgangsspannungen und d) ein Gegenkopplungsmittel mit geschlossenem Kreis (40, 42, 60, 70; 150, 160, 170), um die S1- und S2-Ausgangsspannungen der Sekundärwicklungen (16, 18; 116, 118) derart aufzubereiten, dass die Summe der aufbereiteten S1- und S2-Ausgangsspannungen einer konstanten Referenzspannung gleicht, wodurch die Position P gleich der Differenz zwischen der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung umfasst: e) ein Mittel (36, 38; 136, 138) zur Abtastung der S1- und S2-Ausgangsspannungen von den Sekundärwicklungen (16, 18; 116, 118), und f) einen Zeitindexer (40; 140), und dass das Gegenkopplungsmittel mit geschlossenem Kreis (40, 42, 60, 70; 150, 160, 170) entweder g) einen Regelverstärker mit automatischer Verstärkung (150) umfasst, dessen Eingangssignal durch den Zeitindexer (140) sequentiell zwischen der abgetasteten S1-Ausgangsspannung und der abgetasteten S2-Ausgangsspannung geschaltet wird, oder h) einen integrierenden Verstärker (50) umfasst, welcher die abgetastete S1-Ausgangsspannung während eines durch den Zeitindexer (40) bestimmten ersten Zeitintervalls integriert und die abgetastete S2-Ausgangsspannung während eines durch den Zeitindexer (40) bestimmten zweiten Zeitintervalls integriert.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei das Mittel zum Abtasten der Ausgangsspannungen erste und zweite Abtast-Halte-Puffer (36, 38; 136, 138) umfasst, um die präzisionsgleichgerichteten S1- und S2-Ausgangsspannungssignale jeweils abzutasten und zu halten.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der integrierende Verstärker des Merkmals h) einen ersten Integrator (50) bildet, welcher dem Abtastmittel (36, 38) betriebsmäßig zugeordnet ist, um die S1-Ausgangsspannung während des ersten Zeitintervalls und die S2-Ausgangs-spannung während des zweiten Zeitintervalls zu integrieren, wobei die Schaltung ferner umfasst: i) einen spannungsgesteuerten/-geregelten Oszillator (42), um dem Zeitindexer (40) eine Referenzfrequenz zuzuführen, welcher dazu ausgebildet und konfiguriert ist, Ausgabezeiten in diskreten Zeitintervallen zu setzen; k) ein Mittel (60) zur Bestimmung eines Abtastfehlers während des zweiten Zeitintervalls basierend auf dem integrierten Gesamtwert der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung; l) einen zweiten Integrator (70) zum Integrieren des Abtastfehlers während eines dritten Zeitintervalls, um einen Wert zum Einstellen der Referenzfrequenz zu erzeugen, welche von dem spannungsgesteuerten/geregelten Oszillator (42) zugeführt wird, so dass der integrierte Gesamtwert der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung gleich der konstanten Referenzspannung bleibt; und m) ein Mittel (SW4) zum Zurücksetzen des ersten Integrators (50) während eines vierten Zeitintervalls, wodurch der erste Integrator (50) die S1-Ausgangsspannung während eines fünften Zeitintervalls und eine negative S2-Ausgangsspannung während eines sechsten Zeitintervalls integriert, so dass die Ausgabe von dem ersten Integrator (50) während eines siebten Zeitintervalls der integrierte Wert der Differenz zwischen der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung der Sekundärwicklungen (16, 18) ist, welcher bei der Lösung der Gleichung verwendet wird, deren Nenner der konstanten Referenzspannung gleicht.
Schaltung nach Anspruch 3, wobei eine Einstellung der von dem spannungsgesteuerten/-geregelten Oszillator (42) zugeführten Referenzfrequenz zu einer Einstellung der Dauer der diskreten Zeitintervalle führt, so dass die Integrationszeit des ersten (50) und des zweiten (70) Integrators eingestellt wird.
Schaltung nach Anspruch 3 oder 4, ferner umfassend ein Mittel zur Erzeugung der Referenzspannung.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei der Abtastfehler bestimmt wird, wenn der integrierte Gesamtwert der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung kleiner oder größer als die Referenzspannung ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, wobei der Abtastfehler bestimmt wird, indem die Ausgangsspannung von dem ersten Integrator (50) von der Referenzspannung abgezogen wird.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, wobei der erste Integrator (50) während des vierten Zeitintervalls durch eine Spannung zurückgesetzt wird, welche dadurch erhalten wird, dass die Referenzspannung halbiert wird.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, ferner umfassend ein Mittel (72) zur Erfassung, ob der Wert des integrierten Abtastfehlers über einen vorbestimmten Grenzwert hinaus driftet.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 9, ferner umfassend ein Mittel (26, 28) zur Umwandlung des Erregersignals von Wechselstrom zu Gleichstrom.
Verfahren zur Aufbereitung eines Signals von einem verstellbaren Differentialtransformer (12; 112) zur Bestimmung einer Position P eines beweglichen Kerns (20; 120) des Differentialtransformers (12; 112) als Lösung der Gleichung
wobei S1 und S2 die Ausgangsspannungen eines Paares von Sekundärwicklungen (16, 18; 116, 118) des Differentialtransformers (12; 112) darstellen, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: a) ein Erregersignal zu erzeugen und dieses einer Primärwicklung (14; 114) des Difterentialtransformers (12; 112) bereitzustellen; b) die S1- und S2-Ausgangsspannungen durch eine Gegenkopplung mit geschlossenem Kreis aufzubereiten, umfassend den Schritt, die aufbereiteten S1- und S2-Ausgangsspannungen in einer solchen Weise zu summieren, dass die Summe der S1- und S2-Ausgangsspannungen gleich einer konstanten Referenzspannung ist, wodurch die Position P der Differenz zwischen der aufbereiteten S1-Ausgangsspannung und der aufbereiteten S2-Ausgangsspannung gleicht, gekennzeichnet durch den Schritt c) die S1- und S2-Ausgangsspannungen von den Sekundärwicklungen abzutasten und einen der folgenden Schritte: d) sequentielles zeitindiziertes Umschalten zwischen der abgetasteten S1-Ausgangsspannung und der abgetasteten S2-Ausgangsspannung zur Eingabe in einen Regelverstärker mit automatischer Verstärkung (150); und e) die abgetastete S1-Ausgangsspannung während eines ersten indizierten Zeitintervalls und die abgetastete S2-Ausgangsspannung während eines zweiten indizierten Zeitintervalls zu integrieren.
Verfahren nach Anspruch 11, Schritt e), wobei das Verfahren ferner die Schritte umfasst: f) einem Zeitindexer (40), welcher dazu ausgebildet und konfiguriert ist, Ausgabezeiten in präzisen Zeitintervallen zu setzen, eine Referenzfrequenz zuzuführen; g) während des zweiten Zeitintervalls einen Abtastfehler basierend auf den S1- und S2-Ausgangsspannungen zu bestimmen; h) während eines dritten Zeitintervalls den Abtastfehler zu integrieren; i) die Referenzfrequenz, welche dem Zeitindexer zugeführt wird, basierend auf dem integrierten Wert des Abtastfehlers so einzustellen, dass der integrierte Gesamtwert der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung gleich der konstanten Referenzspannung bleibt; j) während eines vierten Zeitintervalls den ersten Integrationsschritt e) zurücksetzen; k) während eines fünften Zeitintervalls die S1-Ausgabespannung zu integrieren; l) während eines sechsten Zeitintervalls die negative S2-Ausgangsspannung zu integrieren; m) während eines siebten Zeitintervalls die Ausgabe des ersten Integrationsschritts e), welche der integrierte Wert der Differenz zwischen der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung der Sekundärwicklungen ist, welcher bei der Lösung der Gleichung verwendet wird, deren Nenner gleich der konstanten Referenzspannung ist, bereitzustellen; und n) während eines achten Zeitintervalls den ersten Integrationsschritt e) zurückzusetzen.
Verfahren nach Anspruch 12, ferner umfassend den Schritt, die Referenzspannung zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, wobei der Abtastfehler bestimmt wird, wenn der integrierte Gesamtwert der S1-Ausgangsspannung und der S2-Ausgangsspannung kleiner oder größer als die Referenzspannung ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei der Abtastfehler bestimmt wird, indem die Ausgangsspannung des ersten Integrators von der Referenzspannung abgezogen wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, wobei der erste Integrationsschritt e) während des vierten Zeitintervalls durch eine Spannung zurückgesetzt wird, welche durch Halbieren der Referenzspannung erhalten wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 16, ferner umfassend den Schritt, zu überwachen, ob der Wert des integrierten Abtastfehlers über einen vorbestimmten Grenzwert hinaus driftet.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 17, ferner umfassend den Schritt, das Erregersignal von Wechselstrom zu Gleichstrom umzuwandeln.