DE69631691T2

DE69631691T2 - Spielmesssystem

Info

Publication number: DE69631691T2
Application number: DE69631691T
Authority: DE
Inventors: C. Wayne HAASE; K. James ROBERGE
Original assignee: AEROGAGE CORP ACTON; Aerogage Corp
Current assignee: AEROGAGE CORP ACTON; Aerogage Corp
Priority date: 1995-06-07
Filing date: 1996-04-25
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2016-04-26
Also published as: EP0879394B1; ATE260457T1; WO1996041118A1; CA2223984A1; EP0879394A1; US5723980A; AU5716296A; DE69631691D1; CA2223984C

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft ein wirksames, genau kalibriertes System für die berührungslose Messung geringer Abstände zwischen zwei relativ bewegbaren Elementen basierend auf der Änderung der Kapazität zwischen den Elementen. Insbesondere betrifft die Erfindung ein kapazitives Sensorsystem, das kontinuierlich den Abstand oder Spalt zwischen einer großen Anzahl von sich schnell bewegenden Zielen mißt, wie bspw. den Spitzen eines Rotorblatts bzw. einer Laufschaufel in der Turbine oder in Verdichter- bzw. Kompressorabschnitten eines Gasturbinentriebwerks, und der benachbarten Gehäusewand.
Beschreibung des Standes der Technik
Zahlreiche Leistungsdaten von Gasturbinentriebwerken, wie bspw. Brennstoffeffizienz, Verdichtungsverhältnis und Schub, hängen stark von dem Abstand oder der Spaltdistanz zwischen den Spitzen der Rotorblätter und dem angrenzenden Gehäuse ab. Eine Anzahl von unterschiedlichen Verfahren wurden vorgestellt, um diesen Spalt zu messen, einschließlich Wirbelstrom, Kapazität, magnetische Anziehung, Optik und Nahkontaktfunkentladung. Bspw. sind in den US-Patenten Nr. 4 518 917 und 5 097 711 Wirbelstromsensoren beschrieben. Kapazitive Sensoren mit einer einzelnen Elektrode sind in dem US-Patent Nr. 4 813 273 beschrieben. Kapazitive Sen soren mit mehreren Elektroden sind in den US-Patenten Nr. 2 842 738, 4 063 167, 4 122 708 und 4 832 071 beschrieben. Kapazitive Sensoren mit integralen elektrischen Komponenten sind in dem US-Patent Nr. 5 119 036 beschrieben. Verfahren, die Magnete verwenden, die in den Rotorblättern aufgenommen sind, sind in den US-Patenten Nr. 2 575 710 und 4 922 757 beschrieben. Auf ein optisches Triangulationsverfahren ist in dem US-Patent 4 823 071 verwiesen. Auf ein elektrisches Nahkontaktentladungsverfahren ist in dem US-Patent 4 823 071 verwiesen. In dem US-Patent Nr. 4 804 905 werden kalibrierte Größen, die für die Plattenkapazität und die Größe der Elektroden repräsentativ sind, experimentell für jedes Paar von zusammenwirkenden Sensoren und drehenden Gegenstücken bestimmt. Diese Meßverfahren sind jedoch in der technikfeindlichen Umgebung einer Einrichtung, wie bspw. bei Turbinenmaschinen, bei denen die Sensoren in der Lage sein müssen, Temperaturen von mehr als 1000°C, Drücken von mehr als 25 atm und übermäßige Vibrationen auszuhalten, entweder ungeeignet oder weniger wirksam. Darüber hinaus benötigt die hohe Drehgeschwindigkeit der Schaufeln bzw. Blätter in einem Turbinentriebwerk eine hohe Bandbreite, was das Signalrauschverhältnis der Messung begrenzt.
Eine ehemalige Verwendung kapazitiver Sensoren in Gasturbinentriebwerken war aufgrund einer Anzahl von Gründen ineffektiv. Manche Kapazitivsensorsysteme plazieren einen Verstärker sehr nahe bei dem Sensor, aber diese Systeme verhalten sich nicht gut in dieser Umgebung aufgrund der extrem hohen Betriebstemperaturen nahe bei dem Sensor. Der Sensor kann Temperaturen im Bereich von 500 bis 1000°C ausgesetzt sein, während ein Verstärker in der Nähe Temperaturen in dem Bereich von 100 bis 400°C ausgesetzt sein kann.
Andere kapazitive Sensorsysteme verwenden Elektronikkomponenten, wie bspw. Induktoren oder Dioden, in dem Sensor, um die durch Temperaturänderungen und Vibration in dem Verbindungskabel zwischen dem Sensor und Verstärker bewirkten Effekte zu verringern. Solche Komponenten dienen auch dazu, die Last- bzw. Belastungswirkung einer Kabelkapazität zu verringern. Diese elektronischen Komponenten werden jedoch durch die hohen Temperaturen und die Vibration nahe dem Sensor auf ähnliche Weise beeinflußt, was zu einer schwerwiegenden Verringerung der Systemleistung führt.
Andere kapazitive Sensorsysteme (bspw. diejenigen, die in den US-Patenten Nr. 4 122 708 und 4 831 071 beschrieben sind) verwenden keine elektrischen Komponenten in dem Sensor und es wurde versucht, die Auswirkungen einer Vibration und einer hohen Temperatur auf das verbindende Kabel mittels einer Abschirmung zu bewältigen. Diese Systeme basieren auf der Theorie, daß eine Vibration eine Änderung in der Kabelkapazität bewirkt und daß ein Bereitstellen einer Gleichspannung von Null zwischen den Kabelmittelleiter und dessen Abschirmung eine Vibration vom Erzeugen eines Ausgabesignals abhalten sollte.
Tatsächlich ist eine Abschirmung keine effektive Lösung, da eine Vibration eines Kabels mehr Auswirkungen als lediglich eine Kapazitätsänderung hat. Wenn das dielektrische Material leicht piezoelektrisch ist, dann erzeugt ein Biegen des Kabels eine Ladung oder eine Spannungsdifferenz zwischen dem Leiter in der Kabelmitte und dessen Abschirmung. Beispielsweise sind alle ferroelektrischen Dielektrika (diejenigen, deren Moleküle ein Dipolmoment aufweisen) piezoelektrisch. Selbst Quarz, eines der stabilsten Dielektrika, zeigt piezoelektrische Wirkungen, ohne ferroelektrisch zu sein, aufgrund einer dreifachen Symmetrieachse. In dieser Situation verhindert eine Gleichvorspannung von Null kein Ausgabesignal aufgrund einer Vibration.
Ähnlich ist es, wenn das dielektrische Material leicht pyroelektrisch ist, dann erzeugt eine Temperaturänderung ein Ausgabesignal. Eine Gleichspannung von Null verhindert wiederum kein unerwünschtes Ausgabesignal. Darüber hinaus können triboelektrische Effekte, die aufgrund sehr kleiner Gleitbewegungen zwischen dem inneren Leiter, dem Dielektrikum und dem äußeren Leiter des Kabels auftreten, eine Ladung oder Spannungsdifferenz zwischen dem Kabelmittelleiter und der äußeren Abschirmung bewirken. Bei vielen Meßsituationen ist die Änderung bei der Vorverstärkerausgabe aufgrund einer Änderung der Sensorkapazität, die aus einer Änderung des gemessenen Parameters (bspw. Blattspitzenabstand) resultiert, oft in der gleichen Größenordnung wie die piezoelektrischen, triboelektrischen und pyroelektrischen Effekte, die durch eine Kabelvibration bewirkt werden. Keines der Systeme im Stand der Technik ist in der Lage, diese Auswirkungen zu kompensieren.
Viele kapazitive Meßsysteme verwenden Modulationstechniken, um den Wert der Sensorkapazität zu bestimmen. Die Frequenzantwort dieser Systeme ist folglich durch das Nyquist-Kriterium beschränkt, so daß sie weniger als die Hälfte der Modulationsfrequenz sind. Diese Beschränkung begrenzt wiederum schwerwiegend deren Anwendung bei der Messung von rotierenden Turbinenschaufeln bzw. -blättern.
Bei den vorstehend erwähnten Meßsystemen wird ein Kalibrierung durch Anordnen des Sensors bei einer oder mehreren bestimmten Positionen vor einem Ziel und durch Einstellen der Ausgabe des Systems, so daß diese die korrekte Position anzeigt, erreicht. Somit basieren Kalibrierungsverfahren auf Positionen, deren Abstand von dem Sensor bekannt ist. Eine Kalibrierung ist daher ein mühsamer Prozeß, der ein Stoppen der beweglichen Elemente oder Lüfterblätter erfordert, um diesen durchzuführen.
Bei dem in der europäischen Veröffentlichungsschrift Nr. 0 653 606 A1 beschriebenen System ist ein Kapazitätsmeßsystem vorgesehen, das die Ausgabe eines Ladungsverstärkers durchführt, um die Kapazität und den Abstand zwischen den Schaufeln eines Rotors und einem Sensor zu erhalten. Das in dieser Druckschrift beschriebene System verwendet einen Ladungsverstärker, der ein Hochpaßfilter mit einer Frequenz aufweist, die geringer als die Frequenz der Schaufeln, die den Sensor passieren, ist, so daß parasitäre Frequenzen unterhalb des Frequenzbereichs des Filters ignoriert werden. Durch Verlassen auf das Filter, um Rauschkomponenten zu eliminieren, betrachtet das in dieser Druckschrift beschriebene System die Ausgabespannung des Ladungsverstärkers als Null, wenn die Schaufel von dem Sensor entfernt ist. Eine Bestimmung der Amplitude der Ausgabespannung des Ladungsverstärkers, wenn die Schaufel am nächsten zu dem Sensor ist, wird durch Abtasten des Ausgabesignals unmittelbar bevor die Schaufel den Sensor erreicht und zu dem Zeitpunkt, wenn die Schaufel bei dem Sensor ist, ausgeführt. Da das System, das in dieser Druckschrift beschrieben ist, lehrt, daß Rauschkomponenten durch das Hochpaßfilter eliminiert werden, besteht kein Bedarf an einem Messen der Spannungsminima, d. h. die Spannung, wenn die Schaufel weit entfernt von dem Sensor ist, da das System die Spannung auf Null ohne Rauschkomponenten festlegt. Eine hauptsächlich durch ein Rauschen oberhalb der gefilterten Frequenzen erzeugte Spannung existiert jedoch oft und ist nicht Null, was zu fehlerhaften Messungen der Kapazität und somit des Abstands führt.
Wie in dieser Beschreibung offenbart ist, ist das Kalibrierungsverfahren der vorliegenden Erfindung im wesentlichen zweckmäßiger und erlaubt eine konstante genaue Kalibrierung ohne Anhalten der beweglichen Elemente.
Zusammenfassung der Erfindung
Im weiten Sinne betrifft die vorliegende Erfindung ein effizientes, genau kalibriertes System für eine berührungslose Messung des Abstands zwischen zwei relativ zueinander beweglichen Elementen, basierend auf der Variation der elektrischen Kapazität zwischen den beiden Elementen, wie in Anspruch 1 beansprucht ist. Ein entsprechendes Verfahren ist in Anspruch 18 definiert. Insbesondere betrifft die Erfindung ein kapazitives Sensorsystem, das kontinuierlich den Abstand oder Spalt zwischen einer großen Anzahl von sich schnell bewegenden Zielen, wie bspw. Gasturbinenrotorblätter, und ihrem umgebenden Gehäuse durch Verwendung eines kleinen ungekühlten Sensors mißt. Die Variation der elektrischen Kapazität zwischen dem Sensor und der Blattspitze stellt den Mechanismus für die Messung des Abstands bereit.
Daher ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Meßsystem mit einer großen Bandbreite und einem hohen Signal-zu-Rauschverhältnis bereitzustellen, das eine Messung ermöglicht, die bei einzelnen sich schnell bewegenden Elementen oder Lüfterblättern durchgeführt werden kann.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, ein Meßsystem mit einem einfachen Kalibrierungsmechanismus bereitzustellen, um eine Kalibrierungsgenauigkeit über einen langen Zeitraum (bspw. über 10.000 Stunden) selbst in der ungünstigen Umgebung eines Gasturbinentriebwerks zu erhalten, das hohe Temperaturen und Drücke (bspw. 1.000°C und 25 atm) und hohe Vibrationen erzeugt.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, einen einfachen Sensor und eine verbindende Kabelarchitektur bereitzustellen und einen großen Abstand (bspw. 10 bis 50 ft) zwischen dem Sensor und der ersten Stufe der elektronischen Verstärkung zu ermöglichen. Dies erlaubt wiederum, daß der Verstärker entfernt von den beweglichen Elementen, in einer freundlicheren Umgebung angeordnet sein kann und daß dieser innerhalb eines Gehäuses einen minimalen Raum einnimmt.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, die Empfindlichkeit der Messung gegenüber Fehlersignalen zu verringern, die durch Umgebungseffekte von Temperatur und Vibration auf verbindenden Kabeln bewirkt werden. Solche Fehlersignale umfassen, sind aber nicht auf diese beschränkt, solche, die durch Änderungen der Kabelkapazität bewirkt sind und eine Ladung oder Spannungen, die durch piezoelektrische, triboelektrische oder pyroelektrische Mechanismen induziert werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnung
1 zeigt einen Querschnitt durch einen Sensor der vorliegenden Erfindung, der in der Wand eines Turbinentriebwerkgehäuses aufgenommen ist, mit einem Rotorblatt, das die Fläche des Sensors passiert.
2 zeigt ein elektrisches schematisches Diagramm eines Schaltkreises, der bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
3 zeigt eine typische analoge Wellenform für einen Sensor der vorliegenden Erfindung bei der Ausgabe des Ladungsverstärkers 12 aus 2, die aus einer Mehrzahl von den Sensor passierenden Turbinenblättern resultiert.
4 zeigt ein elektrisches schematisches Diagramm eines Schaltkreises, der bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, um einen Widerstands pfad zu kompensieren, der parallel zu der Sensorkapazität erzeugt wird.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
Die vorliegende Erfindung verwendet eine berührungslose, kapazitive Methode, um den Spalt zwischen einem Sensor und einem sich schnell bewegenden Ziel oder einer Gruppe von Zielen bei wesentlichen Grundpotential, die den Sensor passieren, zu messen. Beispielhaft zeigt 1 einen Sensor 1, der in der Außenwand 2 eines Turbinentriebwerks angeordnet ist, die der Spitze 3 der rotierenden Turbine oder des Kompressorblatts 4 gegenüberliegt. Die drei Hauptkomponenten des Sensors 1 sind die äußere Elektrode 5, das Dielektrikum 6 und die innere Elektrode 7. Die äußere Elektrode 5 ist sowohl mechanisch als auch elektrisch mit der Außenwand 2 des Triebwerks verbunden.
Die innere Elektrode 7 ist elektrisch von der äußeren Elektrode 5 durch das Dielektrikum 6 isoliert. Die in 1 dargestellten physischen Formen können modifiziert sein, um sicherzustellen, daß innerhalb des Triebwerks auftretende Drücke nicht eine relative Bewegung der inneren Elektrode 7 oder des Dielektrikums 6 bewirken. Die Verwendung einer separaten äußeren Elektrode 5 ist nicht notwendig, da die äußere Wand 2 die Funktion der äußeren Elektrode ausführen kann.
Wenn das Turbinenblatt 4 die innere Elektrode 7 des Sensors passiert, wird ein Kondensator mit parallelen Platten gebildet. Werden Randfelder ignoriert, ist die Kapazität dieser Struktur durch die Gleichung (1) beschrieben: Cs = ∊A/D (1), wobei ∊ die dielektrische Konstante des dielektrischen Materials 6 zwischen den Platten des Kondensators ist, A der Bereich der Fläche der Platten ist und D der Abstand oder Spalt zwischen den Platten ist. Daher kann durch Messen des Werts C_s der Wert des Spitzenabstands oder der Spitze-zu-Wand-Abstand D bestimmt werden. Wie nachfolgend gezeigt ist, können Abweichungen von Gleichung (1) aufgrund von Randfeldern, Änderungen in der Form der physischen Teile und des Vorliegens von isolierenden oder leitenden Strukturen leicht bei genaueren Berechnungen von D angepaßt werden.
Bei dem in der vorliegenden Erfindung verwendeten Verfahren und der Vorrichtung sollte der grundlegende Meßparameter, die Kapazität, asymptotisch in Wirklichkeit sein. Eine grafische Darstellung der Gleichung (1) würde zeigen, daß die Kapazität C_s sich asymptotisch einem konstanten Wert (Null) nähert, wenn der Abstand D sich ohne Begrenzung erhöht. Dieses Merkmal ermöglicht, daß die vorliegende Erfindung eine äußerst genaue Kalibrierung der Messung von D erreicht. Die vorliegende Erfindung benötigt nicht die konventionellere Kalibrierungsmethode des Hinstellens eines Ziels bei einer Reihe von bekannten Abständen vor den Sensor und des Einstellens der Systemausgabe. Anstelle dessen, da C_s ausreichend nahe bei einem bekannten Wert (in diesem Fall Null) bei einem gegebenen Punkt in dem Meßzyklus ist, erreicht die vorliegende Erfindung genaue Messungen von D. Zusätzlich ermöglicht dieser bekannte Wert, daß die vorliegende Erfindung eine ausgezeichnete Langzeitstabilität der Messung von D erreicht, ohne daß ein Stoppen des Triebwerks und ein erneutes Kalibrieren erforderlich sind.
Ein Koaxialkabel 8 ist mit dem Sensor 1 gekoppelt. Das Koaxialkabel besteht aus einer äußeren Schirmung 9, einem Dielektrikum 10 und einem inneren Leiter 11. Der innere Leiter 11 ist elektrisch von der äußeren Schirmung 9 durch das Dielektrikum 10 isoliert. Die äußere Schirmung 9 ist elektrisch mit der äußeren Elektrode 5 des Sensors verbunden. Der innere Leiter 11 ist elektrisch mit der inneren Elektrode 7 des Sensors verbunden.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform, wie in 2 gezeigt ist, führt eine Kombination von analogen und digitalen Schaltkreisen die Funktion des Bestimmens des Werts des Spitzenabstands D durch. Der Sensor 1 und das Kabel 8 sind mit einem Ladungsverstärker 12 verbunden, der eine Ausgabespannung v_A erzeugt. Die Ausgabe des Ladungsverstärkers 12 ist durch ein Kabel 13 mit einem Analog-Digital(A/D)-Wandler 14 verbunden, der durch einen Mikroprozessor 15 gesteuert wird. In seiner einfachsten Form besteht der Ladungsverstärker 12 aus einem Operationsverstärker OA₁, um den ein Rückkopplungskondensator C₂ verbunden ist. Ein Gleichstromwiederherstellungsschaltkreis verhindert eine Sättigung des Operationsverstärkers OA₁. Während die Wiederherstellung durch einen einzelnen Widerstand parallel zu C₂ erreicht werden kann, wird ein weit besseres Ergebnis durch die Verwendung eines Schaltkreises erreicht, der aus einem Operationsverstärker OA₂, Widerständen R₂ und R₃ und einem Kondensator C₃ besteht.
Der Ladungsverstärker 12 kann ebenfalls einen in Reihe verbundener Kondensatoren C₁, der als ein Koppelkondensator agiert, und einen Widerstand R₁ aufweisen. Wenn am Widerstand R₁ die Spannung V₀ anliegt, ermöglicht das Netzwerk aus Widerstand R₁ und Kondensator C₁, daß eine Gleichspannung an die innere Elektrode 7 des Sensors 1 aber nicht an die Verstärkereingabe angelegt ist. Daher kann die Polarität und der Wert der Spannung V₀ unabhängig von den Eigenschaften des Verstärkers OA₁ festgesetzt werden, was wich tig ist, da die Berechnung zeigt, daß die Verstärkung des Systems proportional zu V₀ ist. Um ein hohes Signalrauschverhältnis bei der Messung zu erreichen, ist daher ein großer Wert für V₀ erwünscht und dieser hohe Wert kann durch die Vorrichtung und das Verfahren dieser Erfindung erreicht werden.
Bei vielen Meßsystemen würde die Verwendung eines in Reihe verbundenen Kondensators C₁ normalerweise ein Wechselstromkopplungsproblem bewirken, das genaue Gleichstrommessungen verhindern würde. Dieses Problem tritt auf, da der in Reihe verbundene Kondensator C₁ normalerweise bewirken würde, daß die durchschnittliche Spannungsausgabe bei dem Verstärker OA₁ konstant wäre, unabhängig von der Variation im Spalt. Wenn der Abstand zwischen dem Sensor 1 und der Blattspitze 4 konstant bleibt, dann würde der Kondensator C₁ normalerweise eine absolute Kalibrierung des Abstands D verhindern. Der Kondensator C₃ wäre normalerweise auch in der Lage, eine Wechselstromkopplung einzuführen. Die in der vorliegenden Erfindung verwendete Signalverarbeitung bewältigt jedoch das Wechselstromkopplungsproblem und ist in der Lage, eine absolute Kalibrierung des Abstands D zu erreichen.
Ein zusätzliches Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, daß der Ladungsverstärker 12 sehr hohe Frequenzantworten zeigen kann, was notwendig ist, um separate Messungen bei jedem der sich schnell bewegenden Elemente 4 zu ermöglichen. Andere Verfahren, die eine Trägerfrequenz (typischerweise 10 kHz bis 1 MHz) verwenden, führen zu einer Hochfrequenzantwort, die noch weniger als die Hälfte der Trägerfrequenz ist. Im Gegensatz dazu erlaubt die Verwendung einer Gleichspannung in Verbindung mit der Bewegung des Elements oder des Blatts, daß die Meßbandbreite so groß wie die Bandbreite des Ladungsverstärkers ist, die leicht für Ladungsverstärker bei 10 MHz sein kann, die mit kommerziell erhältlichen integrierten Schaltkreisen gebaut sind und noch höher für Ladungsverstärker, die mit diskreten Komponenten aufgebaut sind, sein kann.
Die Ausgabe v_A des Ladungsverstärkers 12 kann mit einem Koaxialkabel 13 einem Analog-Digital-Wandler 14 zugeführt werden. Der A/D-Wandler 14 wandelt das analoge Ausgabesignal v_A für eine nachfolgende Verarbeitung in eine digitale Form. In der Praxis kann das Kabel 13 eine beachtliche Länge haben (im Bereich von mehreren 100 ft, falls dies erforderlich ist), um den Wandler 14 von der Umgebung mit hoher Temperatur und hoher Vibration der sich bewegenden Elemente zu trennen, ohne die Leistungsfähigkeit des Systems zu verschlechtern. Wenn dies gewünscht ist, kann das System einen Kabeltreiber verwenden, um noch größere Abstände zwischen dem Ladungsverstärker 12 und dem Analog-Digital-Wandler 14 zu ermöglichen.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform steuert ein Mikroprozessor 15 die Abtastzeit des A/D-Wandlers 14 und führt die mathematischen Berechnungen aus, die verwendet werden, um den Abstand D zu bestimmen. Der Mikroprozessor 15 berechnet den Wert des Abstands D unter Verwendung des genauen Verhältnisses zwischen Abstand D und der Sensorkapazität C_s. Die Gleichung (1) beschreibt die Beziehung für einen idealen Kondensator mit parallelen Platten. Für typischere Kapazitätsstrukturen weicht das D-C_s-Verhältnis von der Gleichung (1) aufgrund von Randfeldern und der exakten Form der inneren Sensorelektrode 7, des rotierenden Blatts 4 des Sensordielektrikums 6 und des Vorliegens von leitenden oder isolierenden Strukturen in der Nähe, wie bspw. der äußere Sensorleiter 5 und der äußeren Triebwerkswand 2 ab. Das genaue Verhältnis zwischen D und C_s kann entweder durch bekannte mathematische Techniken oder bei Testvorrichtungen im Labor abgeleitet werden. Zusätzlich kann jede Berech nung, die mit der Messung des Abstands D in Verbindung steht, wie eine spektrale Analyse, ein angezeigter Gesamtauslauf, ein sich nicht wiederholender Auslauf, ein minimaler Abstand und ein durchschnittlicher Abstand, durch den Mikroprozessor 15 ausgeführt werden. Die Verwendung einer Kombination von analogen und digitalen Techniken bietet somit zusätzliche Möglichkeiten in dem Meßsystem.
Eine typische Wellenform für die Ausgabespannung v_A des Ladungsverstärkers 12 ist in 3 gezeigt, die die Bewegung von mehreren Turbinenblättern in bezug zu Sensor 1 darstellt. Die Figur zeigt mehrere Zeitpunkte, die mit t₀ bis t₄ bezeichnet sind, und fünf entsprechende Spannungsabtastungen, die mit v_A0 bis v_A4 bezeichnet sind. Diese fünf Spannungsabtastungen können zusammen verwendet werden, um den Blattabstand zum Zeitpunkt t₀ zu berechnen, wie bei der folgenden Erörterung gezeigt ist. Für die konkrete in 3 gezeigte Wellenform ist die Spannung V₀ negativ.
Wenn die konstante Spannung V₀ an die Mittelelektrode 7 des Sensors 1 angelegt wird, ist der Strom I, der zum Halten der Spannung erforderlich ist, durch die Differentialgleichung (2) definiert I = dQ/dt (2),wobei Q = CsV0 (3), und wobei C_s die Kapazität des Sensors 1 ist. Wenn die Wirkungen des Kabels 8 zwischen dem Sensor 1 und dem Verstärker 12 betrachtet werden, wird Gleichung (3): Q = (Cs + C0)V0 + Qn (4), wobei C₀ die Kabel- und Verstärkerkapazität berücksichtigt und Q_n die unterschiedlichen Effekte des Kabels berücksichtigt, einschließlich piezoelektrischer, pyroelektrischer und triboelektrischer ladungserzeugender Mechanismen. Eine Kombination von Gleichung (2) und (4) führt zu: I = (Cs + C0)dV0/dt + V0dCs/dt + V0dC0/dt + dQn/dt (5).
Da die Spannung V₀ konstant ist, ist in Gleichung (5) der erste Ausdruck auf der rechten Seite Null und die Gleichung wird für Strom: I = V0dCs/dt + V0dC0/dt + dQn/dt (6).
Der Ladungsverstärker 12 integriert den Strom, um eine Ausgabespannung v_A zu erzeugen, die durch Gleichung (7) definiert ist: vA = G∫Idt (7),wobei G eine Konstante ist und die Verstärkung des Verstärkers 12 wiedergibt. Für den in 2 schematisch dargestellten Verstärker ergibt sich: G = –1/C2 (8).
Eine Kombination von Gleichung (6) und (7) ergibt: vA = GV0Cs + GV0C0 + GQn + K (9),wobei K eine Konstante einer Integration ist und solche Wirkungen wie Verstärkeroffsetspannung sowie Wechselstromkopplungseffekte aufgrund der Kondensatoren C₁ und C₃ umfaßt.
In Gleichung 9 repräsentiert der erste Ausdruck (GV₀C_s) das gewünschte Signal. Der zweite Ausdruck (GV₀C₀) gibt ein unerwünschtes Signal wieder, das aus Änderungen in Kabel- und Verstärkereingabekapazitäten aufgrund einer Vibration und Temperaturänderungen resultiert. Der dritte Ausdruck (GQ_n) repräsentiert ebenfalls ein unerwünschtes Signal, das von Ladungserzeugungsmechanismen des Kabels herrührt, einschließlich piezoelektrischer, pyroelektrischer und triboelektrischer Mechanismen.
Zusätzlich könnten Rußniederschläge oder andere Verunreinigungen auf dem Sensor einen unerwünschten Gleichstromwiderstandspfad zu Erde parallel zu C_s erzeugen, was bewirken würde, daß die Spannung an dem Sensor 1 sich von V₀ unterscheidet. Dieser Effekt kann entweder durch Messen der Spannung am C_s und Modifizieren der Berechnungen oder durch Verwenden eines Rückkopplungsschaltkreises, um die Spannung an dem Sensor 1 gleich V₀ einzustellen, überwunden werden. Ein Beispiel für einen solchen Rückkopplungsschaltkreis ist in 4 dargestellt, die einen Gleichstromwiderstandspfad zu Erde als R_s parallel zu C_s und einen Operationsverstärker OA₃ zwischen V₀ und R₁ zeigt.
Wenn die Blattspitze 3 zu allen Zeiten vor dem Sensor 1 wäre, dann gäbe es keine Möglichkeit zwischen irgendeinem der Ausdrücke in Gleichung 9 auf der rechten Seite zu unterscheiden. Da jedoch ein Zeitraum besteht, während dem sich kein Blatt vor dem Sensor 1 befindet, ist während dieser Zeit der Wert D in Gleichung (1) sehr groß und daher ist C_s Null. Wenn C₀, Q_n und K konstant sind, dann wäre nach Gleichung (9) der Wert von v_A ohne Blatt: vA[kein Blatt] = GV0C0 + GQn + K (10)
Durch Subtrahieren des Werts der Verstärkerausgabespannung, wenn kein Blatt vorliegt (v_A[kein Blatt]) von dem Wert, wenn das Blatt vorliegt (v_A) und Lösen nach C_s führt zu: Cs = (1/GV0)(vA – vA[kein Blatt]) (11)
Die Subtraktion von Gleichung (11) beseitigt das vorstehend erörterte Wechselstromkopplungsproblem, indem die Betrachtung der Gleichstromkomponente der Ausgabespannung des Verstärkers 12 nicht mehr berücksichtigt wird, das bedeutet, durch nicht mehr Berücksichtigen des Ausdrucks K.
Während die vorstehende Erörterung annimmt, daß C_s zu Null wird, wenn kein Blatt vorliegt, werden die Berechnungen immer funktionieren, wenn C_s einen bekannten von Null verschiedenen Wert annimmt. Dies wäre der Fall, wenn bspw. der Spalt, wenn kein Blatt vorliegt, nicht ausreichend für C_s zum Erreichen von Null wäre, aber immer noch größer ist als der Spalt, wenn ein Blatt vorliegt. Die Genauigkeit bei Verwenden dieser Berechnungen hängt daher von der Ungenauigkeit des C_s-Werts ab, wenn der größte Spalt eingestellt ist, das bedeutet, wenn kein Blatt vorliegt.
In der Realität sind die Werte von C₀ und Q_n im wesentlichen konstant und stark durch eine Vibration beeinflußt. Daher müssen C₀ und Q_n als Funktionen der Zeit betrachtet werden und eine genauere Form der Gleichung (9) ist: vA = GV0Cs + GV0C0(t) + GQn(t) + K (12).
Durch Annähern der Werte von C₀(t) und Q_n(t) als eine Taylor-Reihe über der Zeit eines bestimmten Blatts, was in 3 als t₀ gezeigt ist, verbessert die Genauigkeit des Systems wesentlich, wie folgend gezeigt ist: C0(t) = Co0 + Co1(t – t0) + Co2(t – t0)2 + Co3(t – t0)3 + ... (13)und Qn(t) = Qn0 + Qn1(t – t0) + Qn2(t – t0)2 + Qn3(t – t0)3 + ... (14)
Wenn, wie in 3 gezeigt ist, das System die Ausgabespannung v_A bei Zeitpunkten t₁ bis t₄ mißt und eine gewichtete Summierung der Spannungen (v_A1 bis v_A4) durchführt, wird das Ergebnis für alle Ausdrücke durch die kubische Größe in Gleichungen (13) und (14) korrigiert werden. Wenn die Zeitpunkte wie in 3 gezeigt sind, dann ist die konkrete Lösung: vA[kein Blatt] = (9(vA2 + vA3) – (vA1 + vA4))/16 (15),somit: Cs = (1/GV0)(vA0 – (9(vA2 + vA3) – (vA1 + vA4))/16) + E (16),wobei E ein Fehler ist, der aufgrund von Ausdrücken in t⁴ und höher für sowohl C₀ als auch Q_n ist und verhältnismäßig klein ist. Somit werden Fehler, deren Frequenzkomponenten im Verhältnis zu dem Kehrwert der Abtastperiode gering sind (definiert als die Differenz zwischen Abtastzeitpunkten) durch das bevorzugte Verfahren der vorliegenden Erfindung elimiert.
Wenn eine bestimmte Vibrationsumgebung günstiger ist, dann können einfachere Berechnungsverfahren verwendet werden. Bspw. können bei der einfachsten Situation lediglich zwei Messungen (bspw. bei t₀ und t₂) die Fehler nullter Ordnung in den Gleichungen (13) und (14) (d. h. C_o0 und Q_n0) kompensieren. Auf ähnliche Weise kann die Verwendung von drei Messungen (bei t₀, t₂ und t₃) die ersten beiden Fehlerausdrücke kompensieren, in diesem Fall wäre die geeignete Berechnung: Cs = (1/GV0)(vA0 – (vA2 + vA3) ÷ 2) + E (17).
Auf der anderen Seite könnten, wenn die Vibration schwerwiegender ist, die Ausdrücke höherer Ordnung als t⁴ in den Gleichungen (13) und (14) durch mehr Grundlinienabtastungen aufgenommen werden.
Allgemein gesprochen können die Fehlerausdrücke in tⁿ in den Gleichung (13) und (14) durch Durchführen von (n + 1) Messungen zu Zeitpunkten bei denen kein Element oder Blatt vor dem Sensor sich befindet, kompensiert werden. Es gibt keine besondere Anforderung, daß die zusätzlichen Messungen jeweils durch Element- oder Blattmessungen getrennt sein müssen und Messungen können mehr als einmal bei einem einzelnen Element oder Blatt durchgeführt werden oder bei weniger als bei jedem Element oder Blatt.
Somit hängt die Fähigkeit des Systems, die Spitzenkapazität C_s zu messen, von der Fähigkeit ab, abzuschätzen, was die Ausgabe v_A des Verstärkers bei der Blattmessungszeit, wenn kein Blatt vorgelegen hätte, gewesen wäre. Wenn diese Abschätzung exakt durchgeführt werden kann, dann ist das System in der Lage, C_s mit lediglich zwei Kalibrierungskonstanten, G und V₀, zu messen und diese beiden können fest gesteuert bzw. geregelt werden. Die Spannung V₀ kann durch eine Präzisionsspannungsversorgung mit einer ausgezeichneten Langzeitstabilität erzeugt werden. Wie in der Gleichung (8) gezeigt ist, hängt die Verstärkung des Ladungsverstärkers 12 nur von dem Wert einer einzelnen Komponente (C₂ in der Ausführungsform der 3) ab und der Wert dieser Komponente kann ebenfalls fest gesteuert werden. Zusätzlich können, da der Verstärker 12 weg von der Hitze und der Vibration eines Triebwerks und in einer günstigeren Umgebung angeordnet werden kann, da die Länge des Kabels 8 recht lang sein kann, Änderungen in dem Wert von C₂, die durch Hitze und Vibration verursacht werden, minimiert werden. Ein Aufrechterhalten einer festen Steuerung bzw. Regelung der Kalibrierungskonstanten G und V₀ erzeugt eine ausgezeichnete Langzeitstabilität der Messung und verringert den Bedarf an einer erneuten Kalibrierung des Systems der vorliegenden Erfindung. Beispielsweise ist die Möglichkeit des Aufrechterhaltens einer genauen Kalibrierung bei Zeiträumen von mehr als 10.000 Stunden ziemlich brauchbar.
Ein zusätzlicher Vorteil des Verfahrens und der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung ist, daß Fehler aufgrund der Verstärkeroffsetspannung und des Verstärkereingangsstroms praktisch auf Null reduziert werden. Daher sind die einzigen Fehler in der Messung Fehler aufgrund von hochfrequenten Größen in dem Kabel und der Verstärkerkapazität C₀ und in den unerwünschten Kabelmechanismen Q_n. Das heißt, um einen Meßfehler zu erzeugen, muß entweder C₀ oder Q_n sich schnell im Verhältnis zu dem Abtastintervall ändern. Da die Anzahl von Abtastungen pro Umlauf zumindest so hoch wie die Anzahl der sich bewegenden Elemente sein kann (typischerweise 50 bis 100 im Falle eines Düsentriebwerkslüfterblatts), werden die Messungstechniken bspw. Kabeleffekte bis zu Frequenzen in der Größenordnung von 25 bis 50 mal der Rotationsrate der Turbine kompensieren. Bei größeren Düsentriebwerken liegt die Rotationsrate typischerweise bei 5.000 bis 10.000 Umdrehungen pro Minute. Somit wird die vorliegende Erfindung unempfindlich gegenüber Kabeleffekten bis zu etwa 5 kHz oder höher sein. Bei kleineren Triebwerken kann die Rotationsrate um einen Faktor von fünf oder mehr höher sein. In diesem Fall wird die vorliegende Erfindung unempfindlich gegenüber Kabeleffekten von 25 kHz oder höher sein. Da Kabel üblicherweise gestaltet sind, um verhältnismäßig unempfindlich gegenüber externen Vibrationen zu sein, eliminiert das Verfahren in der vorliegenden Erfindung praktisch Fehler von dem Verbindungskabel 8 zwischen dem Sensor 1 und dem Ladungsverstärker 12 sowie Fehler, die dem Ladungsverstärker 12 selbst zugeordnet sind.
Wenn dies erwünscht ist, kann ein Nutzer beim Messen des Blattabstands in einem Triebwerk Variationen beim Blattabstand D elimieren, die asynchron zu der Rotation des Blatts 4 sind, indem eine Durchschnittsberechnung der Abstandsmessung desselben Blatts in nachfolgenden Rotationen durchgeführt wird. Eine Durchschnittsberechnung würde ebenfalls das Signalrauschverhältnis der Messung durch Verringern der Rauschkomponente durch die Quadratwurzel der Anzahl von gemittelten Messungen verbessern. Auf ähnliche Weise könnte die asynchrone Bewegung durch Berechnen der Varianz von aufeinanderfolgenden Messungen desselben Blattabstands abgeschätzt werden. Eine Durchschnittsberechnung über aufeinanderfolgende Umläufe verbessert ebenfalls das Signalrauschverhältnis von Blattprofilmessungen, die als mehrfache Messungen bei kurzen Intervallen bei einem einzelnen Blatt durchgeführt werden.
Wenngleich sowohl die Vorrichtung als auch das Verfahren dieser Erfindung in Verbindung mit mehreren bestimmten Ausführungsformen beschrieben wurden, ist zu verstehen, daß zahlreiche Modifikationen in den Ausmessungen, Materialien und/oder Techniken durch Fachleute durchgeführt werden könnten, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen, wie er in den Ansprüchen definiert ist. Folglich dient die vor stehende Beschreibung lediglich zur Erläuterung und ist nicht beschränkend.

Claims

Meßsystem mit: einen Sensor (1), der in einem Gehäuse (2) angeordnet ist, in dem ein oder mehrere Elemente (4) relativ zu dem Gehäuse beweglich bzw. bewegbar sind, wobei der Sensor und jedes der Elemente durch einen Abstand getrennt sind und einen Meßkondensator (CS) bilden mit einem ersten Wert, der abhängig von dem Abstand zwischen dem Sensor und jedem Element ist, wenn jedes Element den Sensor passiert, und mit einem zweiten Wert, wenn kein Element den Sensor passiert, wobei der Sensor ein Signal erzeugt, das für die Kapazität des Meßkondensators repräsentativ ist, dadurch gekennzeichnet, daß: ein Verstärker (12) mit dem Sensor (1) gekoppelt ist, wobei der Verstärker eine im wesentlichen konstante Verstärkung hat und das durch den Sensor erzeugte Signal verstärkt, um ein Ausgabesignal zu erzeugen, daß Maxima und Minima umfaßt, wobei die Maxima den Fällen entsprechen, wenn ein Element den Sensor passiert und die Minima den Fällen entsprechen, wenn kein Element den Sensor passiert, Mittel zum Versorgen des Sensors mit einer im wesentlichen konstanten Spannungen (V₀) vorgesehen sind, und ein Prozessor (15) mit dem Verstärker gekoppelt ist, um: (i) die Differenz zwischen zumindest einem der Maxima des verstärkten Ausgabesignals und zumindest einem der Minima des verstärkten Ausgabesignals zu bestimmen, (ii) die Kapazität des Meßkondensators durch Vervielfältigen der durch die Spannungsversorgung bereitgestellten Spannung zu bestimmen, durch die Verstärkung, die von dem Verstärker bereitgestellt ist, und durch die Differenz zwischen dem zumindest einen der Maxima des verstärkten Signals und dem zumindest einen der Minima des verstärkten Signals, und (iii) den Abstand zwischen dem Sensor und jedem der Elemente unter Verwendung der Kapazität zu bestimmen.
Meßsystem nach Anspruch 1, bei dem die Mittel zum Versorgen des Sensors mit einer im wesentlichen konstanten Spannung (V₀) ein Vorspannetzwerk umfassen, das zwischen dem Verstärker und dem Sensor gekoppelt ist.
Meßsystem nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Verstärker (12) einen ersten Operationsverstärker (OA1), einen ersten Rückkopplungskondensator (C₂) und einen Wiederherstellungsschaltkreis (OA2, R₂, R₃, C₃) umfaßt.
Meßsystem nach Anspruch 3, bei dem der Wiederherstellungsschaltkreis einen ersten Widerstand (R₂) parallel zu dem ersten Rückkopplungskondensator (C₂) aufweist.
Meßsystem nach Anspruch 4, bei dem der Wiederherstellungsschaltkreis weiterhin einen zweiten Operationsverstärker (OA₂) aufweist, der an seiner Ausgabe mit dem ersten Widerstand verbunden ist, einen zweiten Rückkopplungskondensator (C₃) und einen zweiten Widerstand (R3), der mit dem zweiten Operationsverstärker dem zweiten Rückkopplungskondensator und Erde verbunden ist.
Meßsystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem das Gehäuse (2) einen Turbinenmotor bzw. ein Turbinen triebwerk aufweist und die Elemente Ventilatorflügel (4) aufweisen.
Meßsystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, das Mittel aufweist, die verhindern, daß die im wesentlichen konstante Spannungen (V₀) dem Verstärker (12) bereitgestellt ist.
Meßsystem nach Anspruch 7, bei dem ein Sperr- bzw. Koppelkondensator (C₁) verhindert, daß die im wesentlichen konstante Spannung (V₀) an dem Verstärker (12) angelegt ist.
Meßsystem nach Anspruch 8, das weiterhin einen Widerstand (R₁) in Reihe mit dem Koppelkondensator (C₁) aufweist.
Meßsystem nach Anspruch 1, bei dem die Mittel zum Versorgen des Sensors mit einer im wesentlichen konstanten Spannung (V₀) einen Rückkopplungsschaltkreis (R_S, OA3) umfassen, der zwischen dem Verstärker (12) und dem Sensor (1) gekoppelt ist.
Meßsystem nach Anspruch 10, bei dem der Verstärker (12) einen ersten Operationsverstärker (OA1), einen ersten Rückkopplungskondensator (C₂) und einen Wiederherstellungsschaltkreis (OA2, R₂, R₃, C₃) aufweist.
Meßsystem nach Anspruch 11, bei dem der Wiederherstellungsschaltkreis einen ersten Widerstand (R₂) parallel zu dem ersten Rückkopplungskondensator (C₂) aufweist.
Meßsystem nach Anspruch 12, bei dem der Wiederherstellungsschaltkreis weiterhin einen zweiten Operationsverstärker (OA2) aufweist, der an seiner Ausgabe mit dem ersten Widerstand gekoppelt ist, einen zweiten Rückkopplungskondensator (C₃) und einen zweiten Widerstand (R3), der mit dem zweiten Operationsverstärker, dem zweiten Rückkopplungskondensator und Erde verbunden ist.
Meßsystem nach Anspruch 13, bei dem ein Koppelkondensator (C₁) verhindert, daß die im wesentlichen konstante Spannung (V₀) an dem Verstärker (12) angelegt ist.
Meßsystem nach Anspruch 14, das weiterhin einen Widerstand (R₁) in Reihe mit dem Koppelkondensator (C₁) aufweist.
Meßsystem nach Anspruch 15, bei dem der Rückkopplungsschaltkreis einen dritten Operationsverstärker (OA3) und einen dritten Widerstand (R₁) aufweist.
Meßsystem nach einem der Ansprüche 10 bis 16, bei dem das Gehäuse einen Turbinenmotor (2) aufweist und die Elemente Ventilatorflügel (4) aufweisen.
Verfahren zum Messen eines Abstands mit folgenden Schritten: Bereitstellen eines Sensors (1), der in einem Gehäuse (2) angeordnet ist, in dem ein oder mehrere Elemente (4) beweglich bzw. bewegbar relativ zu dem Gehäuse sind und der Sensor und jedes der Elemente durch einen Abstand getrennt sind und einen Meßkondensator (CS) bilden mit einer Kapazität, die abhängig von dem Abstand zwischen dem Sensor und jedem Element ist, wenn jedes Element den Sensor passiert, und einer Kapazität im wesentlichen von Null, wenn kein Element den Sensor passiert, Versorgen des Sensors mit einer im wesentlichen konstanten Spannung (V₀), Erzeugen eines Signals mit dem Sensor, wobei das Signal repräsentativ für die Kapazität des Meßkondensators ist, Verstärken des durch den Sensor erzeugten Signals mit einem Verstärker (12) mit einer im wesentlichen konstanten Verstärkung, um ein Ausgabesignal mit Maxima und Minima zu erzeugen, wobei die Maxima den Fällen entsprechen, wenn ein Element den Sensor passiert, und die Minima den Fällen entsprechen, wenn kein Element den Sensor passiert, Bestimmen der Differenz zwischen zumindest einem der Maxima des verstärkten Ausgabesignals und zumindest einem der Minima des verstärkten Ausgabesignals und Erhalten eines Differenzwertes, und Bestimmen der Kapazität des Meßkondensators und des Abstands zwischen dem Sensor und jedem der Elemente durch Vervielfältigen der Spannung (V₀), die durch die Spannungsversorgung bereitgestellt ist, durch die von dem Verstärker bereitgestellte Verstärkung und durch den Differenzwert.
Verfahren zum Messen eines Abstands nach Anspruch 18, bei dem das Gehäuse (2) einen Turbinenmotor aufweist und die Elemente Ventilatorflügel (4) aufweisen.
Verfahren zum Messen eines Abstands nach Anspruch 18 oder 19, bei dem die im wesentlichen konstante Spannung (V₀) davon abgehalten ist, an dem Verstärker (12) angelegt zu sein.