JP2003224487A - 高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナ - Google Patents
高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナInfo
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- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電子チューナの消費電力を少なくする。
【解決手段】 入力端子２１と、この入力端子２１の信
号が供給される混合器２６と、この混合器２６の出力に
接続された整合回路２８と、この整合回路２８の出力に
接続されたバンドパスフィルタ２９と、このバンドパス
フィルタ２９の出力に接続された中間周波増幅器３０
と、この中間周波増幅器３０の出力が供給される出力端
子３６とを備え、これらの各回路２６，２８，２９，３
０は平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、混
合器２６の出力は高インピーダンスにするとともに、整
合回路２８はバンドパスフィルタ２９側から整合回路２
８を見たインピーダンスと、整合回路２８側からバンド
パスフィルタ２９を見たインピーダンスとを等しくした
ものである。これにより、低消費電力の電子チューナが
実現できる。
号が供給される混合器２６と、この混合器２６の出力に
接続された整合回路２８と、この整合回路２８の出力に
接続されたバンドパスフィルタ２９と、このバンドパス
フィルタ２９の出力に接続された中間周波増幅器３０
と、この中間周波増幅器３０の出力が供給される出力端
子３６とを備え、これらの各回路２６，２８，２９，３
０は平衡回路で構成するとともに平衡線路で接続し、混
合器２６の出力は高インピーダンスにするとともに、整
合回路２８はバンドパスフィルタ２９側から整合回路２
８を見たインピーダンスと、整合回路２８側からバンド
パスフィルタ２９を見たインピーダンスとを等しくした
ものである。これにより、低消費電力の電子チューナが
実現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波信号伝達装
置とこれを用いた電子チューナに関するものである。
置とこれを用いた電子チューナに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の高周波信号伝達装置の一例
として従来の電子チューナについて述べる。従来の電子
チューナは、図４に示すように、テレビジョン信号が入
力される入力端子１と、この入力端子１に接続された低
雑音の高周波増幅器２と、この高周波増幅器２の出力が
一方の入力に接続されるとともに、他方の端子には局部
発振器４の出力が接続された混合器５と、この混合器５
の出力が接続されたバンドパスフィルタ６と、このバン
ドパスフィルタ６の出力が接続された中間周波増幅器７
と、この中間周波増幅器７の出力が一方の入力に接続さ
れるとともに、他方の入力には局部発振器８の出力が接
続された混合器９と、この混合器９の出力が接続された
バンドパスフィルタ１０と、このバンドパスフィルタ１
０の出力が接続された第２の中間周波増幅器１１と、こ
の第２の中間周波増幅器１１の出力が接続された出力端
子１２とで構成されていた。
として従来の電子チューナについて述べる。従来の電子
チューナは、図４に示すように、テレビジョン信号が入
力される入力端子１と、この入力端子１に接続された低
雑音の高周波増幅器２と、この高周波増幅器２の出力が
一方の入力に接続されるとともに、他方の端子には局部
発振器４の出力が接続された混合器５と、この混合器５
の出力が接続されたバンドパスフィルタ６と、このバン
ドパスフィルタ６の出力が接続された中間周波増幅器７
と、この中間周波増幅器７の出力が一方の入力に接続さ
れるとともに、他方の入力には局部発振器８の出力が接
続された混合器９と、この混合器９の出力が接続された
バンドパスフィルタ１０と、このバンドパスフィルタ１
０の出力が接続された第２の中間周波増幅器１１と、こ
の第２の中間周波増幅器１１の出力が接続された出力端
子１２とで構成されていた。
【０００３】そして、これらの構成部品は全て低いイン
ピーダンスの５０オーム系で接続されるとともに、不平
衡回路で構成されていた。
ピーダンスの５０オーム系で接続されるとともに、不平
衡回路で構成されていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのよう
な従来の電子チューナに用いる高周波信号伝達装置は、
５０オームという低いインピーダンスの部品で構成され
ていたため、大きな電流が流れ消費電力が大きくなると
いう問題があった。また、全ての部品は不平衡回路で構
成されていたため、単一の能動素子で扱う信号の振幅は
小さいものであった。従って、この信号を大きく増幅す
るために複数の増幅器が必要となり、結論として消費電
力が大きくなるという問題があった。
な従来の電子チューナに用いる高周波信号伝達装置は、
５０オームという低いインピーダンスの部品で構成され
ていたため、大きな電流が流れ消費電力が大きくなると
いう問題があった。また、全ての部品は不平衡回路で構
成されていたため、単一の能動素子で扱う信号の振幅は
小さいものであった。従って、この信号を大きく増幅す
るために複数の増幅器が必要となり、結論として消費電
力が大きくなるという問題があった。
【０００５】本発明は、この問題を解決したもので消費
電力の小さい高周波信号伝達装置を提供することを目的
としたものである。
電力の小さい高周波信号伝達装置を提供することを目的
としたものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明の高周波信号伝達装置は、入力端子と、この入
力端子に入力された信号が供給される第１の能動素子
と、この第１の能動素子の出力に接続された整合回路
と、この整合回路の出力に接続されたフィルタと、この
フィルタの出力に接続された第２の能動素子と、この第
２の能動素子の出力が供給される出力端子とを備え、前
記第１の能動素子と前記整合回路と前記フィルタと前記
第２の能動素子とは平衡回路で構成するとともに平衡線
路で接続し、前記第１の能動素子の出力は高インピーダ
ンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側か
ら前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路
側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし
たものである。
に本発明の高周波信号伝達装置は、入力端子と、この入
力端子に入力された信号が供給される第１の能動素子
と、この第１の能動素子の出力に接続された整合回路
と、この整合回路の出力に接続されたフィルタと、この
フィルタの出力に接続された第２の能動素子と、この第
２の能動素子の出力が供給される出力端子とを備え、前
記第１の能動素子と前記整合回路と前記フィルタと前記
第２の能動素子とは平衡回路で構成するとともに平衡線
路で接続し、前記第１の能動素子の出力は高インピーダ
ンスにするとともに、前記整合回路は前記フィルタ側か
ら前記整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路
側から前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくし
たものである。
【０００７】これにより、低消費電力の高周波信号伝達
装置が実現できる。
装置が実現できる。
【０００８】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給
される第１の能動素子と、この第１の能動素子の出力に
接続された整合回路と、この整合回路の出力に接続され
たフィルタと、このフィルタの出力に接続された第２の
能動素子と、この第２の能動素子の出力が供給される出
力端子とを備え、前記第１の能動素子と前記整合回路と
前記フィルタと前記第２の能動素子とは平衡回路で構成
するとともに平衡線路で接続し、前記第１の能動素子の
出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路
は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダン
スと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピー
ダンスとを等しくした高周波信号伝達装置であり、能動
素子の出力は高インピーダンスであるので、流れる電流
は少なくなる。即ち、低消費電力の高周波信号伝達装置
が実現できる。
は、入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給
される第１の能動素子と、この第１の能動素子の出力に
接続された整合回路と、この整合回路の出力に接続され
たフィルタと、このフィルタの出力に接続された第２の
能動素子と、この第２の能動素子の出力が供給される出
力端子とを備え、前記第１の能動素子と前記整合回路と
前記フィルタと前記第２の能動素子とは平衡回路で構成
するとともに平衡線路で接続し、前記第１の能動素子の
出力は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路
は前記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダン
スと、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピー
ダンスとを等しくした高周波信号伝達装置であり、能動
素子の出力は高インピーダンスであるので、流れる電流
は少なくなる。即ち、低消費電力の高周波信号伝達装置
が実現できる。
【０００９】また、平衡回路を用いているので、信号の
振幅が大きくなり、その分増幅器が不要となるので、こ
の面でも低消費電力の高周波信号伝達装置が実現でき
る。
振幅が大きくなり、その分増幅器が不要となるので、こ
の面でも低消費電力の高周波信号伝達装置が実現でき
る。
【００１０】更に、平衡回路を用いているので、外部か
ら入力されるノイズの影響を排除することができる。
ら入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００１１】請求項２に記載の発明は、フィルタの入力
インピーダンスと出力インピーダンスは、入力端子の整
数倍のインピーダンスとした請求項１に記載の高周波信
号伝達装置であり、整数倍となっているので、インピー
ダンス変換素子の構成が容易となり、低価格化を図るこ
とができる。
インピーダンスと出力インピーダンスは、入力端子の整
数倍のインピーダンスとした請求項１に記載の高周波信
号伝達装置であり、整数倍となっているので、インピー
ダンス変換素子の構成が容易となり、低価格化を図るこ
とができる。
【００１２】請求項３に記載の発明の整合回路は、イン
ダクタンス素子で形成された請求項２に記載の高周波信
号伝達装置であり、インダクタンス素子で形成されてい
るので、直流の電圧降下はなく、低い電源電圧で大きな
増幅度を得ることができる。
ダクタンス素子で形成された請求項２に記載の高周波信
号伝達装置であり、インダクタンス素子で形成されてい
るので、直流の電圧降下はなく、低い電源電圧で大きな
増幅度を得ることができる。
【００１３】請求項４に記載の発明は、インダクタンス
素子はパターンで形成された請求項３に記載の高周波信
号伝達装置であり、プリント基板の製造と同時にエッチ
ング技術で形成できるので、薄型化と低価格化を図るこ
とができる。
素子はパターンで形成された請求項３に記載の高周波信
号伝達装置であり、プリント基板の製造と同時にエッチ
ング技術で形成できるので、薄型化と低価格化を図るこ
とができる。
【００１４】請求項５に記載の発明は、インダクタンス
素子はチップ部品で形成されるとともにリフローはんだ
付けされた請求項３に記載の高周波信号伝達装置であ
り、チップ部品はリフローはんだ付けされるので、セル
フアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定め
られた位置に固定され、その前後におけるパターンのイ
ンダクタンス値が変動することはない。従って、製造誤
差が少なくなり安定した性能を得ることができる。
素子はチップ部品で形成されるとともにリフローはんだ
付けされた請求項３に記載の高周波信号伝達装置であ
り、チップ部品はリフローはんだ付けされるので、セル
フアライメント効果でチップ部品の装着位置は予め定め
られた位置に固定され、その前後におけるパターンのイ
ンダクタンス値が変動することはない。従って、製造誤
差が少なくなり安定した性能を得ることができる。
【００１５】請求項６に記載の発明は、第１の能動素子
と第２の能動素子とは四角形をした一つのパッケージに
集積されるとともに、前記第１の能動素子と前記第２の
能動素子とは夫々隣接する辺の近傍に配置された請求項
１に記載の高周波信号伝達装置であり、集積回路化され
ているので、安定した性能でしかも製造工程が簡略化さ
れる。また、小型化も実現できる。
と第２の能動素子とは四角形をした一つのパッケージに
集積されるとともに、前記第１の能動素子と前記第２の
能動素子とは夫々隣接する辺の近傍に配置された請求項
１に記載の高周波信号伝達装置であり、集積回路化され
ているので、安定した性能でしかも製造工程が簡略化さ
れる。また、小型化も実現できる。
【００１６】更に、隣接する辺に第１の能動素子と第２
の能動素子が配置されているので、フィルタへの配線が
容易となる。
の能動素子が配置されているので、フィルタへの配線が
容易となる。
【００１７】請求項７に記載の発明は、第１の能動素子
と整合回路との間の平衡線路のインピーダンスの補正は
前記整合回路で行うとともに、フィルタと第２の能動素
子との間のインピーダンスの補正は前記平衡線路の内側
のパターン長を長くすることにより行う請求項６に記載
の高周波信号伝達装置であり、第１の能動素子と第２の
能動素子とは隣接する辺の近傍に設けられているので、
その間を結ぶ平衡線路は外側の方が長くなる。これの補
正にフィルタより前では整合回路内の素子の定数で補正
するので、補正のための別部品は不要となる。また、フ
ィルタより後ではパターンの長さで補正するので、プリ
ント基板の作成時にエッチング技術で対応でき、ここで
も補正のための部品は不要となる。
と整合回路との間の平衡線路のインピーダンスの補正は
前記整合回路で行うとともに、フィルタと第２の能動素
子との間のインピーダンスの補正は前記平衡線路の内側
のパターン長を長くすることにより行う請求項６に記載
の高周波信号伝達装置であり、第１の能動素子と第２の
能動素子とは隣接する辺の近傍に設けられているので、
その間を結ぶ平衡線路は外側の方が長くなる。これの補
正にフィルタより前では整合回路内の素子の定数で補正
するので、補正のための別部品は不要となる。また、フ
ィルタより後ではパターンの長さで補正するので、プリ
ント基板の作成時にエッチング技術で対応でき、ここで
も補正のための部品は不要となる。
【００１８】請求項８に記載の発明は、第１の能動素子
と整合回路との間の平衡線路のインピーダンスの補正は
前記整合回路で行うとともに、フィルタと第２の能動素
子との間のインピーダンスの補正は前記平衡線路の内側
のパターン幅を外側パターン幅より太くすることにより
行う請求項６に記載の高周波信号伝達装置であり、第１
の能動素子と第２の能動素子とは隣接する辺の近傍に設
けられているので、その間を結ぶ平衡線路は外側の方が
長くなる。これの補正にフィルタより前では整合回路内
の素子の定数で補正するので、補正のための別部品は不
要となる。また、フィルタより後ではパターンの太さで
補正するので、プリント基板の作成時にエッチング技術
で対応でき、ここでも補正のための部品は不要となる。
また、パターンが太くなるので、直流抵抗が少なくなり
損失が少なくなる。
と整合回路との間の平衡線路のインピーダンスの補正は
前記整合回路で行うとともに、フィルタと第２の能動素
子との間のインピーダンスの補正は前記平衡線路の内側
のパターン幅を外側パターン幅より太くすることにより
行う請求項６に記載の高周波信号伝達装置であり、第１
の能動素子と第２の能動素子とは隣接する辺の近傍に設
けられているので、その間を結ぶ平衡線路は外側の方が
長くなる。これの補正にフィルタより前では整合回路内
の素子の定数で補正するので、補正のための別部品は不
要となる。また、フィルタより後ではパターンの太さで
補正するので、プリント基板の作成時にエッチング技術
で対応でき、ここでも補正のための部品は不要となる。
また、パターンが太くなるので、直流抵抗が少なくなり
損失が少なくなる。
【００１９】請求項９に記載の発明は、第１の能動素子
とフィルタとの間の平衡線路の長さは、前記フィルタと
第２の能動素子との間の長さより短くした請求項６に記
載の高周波信号伝達装置であり、混合器のオープンコレ
クタに接続されたインピーダンスの高い方の平衡線路の
長さを短くしているので、ノイズの影響を受けにくく歪
み特性の良好な混合器が実現できる。
とフィルタとの間の平衡線路の長さは、前記フィルタと
第２の能動素子との間の長さより短くした請求項６に記
載の高周波信号伝達装置であり、混合器のオープンコレ
クタに接続されたインピーダンスの高い方の平衡線路の
長さを短くしているので、ノイズの影響を受けにくく歪
み特性の良好な混合器が実現できる。
【００２０】請求項１０に記載の発明は、整合回路とフ
ィルタとの間の平衡線路の夫々の線路の長さを等しくし
た請求項６に記載の高周波信号伝達装置であり、回路の
平衡性を更に向上させることができる。
ィルタとの間の平衡線路の夫々の線路の長さを等しくし
た請求項６に記載の高周波信号伝達装置であり、回路の
平衡性を更に向上させることができる。
【００２１】請求項１１に記載の発明は、平衡線路間の
距離は０．３ｍｍ以上とした請求項６に記載の高周波信
号伝達装置であり、線間容量による悪影響を排除するこ
とができる。
距離は０．３ｍｍ以上とした請求項６に記載の高周波信
号伝達装置であり、線間容量による悪影響を排除するこ
とができる。
【００２２】請求項１２に記載の発明は、高周波信号が
入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号
が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部
発振器の出力が供給される混合器と、この混合器の出力
が接続された整合回路と、この整合回路の出力が接続さ
れたフィルタと、このフィルタの出力が接続された中間
周波増幅器と、この中間周波増幅器の出力が供給される
出力端子とを備え、少なくとも前記混合器と前記整合回
路と前記フィルタと前記中間周波増幅器とは平衡回路で
構成するとともに平衡線路で接続し、前記混合器の出力
は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前
記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンス
と、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダ
ンスとを等しくした電子チューナであり、混合器の出力
は従来の５０オームに比べて高インピーダンスであるの
で、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子
チューナが実現できる。
入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号
が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には局部
発振器の出力が供給される混合器と、この混合器の出力
が接続された整合回路と、この整合回路の出力が接続さ
れたフィルタと、このフィルタの出力が接続された中間
周波増幅器と、この中間周波増幅器の出力が供給される
出力端子とを備え、少なくとも前記混合器と前記整合回
路と前記フィルタと前記中間周波増幅器とは平衡回路で
構成するとともに平衡線路で接続し、前記混合器の出力
は高インピーダンスにするとともに、前記整合回路は前
記フィルタ側から前記整合回路を見たインピーダンス
と、前記整合回路側から前記フィルタを見たインピーダ
ンスとを等しくした電子チューナであり、混合器の出力
は従来の５０オームに比べて高インピーダンスであるの
で、流れる電流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子
チューナが実現できる。
【００２３】また、平衡回路を用いているので、単一の
能動素子で扱う信号の振幅が大きくなり、その分複数の
増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の電子
チューナが実現できる。
能動素子で扱う信号の振幅が大きくなり、その分複数の
増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の電子
チューナが実現できる。
【００２４】更に、平衡回路を用いているので、外部か
ら入力されるノイズの影響を排除することができる。
ら入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００２５】請求項１３に記載の発明は、高周波信号が
入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号
が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第１
の局部発振器の出力が供給される第１の混合器と、この
第１の混合器の出力が接続された第１の整合回路と、こ
の第１の整合回路の出力が接続された第１のフィルタ
と、この第１のフィルタの出力が接続された第１の中間
周波増幅器と、この第１の中間周波増幅器の出力が一方
の入力に接続されるとともに他方の入力には第２の局部
発振器の出力が接続された第２の混合器と、この第２の
混合器の出力が接続された第２の整合回路と、この第２
の整合回路の出力が接続された第２のフィルタと、この
第２のフィルタの出力が接続された第２の中間周波増幅
器と、この第２の中間周波増幅器の出力が接続された出
力端子とを備え、少なくとも前記第１の混合器と前記第
１の整合回路と前記第１のフィルタと前記第１の中間周
波増幅器とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接
続し、前記第１の混合器の出力は高インピーダンスにす
るとともに、前記第１の整合回路は前記第１のフィルタ
側から前記第１の整合回路を見たインピーダンスと、前
記第１の整合回路側から前記第１のフィルタを見たイン
ピーダンスとを等しくした電子チューナであり、第１の
混合器の出力は高インピーダンスであるので、流れる電
流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子チューナが実
現できる。
入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号
が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第１
の局部発振器の出力が供給される第１の混合器と、この
第１の混合器の出力が接続された第１の整合回路と、こ
の第１の整合回路の出力が接続された第１のフィルタ
と、この第１のフィルタの出力が接続された第１の中間
周波増幅器と、この第１の中間周波増幅器の出力が一方
の入力に接続されるとともに他方の入力には第２の局部
発振器の出力が接続された第２の混合器と、この第２の
混合器の出力が接続された第２の整合回路と、この第２
の整合回路の出力が接続された第２のフィルタと、この
第２のフィルタの出力が接続された第２の中間周波増幅
器と、この第２の中間周波増幅器の出力が接続された出
力端子とを備え、少なくとも前記第１の混合器と前記第
１の整合回路と前記第１のフィルタと前記第１の中間周
波増幅器とは平衡回路で構成するとともに平衡線路で接
続し、前記第１の混合器の出力は高インピーダンスにす
るとともに、前記第１の整合回路は前記第１のフィルタ
側から前記第１の整合回路を見たインピーダンスと、前
記第１の整合回路側から前記第１のフィルタを見たイン
ピーダンスとを等しくした電子チューナであり、第１の
混合器の出力は高インピーダンスであるので、流れる電
流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子チューナが実
現できる。
【００２６】また、平衡回路を用いているので、単一の
能動素子で扱う信号の振幅が大きくなり、その分複数の
増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の電子
チューナが実現できる。
能動素子で扱う信号の振幅が大きくなり、その分複数の
増幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の電子
チューナが実現できる。
【００２７】更に、平衡回路を用いているので、外部か
ら入力されるノイズの影響を排除することができる。
ら入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００２８】更にまた、ダブルスーパー電子チューナで
あり、妨害排除能力を大きくすることができる。
あり、妨害排除能力を大きくすることができる。
【００２９】請求項１４に記載の発明は、第１の混合器
から出力される出力周波数は、入力端子に入力される最
大周波数の２倍以上の周波数とした請求項１３に記載の
電子チューナであり、妨害排除能力の大きな電子チュー
ナを実現することができる。
から出力される出力周波数は、入力端子に入力される最
大周波数の２倍以上の周波数とした請求項１３に記載の
電子チューナであり、妨害排除能力の大きな電子チュー
ナを実現することができる。
【００３０】請求項１５に記載の発明の第１のフィルタ
の帯域幅は、入力端子に入力される信号の帯域幅の略５
倍とした請求項１４に記載の電子チューナであり、第１
のフィルタの周囲温度のバラツキや、中心周波数のバラ
ツキを吸収することができる。
の帯域幅は、入力端子に入力される信号の帯域幅の略５
倍とした請求項１４に記載の電子チューナであり、第１
のフィルタの周囲温度のバラツキや、中心周波数のバラ
ツキを吸収することができる。
【００３１】以下、本発明の一実施の形態について図面
を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態におけ
る電子チューナ（高周波信号伝達装置の一例として用い
た）のブロック図である。
を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態におけ
る電子チューナ（高周波信号伝達装置の一例として用い
た）のブロック図である。
【００３２】図１において、２１は、５０ＭＨｚから９
００ＭＨｚのテレビジョン信号が入力される入力端子で
あり、この入力端子２１には平衡・不平衡変換器２２が
接続されている。この平衡・不平衡変換器２２では不平
衡で７５オームのインピーダンスから７５オームの平衡
出力に変換している。このように入力インピーダンスの
整数倍のインピーダンスに変換することにより、平衡・
不平衡変換器２２の構成が簡単になる。
００ＭＨｚのテレビジョン信号が入力される入力端子で
あり、この入力端子２１には平衡・不平衡変換器２２が
接続されている。この平衡・不平衡変換器２２では不平
衡で７５オームのインピーダンスから７５オームの平衡
出力に変換している。このように入力インピーダンスの
整数倍のインピーダンスに変換することにより、平衡・
不平衡変換器２２の構成が簡単になる。
【００３３】そしてこの出力は、点線で囲まれた集積回
路３７内に入力され低雑音の高周波増幅器２３に接続さ
れる。この高周波増幅器２３の出力は混合器（第１の能
動素子の一例として用いた）２６の一方の入力に接続さ
れている。また、この混合器２６の他方の入力には局部
発振器２７の出力が接続されている。また、この混合器
２６では局部発振器２７の出力により１８９０ＭＨｚの
中間周波数に変換される。この周波数１８９０ＭＨｚ
は、入力端子２１に入力される最大の周波数９００ＭＨ
ｚの２倍以上に設定されている。このように中間周波数
を２倍以上に設定することにより、３次歪みを低減する
ことができる。また、イメージ妨害も確実に除去するこ
とができる。
路３７内に入力され低雑音の高周波増幅器２３に接続さ
れる。この高周波増幅器２３の出力は混合器（第１の能
動素子の一例として用いた）２６の一方の入力に接続さ
れている。また、この混合器２６の他方の入力には局部
発振器２７の出力が接続されている。また、この混合器
２６では局部発振器２７の出力により１８９０ＭＨｚの
中間周波数に変換される。この周波数１８９０ＭＨｚ
は、入力端子２１に入力される最大の周波数９００ＭＨ
ｚの２倍以上に設定されている。このように中間周波数
を２倍以上に設定することにより、３次歪みを低減する
ことができる。また、イメージ妨害も確実に除去するこ
とができる。
【００３４】また混合器２６の出力はオープンコレクタ
で構成されており、その出力は集積回路３７の外に設け
られた整合回路２８に接続されている。この整合回路２
８の出力は入力インピーダンスが２００オームで形成さ
れたバンドパスフィルタ２９に接続され、その出力は集
積回路３７内の中間周波増幅器（第２の能動素子の一例
として用いた）３０に接続されている。この中間周波増
幅器３０の出力は混合器（第１の能動素子の一例として
用いた）３１の一方の入力に接続されるとともに、他方
の入力には局部発振器３２の出力が接続されている。こ
の混合器３１では局部発振器３２の出力により４４ＭＨ
ｚの第２の中間周波数に変換される。このような周波数
に変換されることにより、次段以降の処理が容易にな
る。
で構成されており、その出力は集積回路３７の外に設け
られた整合回路２８に接続されている。この整合回路２
８の出力は入力インピーダンスが２００オームで形成さ
れたバンドパスフィルタ２９に接続され、その出力は集
積回路３７内の中間周波増幅器（第２の能動素子の一例
として用いた）３０に接続されている。この中間周波増
幅器３０の出力は混合器（第１の能動素子の一例として
用いた）３１の一方の入力に接続されるとともに、他方
の入力には局部発振器３２の出力が接続されている。こ
の混合器３１では局部発振器３２の出力により４４ＭＨ
ｚの第２の中間周波数に変換される。このような周波数
に変換されることにより、次段以降の処理が容易にな
る。
【００３５】また混合器３１の出力はオープンコレクタ
で構成されており、その出力は集積回路３７の外に設け
られた整合回路３３に接続されている。この整合回路３
３の出力は入力インピーダンスが２００オームで形成さ
れたバンドパスフィルタ３４に接続され、その出力は集
積回路３７内の第２の中間周波増幅器（第２の能動素子
の一例として用いた）３５に接続されている。そして、
この中間周波増幅器３５の出力は集積回路３７の出力端
子３６に接続されている。ここで、バンドパスフィルタ
２９と３４は共にＳＡＷ（表面弾性波）フィルタを使用
している。
で構成されており、その出力は集積回路３７の外に設け
られた整合回路３３に接続されている。この整合回路３
３の出力は入力インピーダンスが２００オームで形成さ
れたバンドパスフィルタ３４に接続され、その出力は集
積回路３７内の第２の中間周波増幅器（第２の能動素子
の一例として用いた）３５に接続されている。そして、
この中間周波増幅器３５の出力は集積回路３７の出力端
子３６に接続されている。ここで、バンドパスフィルタ
２９と３４は共にＳＡＷ（表面弾性波）フィルタを使用
している。
【００３６】このように、混合器２６，３１の出力はオ
ープンコレクタとし、ＳＡＷフィルタ２９，３４の入力
インピーダンスは２００オームとなっており、従来の５
０オームに比べて高インピーダンスであるので、流れる
電流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子チューナが
実現できる。
ープンコレクタとし、ＳＡＷフィルタ２９，３４の入力
インピーダンスは２００オームとなっており、従来の５
０オームに比べて高インピーダンスであるので、流れる
電流は少なくなる。即ち、低消費電力の電子チューナが
実現できる。
【００３７】また、これらの構成部品は全て高いインピ
ーダンスの２００オーム系で接続されるとともに、平衡
回路を用いているので、単一の能動素子で扱う信号の振
幅が大きくなり、その分複数の増幅器が不要となり、こ
の面でも低消費電力の電子チューナが実現できる。
ーダンスの２００オーム系で接続されるとともに、平衡
回路を用いているので、単一の能動素子で扱う信号の振
幅が大きくなり、その分複数の増幅器が不要となり、こ
の面でも低消費電力の電子チューナが実現できる。
【００３８】更に、平衡回路を用いているので、外部か
ら入力されるノイズの影響を排除することができる。
ら入力されるノイズの影響を排除することができる。
【００３９】また、本実施の形態では、ダブルスーパー
型の電子チューナを構成しているので、イメージ妨害の
排除が容易な電子チューナが実現できる。なお、本実施
の形態ではダブルスーパー型の電子チューナとしたが、
これはシングルスーパー型の電子チューナであっても良
い。また、本実施の形態では、ダウン側の混合器３１を
オープンコレクタとしたが、この混合器３１の出力を５
０オームとすると共にバンドパスフィルタ３４も５０オ
ームの入力インピーダンスでドライブできるものを用い
ることもできる。この場合には整合回路３３が不要にな
る。
型の電子チューナを構成しているので、イメージ妨害の
排除が容易な電子チューナが実現できる。なお、本実施
の形態ではダブルスーパー型の電子チューナとしたが、
これはシングルスーパー型の電子チューナであっても良
い。また、本実施の形態では、ダウン側の混合器３１を
オープンコレクタとしたが、この混合器３１の出力を５
０オームとすると共にバンドパスフィルタ３４も５０オ
ームの入力インピーダンスでドライブできるものを用い
ることもできる。この場合には整合回路３３が不要にな
る。
【００４０】なお、バンドパスフィルタ２９の帯域幅
は、入力端子２１に入力される信号の帯域幅の略５倍の
帯域幅のものを用いることが望ましい。本実施の形態で
は２５〜３０ＭＨｚの帯域幅のものを用いている。これ
は周囲温度の変化によるバラツキやフィルタのバラツキ
を吸収するための配慮である。また、バンドパスフィル
タ３４の帯域幅は６ＭＨｚ〜８ＭＨｚのものを用いてい
る。このフィルタ３４では、通過周波数が４４ＭＨｚで
あり、バンドパスフィルタ２９の通過周波数に比べて低
い。従って、温度変化や部品のバラツキに対する保障よ
り、妨害信号の通過を阻止することに重点をおいてい
る。
は、入力端子２１に入力される信号の帯域幅の略５倍の
帯域幅のものを用いることが望ましい。本実施の形態で
は２５〜３０ＭＨｚの帯域幅のものを用いている。これ
は周囲温度の変化によるバラツキやフィルタのバラツキ
を吸収するための配慮である。また、バンドパスフィル
タ３４の帯域幅は６ＭＨｚ〜８ＭＨｚのものを用いてい
る。このフィルタ３４では、通過周波数が４４ＭＨｚで
あり、バンドパスフィルタ２９の通過周波数に比べて低
い。従って、温度変化や部品のバラツキに対する保障よ
り、妨害信号の通過を阻止することに重点をおいてい
る。
【００４１】次に、図２を用いて整合回路を説明する。
整合回路２８，３３のうち整合回路２８を例に説明す
る。整合回路２８は、バンドパスフィルタ２９と接続さ
れて、集積回路３７の辺４１の近傍に設けられた混合器
２６と、前記辺４１に隣接する辺４２の近傍に設けられ
た中間周波増幅器３０との間に配置される。
整合回路２８，３３のうち整合回路２８を例に説明す
る。整合回路２８は、バンドパスフィルタ２９と接続さ
れて、集積回路３７の辺４１の近傍に設けられた混合器
２６と、前記辺４１に隣接する辺４２の近傍に設けられ
た中間周波増幅器３０との間に配置される。
【００４２】先ず、バンドパスフィルタ２９の出力につ
ながる平衡線路４５について説明する。平衡線路４５の
内側と外側では外側の線路の方が内側の線路より長くな
る。そこで、平衡線路４５のインピーダンスを等しくす
るには、内側の線路４３を湾曲４３ａさせて外側の線路
４４のインピーダンスと等しくする必要がある。又は、
外側の線路４４を内側の線路４３より太くして平衡線路
のインピーダンスを平衡にしても良い。いずれにしても
プリント基板の製造と同時にエッチング技術で形成でき
るので、薄型化と低価格化が実現できる。
ながる平衡線路４５について説明する。平衡線路４５の
内側と外側では外側の線路の方が内側の線路より長くな
る。そこで、平衡線路４５のインピーダンスを等しくす
るには、内側の線路４３を湾曲４３ａさせて外側の線路
４４のインピーダンスと等しくする必要がある。又は、
外側の線路４４を内側の線路４３より太くして平衡線路
のインピーダンスを平衡にしても良い。いずれにしても
プリント基板の製造と同時にエッチング技術で形成でき
るので、薄型化と低価格化が実現できる。
【００４３】なお、バンドパスフィルタ２９の出力イン
ピーダンスは２００オームなので、中間周波増幅器３０
の入力インピーダンスも２００オームに設定している。
これは、中間周波増幅器３０を形成するトランジスタの
バイアス抵抗で実現している。
ピーダンスは２００オームなので、中間周波増幅器３０
の入力インピーダンスも２００オームに設定している。
これは、中間周波増幅器３０を形成するトランジスタの
バイアス抵抗で実現している。
【００４４】次に、混合器２６につながる平衡線路４６
側について説明する。この平衡線路４６には整合回路２
８が設けられている。４７は電源であり、コンデンサ４
８を介してグランドに接続されている。また、この電源
４７からチップインダクタ４９とチップインダクタ５０
の直列接続体を介して、混合器２６の一方のトランジス
タのコレクタに接続され、このトランジスタのコレクタ
に電源を供給している。
側について説明する。この平衡線路４６には整合回路２
８が設けられている。４７は電源であり、コンデンサ４
８を介してグランドに接続されている。また、この電源
４７からチップインダクタ４９とチップインダクタ５０
の直列接続体を介して、混合器２６の一方のトランジス
タのコレクタに接続され、このトランジスタのコレクタ
に電源を供給している。
【００４５】同様に、電源４７からチップインダクタ５
１とチップインダクタ５２の直列接続体を介して、混合
器２６の他方のトランジスタのコレクタに接続され、こ
のトランジスタのコレクタに電源を供給している。ここ
で、コンデンサ５３から５６は直流阻止用に挿入された
コンデンサである。
１とチップインダクタ５２の直列接続体を介して、混合
器２６の他方のトランジスタのコレクタに接続され、こ
のトランジスタのコレクタに電源を供給している。ここ
で、コンデンサ５３から５６は直流阻止用に挿入された
コンデンサである。
【００４６】これらのチップ部品はリフローはんだ付け
されているので、セルフアライメント効果でチップ部品
の装着位置は予め定められた位置に固定され、その前後
におけるパターンのインダクタンス値が製造時に変動す
ることはない。従って、安定した性能を得ることができ
る。
されているので、セルフアライメント効果でチップ部品
の装着位置は予め定められた位置に固定され、その前後
におけるパターンのインダクタンス値が製造時に変動す
ることはない。従って、安定した性能を得ることができ
る。
【００４７】また、この整合回路２８の実装において
は、以下のことに配慮すべきである。即ち、チップイン
ダクタ４９と平衡線路４６の内側の線路５７との接続点
５８と、バンドパスフィルタ２９の入力までの長さは、
チップインダクタ５１と平衡線路４６の外側の線路５９
との接続点６０と、バンドパスフィルタ２９の入力まで
の長さと等しくして、双方のインピーダンスを等しくし
て平衡を保つ必要がある。どうしても長さを等しくでき
ないときは、パターンの太さを変えてインピーダンスを
等しくしても良い。
は、以下のことに配慮すべきである。即ち、チップイン
ダクタ４９と平衡線路４６の内側の線路５７との接続点
５８と、バンドパスフィルタ２９の入力までの長さは、
チップインダクタ５１と平衡線路４６の外側の線路５９
との接続点６０と、バンドパスフィルタ２９の入力まで
の長さと等しくして、双方のインピーダンスを等しくし
て平衡を保つ必要がある。どうしても長さを等しくでき
ないときは、パターンの太さを変えてインピーダンスを
等しくしても良い。
【００４８】なお、本実施の形態では整合回路２８のイ
ンダクタとしてチップインダクタ４９から５２のチップ
部品を用いたが、これはプリント基板にパターンでイン
ダクタを形成しても良い。このようにパターンインダク
タを用いることによりエッチング技術でインダクタが実
現できるので、薄型化と低価格化が実現できる。
ンダクタとしてチップインダクタ４９から５２のチップ
部品を用いたが、これはプリント基板にパターンでイン
ダクタを形成しても良い。このようにパターンインダク
タを用いることによりエッチング技術でインダクタが実
現できるので、薄型化と低価格化が実現できる。
【００４９】また、平衡線路４６の内側の線路５７と外
側の線路５９とのインピーダンスの相違はチップインダ
クタ５０とチップインダクタ５２の値を変えて補正す
る。また、混合器２６のトランジスタのオープンコレク
タはインダクタ４９，５０，５１，５２を用いて供給し
ているので、直流の電圧降下はなく、大きな増幅度が得
られる。
側の線路５９とのインピーダンスの相違はチップインダ
クタ５０とチップインダクタ５２の値を変えて補正す
る。また、混合器２６のトランジスタのオープンコレク
タはインダクタ４９，５０，５１，５２を用いて供給し
ているので、直流の電圧降下はなく、大きな増幅度が得
られる。
【００５０】また、バンドパスフィルタ２９の入力イン
ピーダンスも２００オームなので、バンドパスフィルタ
２９の入口６１から整合回路２８や混合器２６を見たイ
ンピーダンスをバンドパスフィルタ２９の入力インピー
ダンスに合わせることが損失を少なくする上で重要であ
る。また、平衡線路４６側は混合器２６がオープンコレ
クタであり、平衡線路４５側に比べてインピーダンスが
高いので、平衡線路４５側より短くしておくことが重要
である。
ピーダンスも２００オームなので、バンドパスフィルタ
２９の入口６１から整合回路２８や混合器２６を見たイ
ンピーダンスをバンドパスフィルタ２９の入力インピー
ダンスに合わせることが損失を少なくする上で重要であ
る。また、平衡線路４６側は混合器２６がオープンコレ
クタであり、平衡線路４５側に比べてインピーダンスが
高いので、平衡線路４５側より短くしておくことが重要
である。
【００５１】図３は、平衡線路４５の平面図である。平
衡線路４５の内側の線路４３のパターンの幅６２と外側
の線路４４のパターンの幅６３は、共に０．２ｍｍにし
ている。また、線路４３と線路４４との間隔６４は０．
３ｍｍとして、線間容量の影響を少なくしている。な
お、平衡線路４６側に関しても同様である。
衡線路４５の内側の線路４３のパターンの幅６２と外側
の線路４４のパターンの幅６３は、共に０．２ｍｍにし
ている。また、線路４３と線路４４との間隔６４は０．
３ｍｍとして、線間容量の影響を少なくしている。な
お、平衡線路４６側に関しても同様である。
【００５２】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、第１の能
動素子と整合回路とフィルタと第２の能動素子とは平衡
回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の
能動素子の出力は高インピーダンスにするとともに、前
記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たイ
ンピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見
たインピーダンスとを等しくしたものであり、能動素子
の出力は高インピーダンスであるので、流れる電流は少
なくなる。即ち、低消費電力の高周波信号伝達装置が実
現できる。
動素子と整合回路とフィルタと第２の能動素子とは平衡
回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の
能動素子の出力は高インピーダンスにするとともに、前
記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たイ
ンピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見
たインピーダンスとを等しくしたものであり、能動素子
の出力は高インピーダンスであるので、流れる電流は少
なくなる。即ち、低消費電力の高周波信号伝達装置が実
現できる。
【００５３】また、平衡回路を用いているので、単一の
能動素子での信号の振幅が大きくなり、その分複数の増
幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の高周波
信号伝達装置が実現できる。
能動素子での信号の振幅が大きくなり、その分複数の増
幅器が不要となるので、この面でも低消費電力の高周波
信号伝達装置が実現できる。
【００５４】更に、平衡回路を用いているので、外部か
ら入力されるノイズの影響を排除することができる。
ら入力されるノイズの影響を排除することができる。
【図１】本発明の一実施の形態における電子チューナの
ブロック図
ブロック図
【図２】同、整合回路とその近傍の回路図
【図３】同、平衡線路の平面図
【図４】従来の電子チューナのブロック図
２１ 入力端子
２６ 混合器
２８ 整合回路
２９ バンドパスフィルタ
３０ 中間周波増幅器
３６ 出力端子
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 浅山 早苗
大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器
産業株式会社内
Ｆターム(参考） 5C025 AA26 BA25 BA30
5K020 AA02 DD01 DD11 DD13 EE14
FF04
5K061 AA02 AA10 BB07 CC00 CC11
CD05 CD06 JJ24
Claims (15)
- 【請求項１】 入力端子と、この入力端子に入力された
信号が供給される第１の能動素子と、この第１の能動素
子の出力に接続された整合回路と、この整合回路の出力
に接続されたフィルタと、このフィルタの出力に接続さ
れた第２の能動素子と、この第２の能動素子の出力が供
給される出力端子とを備え、前記第１の能動素子と前記
整合回路と前記フィルタと前記第２の能動素子とは平衡
回路で構成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の
能動素子の出力は高インピーダンスにするとともに、前
記整合回路は前記フィルタ側から前記整合回路を見たイ
ンピーダンスと、前記整合回路側から前記フィルタを見
たインピーダンスとを等しくした高周波信号伝達装置。 - 【請求項２】 フィルタの入力インピーダンスと出力イ
ンピーダンスは、入力端子の整数倍のインピーダンスと
した請求項１に記載の高周波信号伝達装置。 - 【請求項３】 整合回路はインダクタンス素子で形成さ
れた請求項２に記載の高周波信号伝達装置。 - 【請求項４】 インダクタンス素子はパターンで形成さ
れた請求項３に記載の高周波信号伝達装置。 - 【請求項５】 インダクタンス素子はチップ部品で形成
されるとともにリフローはんだ付けされた請求項３に記
載の高周波信号伝達装置。 - 【請求項６】 第１の能動素子と第２の能動素子とは四
角形をした一つのパッケージに集積されるとともに、前
記第１の能動素子と前記第２の能動素子とは夫々隣接す
る辺の近傍に配置された請求項１に記載の高周波信号伝
達装置。 - 【請求項７】 第１の能動素子と整合回路との間の平衡
線路のインピーダンスの補正は前記整合回路で行うとと
もに、フィルタと第２の能動素子との間のインピーダン
スの補正は前記平衡線路の内側のパターン長を長くする
ことにより行う請求項６に記載の高周波信号伝達装置。 - 【請求項８】 第１の能動素子と整合回路との間の平衡
線路のインピーダンスの補正は前記整合回路で行うとと
もに、フィルタと第２の能動素子との間のインピーダン
スの補正は前記平衡線路の内側のパターン幅を外側パタ
ーン幅より太くすることにより行う請求項６に記載の高
周波信号伝達装置。 - 【請求項９】 第１の能動素子とフィルタとの間の平衡
線路の長さは、前記フィルタと第２の能動素子との間の
長さより短くした請求項６に記載の高周波信号伝達装
置。 - 【請求項１０】 整合回路とフィルタとの間の平衡線路
の夫々の線路の長さを等しくした請求項６に記載の高周
波信号伝達装置。 - 【請求項１１】 平衡線路間の距離は０．３ｍｍ以上と
した請求項６に記載の高周波信号伝達装置。 - 【請求項１２】 高周波信号が入力される入力端子と、
この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給され
るとともに他方の入力には局部発振器の出力が供給され
る混合器と、この混合器の出力が接続された整合回路
と、この整合回路の出力が接続されたフィルタと、この
フィルタの出力が接続された中間周波増幅器と、この中
間周波増幅器の出力が供給される出力端子とを備え、少
なくとも前記混合器と前記整合回路と前記フィルタと前
記中間周波増幅器とは平衡回路で構成するとともに平衡
線路で接続し、前記混合器の出力は高インピーダンスに
するとともに、前記整合回路は前記フィルタ側から前記
整合回路を見たインピーダンスと、前記整合回路側から
前記フィルタを見たインピーダンスとを等しくした電子
チューナ。 - 【請求項１３】 高周波信号が入力される入力端子と、
この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給され
るとともに他方の入力には第１の局部発振器の出力が供
給される第１の混合器と、この第１の混合器の出力が接
続された第１の整合回路と、この第１の整合回路の出力
が接続された第１のフィルタと、この第１のフィルタの
出力が接続された第１の中間周波増幅器と、この第１の
中間周波増幅器の出力が一方の入力に接続されるととも
に他方の入力には第２の局部発振器の出力が接続された
第２の混合器と、この第２の混合器の出力が接続された
第２の整合回路と、この第２の整合回路の出力が接続さ
れた第２のフィルタと、この第２のフィルタの出力が接
続された第２の中間周波増幅器と、この第２の中間周波
増幅器の出力が接続された出力端子とを備え、少なくと
も前記第１の混合器と前記第１の整合回路と前記第１の
フィルタと前記第１の中間周波増幅器とは平衡回路で構
成するとともに平衡線路で接続し、前記第１の混合器の
出力は高インピーダンスにするとともに、前記第１の整
合回路は前記第１のフィルタ側から前記第１の整合回路
を見たインピーダンスと、前記第１の整合回路側から前
記第１のフィルタを見たインピーダンスとを等しくした
電子チューナ。 - 【請求項１４】 第１の混合器から出力される出力周波
数は、入力端子に入力される最大周波数の２倍以上の周
波数とした請求項１３に記載の電子チューナ。 - 【請求項１５】 第１のフィルタの帯域幅は、入力端子
に入力される信号の帯域幅の略５倍とした請求項１４に
記載の電子チューナ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002023027A JP3906698B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | 高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナ |
| US10/347,080 US6944431B2 (en) | 2002-01-31 | 2003-01-17 | High-frequency signal transmission apparatus and electronic tuner using the same |
| EP03001335A EP1333575B1 (en) | 2002-01-31 | 2003-01-23 | Electronic tuner |
| DE60312415T DE60312415T2 (de) | 2002-01-31 | 2003-01-23 | Elektronische Abstimmeinheit |
| CNB031043348A CN1235396C (zh) | 2002-01-31 | 2003-01-31 | 高频信号传输装置及使用它的电子调谐器 |
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|---|---|---|---|
| JP2002023027A JP3906698B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | 高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナ |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003224487A true JP2003224487A (ja) | 2003-08-08 |
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ID=19192229
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|---|---|---|---|
| JP2002023027A Expired - Fee Related JP3906698B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | 高周波信号伝達装置とこれを用いた電子チューナ |
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| Country | Link |
|---|---|
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