JP2003169100A

JP2003169100A - 信号処理装置

Info

Publication number: JP2003169100A
Application number: JP2001364173A
Authority: JP
Inventors: Norio Matsuno; 典朗松野
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2001-11-29
Filing date: 2001-11-29
Publication date: 2003-06-13
Also published as: AU2002349552A1; WO2003047194A1

Abstract

(57)【要約】【課題】信号処理の過程で発生する不要な直流成分に
起因する問題を解消することができるようにする。【解決手段】所望の信号成分に不要なＤＣ成分を含む
入力信号から所望の信号成分を取出すに際し、入力信号
の入力を２つの経路に分岐してミキサ２，３に入力され
るようにし、ローカル信号端子４，５には位相差をもっ
たローカル信号が入力されるようにし、ミキサ２，３の
出力は増幅器６，７を通った後、それぞれ２系統に分岐
されるようにし、一方の経路には、コンデンサ１２，１
３、増幅器１４，１５、ローパスフィルタ１６，１７、
増幅器１８，１９、ＡＤ変換器２０，２１が接続され、
他方の経路には、ローパスフィルタ８，９、増幅器５
２，５３、ＡＤ変換器１０，１１が接続されるように
し、ＡＤ変換器１０，１１，２０，２１の出力は、ディ
ジタル信号処理部２２に接続されるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、所望の信号成分に
不要なＤＣ成分を含む入力信号から所望の信号成分を取
出す信号処理装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】所望の信号成分に不要なＤＣ成分を含む
入力信号から所望の信号成分を取出すためのものとし
て、ダイレクトコンバージョン方式受信装置がある。こ
のダイレクトコンバージョン方式受信装置は、たとえば
図１６に示すように、入力端子１より入力されるＲＦ信
号に対し、ミキサ２，３によりローカル信号端子４，５
に加えられるローカル信号とミキシングされる。その
際、ＲＦ信号のキャリア周波数とローカル信号の周波数
とを等しく選ぶことにより、ＲＦ信号に含まれる所望信
号成分は、ベースバンドにダウンコンバージョンされ
る。なお、ミキサ２，３に加えられるローカル信号に、
互いに９０度の位相差を持たせることにより、所望信号
成分の振幅情報と位相情報との両方を取り込むことがで
きるるようになっている。

【０００３】このダウンコンバージョン動作は、図１７
に示す通りである。すなわち、符号２３が入力されるＲ
Ｆ信号であり、周波数ｆ1 を中心に帯域幅ｆBWを有する
信号となっている。符号２４がダウンコンバージョンさ
れた所望の信号成分である。ローカル周波数はｆ1 に選
ばれていることから、ダウンコンバージョンされた所望
の信号成分は周波数０からｆBW／２の範囲に存在してい
る。

【０００４】また、図１６において、ダウンコンバージ
ョンされた信号は、増幅器１４，１５を経てローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）１６，１７に入力され、不要な高周波
成分が除去される。なお一般に、入力されるＲＦ信号
は、図１８に示すように、所望のＲＦ信号２３の他に、
周波数的に近接した不要なＲＦ信号２５，２６等を伴っ
ているのが通常である。これらの不要なＲＦ信号２５，
２６等は、ミキサ２，３により不要なベースバンド信号
２７にダウンコンバージョンされる。また、ローパスフ
ィルタ１６，１７を通すことにより、この不要なベース
バンド信号２７が除去される。

【０００５】ローパスフィルタ１６，１７の出力は、増
幅器１８，１９を経てＡＤ変換器（ＡＤＣ）２０，２１
によりディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理
部（ＤＳＰ）２２に入力される。ディジタル信号処理部
２２では、所望の信号成分の抽出・復調・エラー訂正ま
で一括して行う場合もあれば、そのうちの一部の処理の
みを行った結果を出力とし、その後の処理を別の信号処
理装置で行う場合もある。

【０００６】なお、図１６に示した例では、各ブロック
の間に増幅器１４，１５，１８，１９が設けられている
が、ミキサ２，３、ローパスフィルタ１６，１７、ＡＤ
変換器２０，２１の感度や入出力電圧／電力レベルによ
っては、これらの増幅器１４，１５，１８，１９のうち
の幾つか、もしくは全てが省略される場合がある。

【０００７】ところで、このようなダイレクトコンバー
ジョン方式受信装置では、ＤＣオフセットが発生すると
いう問題点がある。以下、この問題点について、図１６
と図１９とを用いて説明する。まず、図１６の入力端子
１には、理想的にはＲＦ信号のみが入力される。しかし
ながら実際の受信装置においては、ローカル信号が入力
端子１に回り込んだり、あるいは入力端子１の前段に増
幅器等を置いた構成では、その増幅器の入力にローカル
信号が回り込んだりする。そのため、実際の受信装置に
おける入力信号は、図１９に示すように、所望のＲＦ信
号２３と混入したローカル信号２８との和となる。この
入力信号を図１６に示した受信装置のミキサ２，３でダ
ウンコンバージョンすると、混入したローカル信号２８
がローカル信号とミキシングされ、ミキサ出力に直流成
分２９が現れる。この直流成分２９はＤＣオフセットと
呼ばれる。

【０００８】通常、受信装置内で扱うローカル信号の強
度は、ＲＦ信号の強度よりも大きくされている。そのた
め、ミキサ２，３の出力に現れる直流成分２９の強度
は、ダウンコンバージョンされた所望信号成分２４の強
度よりも遙かに大きくなることがある。また、混入した
ローカル信号２８と入力端子１の前段でのローカル信号
との位相関係によっては、直流成分２９の極性は正にも
負にもなり得る。この直流成分２９は、ミキサ２，３の
後に続く増幅器１４，１５，１８，１９やローパスフィ
ルタ１６，１７、ＡＤ変換器２０，２１を飽和させ、受
信装置の正常な動作を妨げる。

【０００９】このようなＤＣオフセットに起因する問題
を解決する第１の方法として、図１６のミキサ２，３の
後に続く経路の利得を下げることにより、増幅器１４，
１５，１８，１９、ローパスフィルタ１６，１７、ＡＤ
変換器２０，２１の飽和を解消できる。ところが、この
ような方法では、肝心の所望の信号成分の電圧振幅も小
さくなる。このことは、ノイズの影響を受けやすいとい
う欠点に繋がる。

【００１０】また、ＡＤ変換器２０，２１は、ＤＣオフ
セット電圧の予想し得る最小値から最大値までの入力電
圧に対応し、かつ小振幅の所望の信号成分をディジタル
データに変換する必要がある。すなわち、ＡＤ変換器２
０，２１のビット数を大きくする必要がある。このた
め、消費電力の増加や、ＡＤ変換器２０，２１を製造す
る半導体プロセスの許容誤差が小さくなり、分留りが悪
化するか、もしくは高均一性の製造プロセスが必要にな
るためコストが上昇するか、もしくは高性能の製造プロ
セスが必要になりコストが上昇するか、もしくは受信装
置を構成する他のブロックよりも高い電源電圧が必要に
なり受信装置が複雑化する等のデメリットが生じる。

【００１１】ＤＣオフセットに起因する問題を解決する
第２の方法を、図２０より説明する。図２０の構成で
は、ミキサ２，３の出力の後に直流を遮断する素子とし
てたとえばコンデンサ１２，１３を設けている。このよ
うな構成により、ミキサ２，３の後に続く経路にはＤＣ
オフセット電圧は入力されず、結果としてミキサ２，３
の後に続く経路の利得を充分高くとることができる。そ
の結果、上記の問題点であるノイズの影響を受けやす
い、もしくはＡＤ変換器２０，２１のビット数を大きく
する必要がある点は解決される。ところが、図２０の構
成では、コンデンサ１２，１３を設けることにより、所
望の信号成分のうちの直流付近の成分も失われてしまう
という欠点がある。このため、受信信号のエラーレート
が増加したり、扱えるＲＦ信号の変調方式に制約が生じ
る等のデメリットが生じる。

【００１２】ＤＣオフセットの問題を解決する第３の方
法として、ＤＣオフセットを検出してこれをアナログ的
にフィードバックすることが知られている。この方法で
は、たとえば図１６のミキサ２，３の出力から直流成分
を検出し、これをうち消すような直流電圧をミキサ出力
に加算することにより、ミキサ２，３以降の経路にＤＣ
オフセット成分が伝搬しないようにする。ところが、こ
のような構成では、一種のフィードバックループを構成
する必要があることから、安定性の点で問題が生じる場
合がある。また、ＤＣオフセット成分をうち消すフィー
ドバックループの応答速度を速くすると、所望の信号成
分のうちの低周波成分までうち消されてしまう場合があ
る。また、フィードバックループを構成する部品に高い
精度が要求される場合がある。

【００１３】また、上述した受信装置を備える無線装置
では、ローカル信号がアンテナに回り込むことでＤＣオ
フセットが生じる場合がある。この場合、たとえばアン
テナの近くを車が通過する等のアンテナの周囲環境の変
化により発生するＤＣオフセット量が時間と共に変化す
る場合がある。また、無線装置の温度変化等によっても
ＤＣオフセット量が時間と共に変化する場合がある。こ
のような場合、ＤＣオフセット成分をうち消すフィード
バックループが追従しきれず、充分機能しない場合があ
る。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
技術では信号処理の過程で不要なＤＣオフセットと呼ば
れる直流成分が発生するという問題点がある。また、不
要な直流成分の影響を無くそうとすると、装置の性能を
劣化させたり、装置のコストや消費電力が増加したり、
場合によってはそれ自身充分機能しない場合がある等の
問題点がある。

【００１５】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たものであり、信号処理の過程で発生する不要な直流成
分に起因する問題を解消することができる信号処理装置
を提供することができるようにするものである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の信号処
理装置は、所望の信号成分と不要なＤＣ成分を含む入力
信号から所望の信号成分を取出す信号処理装置であっ
て、入力信号の入力が２つの経路に分岐され、第１の経
路には直流を遮断する素子とＡＤ変換器とが設けられ、
第２の経路にはＡＤ変換器が設けられ、第１の経路のＡ
Ｄ変換器の出力と、第２の経路のＡＤ変換器の出力とが
ディジタル信号処理部に与えられ、各出力に対しディジ
タル信号処理部によりディジタル信号処理が施されるこ
とを特徴とする。また、第１の経路及び第２の経路の分
岐点と第２の経路のＡＤ変換器との間にローパスフィル
タが設けられているようにすることができる。また、第
１の経路及び第２の経路の分岐点と第１の経路のＡＤ変
換器との間にローパスフィルタが設けられ、分岐点と第
２の経路のＡＤ変換器との間にローパスフィルタが設け
られるとともに、第１の経路のローパスフィルタの遮断
周波数が第２の経路のローパスフィルタの遮断周波数よ
りも高くされているようにすることができる。また、第
１の経路及び第２の経路の分岐点の前段にローパスフィ
ルタが設けられ、分岐点と第２の経路のＡＤ変換器との
間にローパスフィルタが設けられ、分岐点の前段のロー
パスフィルタの遮断周波数が第２の経路のローパスフィ
ルタの遮断周波数よりも高くされているようにすること
ができる。また、第１の経路及び第２の経路の分岐点と
第１の経路のＡＤ変換器との間にハイパスフィルタが設
けられ、分岐点と第２の経路のＡＤ変換器との間にロー
パスフィルタが設けられるようにすることができる。ま
た、第１の経路及び第２の経路の分岐点と第１の経路の
ＡＤ変換器との間にバンドパスフィルタが設けられ、分
岐点と第２の経路のＡＤ変換器との間にローパスフィル
タが設けられ、第１の経路のバンドパスフィルタのロー
パス遮断周波数が第２の経路のローパスフィルタの遮断
周波数よりも高くされているようにすることができる。
また、第１の経路の直流を遮断する素子の代りに直流を
遮断する素子の働きを有するハイパスフィルタが設けら
れているようにすることができる。また、第１の経路の
直流を遮断する素子の代りに直流を遮断する素子の働き
を有するバンドパスフィルタが設けられているようにす
ることができる。また、第１及び／又は第２の経路の少
なくとも一箇所に増幅器が設けられているようにするこ
とができる。また、第１の経路のアナログ部の利得が第
２の経路のアナログ部の利得よりも高くされているよう
にすることができる。また、第１の経路のＡＤ変換器の
分解能が、第２の経路のＡＤ変換器の分解能よりも小さ
くされているようにすることができる。また、第１の経
路のＡＤ変換器のサンプリング周波数が、第２の経路の
ＡＤ変換器のサンプリング周波数よりも大きくされてい
るようにすることができる。また、第１の経路のＡＤ変
換器の出力がディジタル領域でハイパスフィルタ処理さ
れ、第２の経路のＡＤ変換器のデータがディジタル領域
でローパス処理され、かつ第１の経路のハイパス遮断周
波数と第２の経路のローパス遮断周波数とが等しくさ
れ、さらにディジタル領域で第１の経路のアナログ部の
利得と第２の経路のアナログ部の利得との差が補償さ
れ、さらにまたディジタル領域で第１の経路のアナログ
部の利得と第２の経路のアナログ部の遅延時間の差とが
補償された後、第１の経路のディジタル信号と第２の経
路のディジタル信号とが加算されるようにすることがで
きる。また、第２の経路のＡＤ変換器の出力に含まれる
直流成分がディジタル処理により検出されるようにする
ことができる。また、検出された第２の経路のＡＤ変換
器の出力に含まれる直流成分が、第２の経路のＡＤ変換
器の出力から差し引かれるようにすることができる。ま
た、ＡＤ変換器の出力の強度が参照され、第１の経路及
び第２の経路のアナログ部の利得が調整されるようにす
ることができる。また、第２の経路のＡＤ変換器の出力
に含まれる直流成分がアナログ量に変換されて第２の経
路のアナログ部にフィードバックされ、アナログ的に第
２の経路の信号に含まれる直流成分の一部、もしくは全
部が補償されるようにすることができる。請求項１８に
記載の信号処理装置は、請求項１〜１７の何れかに記載
の信号処理装置の入力側に、入力されるＲＦ信号もしく
はＩＦ信号をベースバンドにダウンコンバージョンする
ミキサが設けられるとともに、信号処理装置のＡＤ変換
器の出力から所望の信号成分が取出されるためのディジ
タル信号処理が行われることを特徴とする。請求項１９
に記載の信号処理装置は、請求項１〜１７の何れかに記
載の信号処理装置の入力側の直後で信号が複数の経路に
分岐され、分岐されたそれぞれの経路に請求項１８に記
載の信号処理装置が設けられ、それぞれの信号処理装置
から得られるＡＤ変換器の出力の全体から所望の信号が
取出されることを特徴とする。また、入力側の直後で分
岐された複数の信号経路にそれぞれ設けられている各ミ
キサに入力される各ローカル信号の周波数が互いに等し
くされ、さらに各ローカル信号の位相に差が設けられて
いるようにすることができる。また、入力側の直後で分
岐される複数の信号経路の一部、もしくは全てに設けら
れるミキサの前段に位相シフタが設けられているように
することができる。請求項２２に記載の信号処理装置
は、ＲＦ信号もしくはＩＦ信号を入力とする信号処理装
置であって、入力側の直後で信号が２つの経路に分岐さ
れ、分岐されたそれぞれの経路に請求項１８に記載の信
号処理装置が設けられ、それぞれの信号処理装置から得
られるＡＤ変換器の出力の全体から所望の信号が取出さ
れることを特徴とする。また、入力側の直後で分岐され
る２つの信号経路にそれぞれ設けられている２つのミキ
サに入力されるローカル信号の周波数は互いに等しくさ
れ、さらにその位相に差が設けられているようにするこ
とができる。また、入力側の直後で分岐される２つの信
号経路にそれぞれ設けられている２つのミキサに入力さ
れるローカル信号の位相差が９０度とされているように
することができる。また、入力側の直後で分岐される２
つの信号経路の一方、もしくは両方のミキサへの入力の
前段に位相シフタが設けられているようにすることがで
きる。また、入力側の直後で分岐される２つの信号経路
の一方、もしくは両方に位相シフタが設けられ、さらに
それぞれの経路のミキサへ入力されるＲＦ信号もしくは
ＩＦ信号の位相差が９０度とされているようにすること
ができる。また、ローカル信号の周波数は、ミキサに入
力される所望のＲＦ信号もしくは所望のＩＦ信号のキャ
リア周波数と等しくされているようにすることができ
る。また、ローカル信号の周波数は、ミキサに入力され
るＲＦ信号もしくはＩＦ信号の帯域の下限周波数以上と
され、ミキサに入力される所望のＲＦ信号成分もしくは
所望のＩＦ信号成分の帯域の上限周波数以下とされるよ
うにすることができる。また、ミキサとしてハーモニッ
クミキサが用いられるようにすることができる。また、
ローカル信号の周波数を２倍とした値が、ミキサに入力
されるＲＦ信号もしくはＩＦ信号のキャリア周波数と等
しくされるようにすることができる。また、ローカル信
号の周波数を２倍とした値が、ミキサに入力される所望
のＲＦ信号成分もしくは所望のＩＦ信号成分の帯域の下
限周波数以上で、かつミキサに入力される所望のＲＦ信
号成分もしくは所望のＩＦ信号成分の帯域の上限周波数
以下とされるようにすることができる。本発明に係る信
号処理装置においては、所望の信号成分に不要なＤＣ成
分を含む入力信号から所望の信号成分を取出すに際し、
入力信号の入力を２つの経路に分岐するとともに、第１
の経路には直流を遮断する素子とＡＤ変換器と設け、第
２の経路にはＡＤ変換器を設け、第１の経路のＡＤ変換
器の出力と、第２の経路のＡＤ変換器の出力とをディジ
タル信号処理部に与え、各出力に対しディジタル信号処
理部によりディジタル信号処理が施されるようにする。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て説明する。なお、以下に説明する図において、図１６
〜図２０と共通する部分には同一符号を付すものとす
る。

【００１８】図１は、本発明の信号処理装置の原理を説
明するためのブロック図、図２〜図５は、図１の信号処
理装置の動作を説明するための図である。

【００１９】図１の信号処理装置は、入力端子１に入力
されるＲＦ信号（もしくはＩＦ信号）が２経路に分岐さ
れ、ミキサ２，３に入力される。ローカル信号端子４，
５には９０度の位相差をもたせたローカル信号が入力さ
れる。ミキサ２，３の出力は増幅器６，７を通った後、
それぞれ２系統に分岐されている。一方の経路には、コ
ンデンサ１２，１３、増幅器１４，１５、ローパスフィ
ルタ１６，１７、増幅器１８，１９、ＡＤ変換器２０，
２１が接続されている。ミキサ２，３の出力に繋がる他
方の経路には、ローパスフィルタ８，９、ＡＤ変換器１
０，１１が接続されている。そして、ＡＤ変換器１０，
１１，２０，２１の出力は、ディジタル信号処理部２２
に接続されている。

【００２０】次に、このような構成の信号処理装置の動
作について説明する。まず、入力端子１に入力されるＲ
Ｆ信号は２経路に分岐され、ミキサ２，３に入力され
る。ローカル信号端子４，５には９０度の位相差を持た
せたローカル信号が入力されるが、そのローカル信号の
周波数は、所望のＲＦ信号のキャリア周波数に等しくさ
れている。その結果、ミキサ２，３の出力として、ベー
スバンドにダウンコンバージョンされた所望信号が得ら
れる。このときのミキサ２，３の出力は、図２に示すよ
うになる。図２において、符号２４が所望の信号成分、
符号２７が所望の信号成分に隣接する不要の信号成分、
符号２９がＤＣオフセットである。また、図１におい
て、ミキサ２，３の出力は、増幅器６，７を通った後、
それぞれ２系統に分岐される。

【００２１】一方の経路にはコンデンサ１２，１３、増
幅器１４，１５、ローパスフィルタ１６，１７、増幅器
１８，１９、ＡＤ変換器２０，２１が接続されているた
め、まずコンデンサ１２，１３により、図２のＤＣオフ
セット２９を含む直流付近の成分が図３に示すように遮
断される。次に、ローパスフィルタ１６，１７により図
２の不要の信号成分２７が遮断される。最後に、ＡＤ変
換器２０，２１により所望の信号成分３０がディジタル
データに変換される。

【００２２】ここで、ＡＤ変換器２０，２１に入力され
る信号を、図４に示す。周波数ｆ2はコンデンサ１２，
１３によるハイパス遮断周波数である。所望の信号成分
のうち、周波数ｆ2 以下の直流付近の成分が欠けてい
る。ミキサ２，３の出力からＡＤ変換器２０，２１に至
る経路の利得は、最終的にＡＤ変換器２０，２１に入力
される信号の強度がＡＤ変換器２０，２１を飽和させる
ことのない範囲で、充分大きくとられている。

【００２３】ＡＤ変換器２０，２１は、図４の信号を扱
うことから、サンプリングレートは最低ｆBW以上必要で
ある。また、ＡＤ変換の分解能は、ＡＤ変換器２０，２
１への入力信号が充分大きくなるように増幅しているこ
とから、通常のヘテロダイン受信装置等で必要とされる
のと同程度の分解能に設定される。ちなみに、図１の例
での分解能は８bit とされている。

【００２４】ミキサ２，３の出力に繋がるもう他方の経
路では、まずローパスフィルタ８，９で信号のうちの高
周波成分が遮断される。ここで遮断周波数をｆ3 とする
と、その遮断周波数ｆ3 は、ミキサ２，３の一方の経路
に繋がるローパスフィルタ１６，１７の遮断周波数より
も充分低く、かつミキサ２，３の一方の経路に繋がるコ
ンデンサ１２，１３によるハイパス遮断周波数ｆ2 以上
にとられている。

【００２５】最後に、ＡＤ変換器１０，１１でディジタ
ルデータに変換される。ここで、ＡＤ変換器１０，１１
に入力されるＲＦ信号を図５に示す。ＡＤ変換器１０，
１１には、ＤＣオフセット電圧２９と、所望の信号成分
のうちの低周波成分３１とが入力される。ミキサ２，３
の出力からＡＤ変換器１０，１１に至る経路の利得は、
ＤＣオフセット電圧がＡＤ変換器１０，１１を飽和させ
ることのない範囲にとられている。

【００２６】また、ＡＤ変換器１０，１１の分解能は、
ＤＣオフセット電圧２９に埋もれた信号成分３１を扱う
必要があることから、ＡＤ変換器２０，２１の分解能よ
りも高く設定されている。図１の例では、ＡＤ変換器１
０，１１の分解能は１６bitとされている。一方、ＡＤ
変換器１０，１１のサンプリングレートは、入力される
信号の周波数の上限が遮断周波数ｆ3 程度と低いことか
ら、ＡＤ変換器２０，２１のサンプリングレートよりも
低く設定されている。

【００２７】そして、ＡＤ変換器１０，１１，２０，２
１から出力されるディジタルデータは、ディジタル信号
処理部２２に入力される。ここで、所望の信号成分のう
ち、周波数ｆ2 以上の成分はＡＤ変換器２０，２１の出
力するディジタルデータに、周波数ｆ3 以下の成分はＡ
Ｄ変換器１０，１１の出力するディジタルデータに含ま
れ、かつ周波数ｆ3 は周波数ｆ2 以上に選ばれているこ
とから、ディジタル信号処理部２２により適切なディジ
タルデータ処理が行われることにより、所望の信号成分
の全てが得られる。

【００２８】このような構成の信号処理装置では、ミキ
サ２，３の出力からＡＤ変換器２０，２１に至る経路の
利得が、最終的にＡＤ変換器２０，２１に入力される信
号の強度がＡＤ変換器２０，２１を飽和させることのな
い範囲で充分大きくとられ、またミキサ２，３の出力か
らＡＤ変換器１０，１１に至る経路の利得が、ＤＣオフ
セット電圧がＡＤ変換器１０，１１を飽和させることの
ない範囲にとられることから、ミキサ２，３以降のコン
ポーネントの飽和という問題は解消される。

【００２９】また、ＡＤ変換器２０，２１は通常のヘテ
ロダイン方式で用いられるのと同等の分解能とサンプリ
ング周波数のもので済み、ＡＤ変換器１０，１１は高い
分解能が必要とされるものの、必要とされるサンプリン
グ周波数が低くて済む。そのため、従来のＤＣオフセッ
トに起因する問題を解決する第１の方法で問題となって
いる消費電力の増加や、ＡＤ変換器を製造する半導体プ
ロセスの許容誤差が小さくなり分留りが悪化する、もし
くは高均一性の製造プロセスが必要になるためコストが
上昇する、もしくは高性能の製造プロセスが必要になり
コストが上昇する、もしくは装置を構成する他のブロッ
クよりも高い電源電圧が必要になり装置が複雑化する等
のデメリットが解消される。

【００３０】また、ＡＤ変換器１０，１１では、要求さ
れるサンプリング周波数が低くて済むため、そのＡＤ変
換器１０，１１を、逐次比較型ＡＤ変換器やシグマ−デ
ルタ型ＡＤ変換器等のようにさらに低消費電力で、比較
的簡単に bit数を高くでき、低電圧動作が可能なＡＤ変
換器とすることもできる。

【００３１】また、ミキサ２，３の出力をそれぞれ２経
路に分けるようにすることで、従来のＤＣオフセットに
起因する問題を解決する第２の方法で問題となっている
所望の信号成分のうちの直流付近の成分も失われてしま
うという問題が解消される。

【００３２】また、ミキサ２，３の出力をそれぞれ２経
路に分けるとともに、ＡＤ変換器２０，２１及びＡＤ変
換器１０，１１の出力をディジタル信号処理部２２に与
えるようにすることで、従来のＤＣオフセットに起因す
る問題を解決する第３の方法で問題となっている安定性
の点、ＤＣオフセット成分をうち消すフィードバックル
ープの応答速度を速くすると所望の信号成分のうちの低
周波成分までうち消されてしまう点、発生するＤＣオフ
セット量が時間と共に変化する場合には対応できない等
の点についても解消される。

【００３３】（第１の実施の形態）図６は、本発明の信
号処理装置の第１の実施の形態を示すブロック図であ
る。なお、以下に説明する図において、図１と共通する
部分には、同一符号を付すものとする。

【００３４】図６の信号処理装置は、入力端子１に入力
されるＲＦ信号（もしくはＩＦ信号）が２経路に分岐さ
れ、ミキサ２，３に入力される。ローカル信号端子４，
５には９０度の位相差をもたせたローカル信号が入力さ
れる。ミキサ２，３の出力は増幅器６，７を通った後、
それぞれ２系統に分岐されている。一方の経路には、コ
ンデンサ１２，１３、増幅器１４，１５、ローパスフィ
ルタ１６，１７、増幅器１８，１９、ＡＤ変換器２０，
２１が接続されている。ミキサ２，３の出力に繋がる他
方の経路には、ローパスフィルタ８，９、増幅器５２，
５３、ＡＤ変換器１０，１１が接続されている。そし
て、ＡＤ変換器１０，１１，２０，２１の出力は、ディ
ジタル信号処理部２２に接続されている。

【００３５】次に、このような構成の信号処理装置の動
作について説明する。まず、入力端子１に入力されるＲ
Ｆ信号（もしくはＩＦ信号）は２経路に分岐され、ミキ
サ２，３に入力される。ミキサ２，３には、ローカル信
号端子４，５からの９０度の位相差を持たせたローカル
信号が入力されるようになっている。ローカル信号の周
波数は、所望のＲＦ信号のキャリア周波数に等しくされ
ている。その結果、ミキサ２，３の出力として、ベース
バンドにダウンコンバージョンされた所望の信号が得ら
れる。ミキサ２，３の出力は増幅器６，７を通った後そ
れぞれ２系統に分岐される。

【００３６】一方の経路には、コンデンサ１２，１３、
増幅器１４，１５、ローパスフィルタ１６，１７、増幅
器１８，１９、ＡＤ変換器２０，２１が接続されている
ため、まずコンデンサ１２，１３により、ＤＣオフセッ
トを含む直流付近の成分が除去される。次いで、ローパ
スフィルタ１６，１７により、不要高周波成分が除去さ
れる。ミキサ２，３の出力からＡＤ変換器２０，２１に
至る経路の利得は、この経路を構成する各コンポーネン
トが飽和することのない範囲で、充分大きくとられるよ
うになっている。ＡＤ変換器２０，２１は、通常のヘテ
ロダイン受信装置等で必要とされるのと同程度の分解能
とサンプリング周波数とを有している。

【００３７】ミキサ２，３の出力に繋がる他方の経路の
ローパスフィルタ８，９の遮断周波数は、ローパスフィ
ルタ１６，１７の遮断周波数よりも充分低く、かつコン
デンサ１２，１３によるハイパス遮断周波数以上にとら
れている。ミキサ２，３の出力からＡＤ変換器１０，１
１に至る経路の利得は、この経路を構成する各コンポー
ネントがＤＣオフセット電圧により飽和することのない
範囲にとられている。

【００３８】また、ＡＤ変換器１０，１１のサンプリン
グ周波数は、ローパスフィルタ８，９の遮断周波数に合
わせて低くとられている。すなわち、ＡＤ変換器２０，
２１のサンプリング周波数よりも低くされている。一
方、ＡＤ変換器１０，１１の分解能である bit数は、Ｄ
Ｃオフセット電圧に埋もれた所望信号成分をディジタル
データに変換できるよう充分高く設定されている。

【００３９】これにより、ＡＤ変換器１０，１１，２
０，２１の出力するディジタルデータは、ディジタル信
号処理部２２に入力され、ディジタルデータ処理によ
り、所望の信号成分が得られる。

【００４０】このように、本実施の形態では、ミキサ
２，３の出力からＡＤ変換器２０，２１に至る経路の利
得は、最終的にＡＤ変換器２０，２１に入力される信号
の強度がＡＤ変換器２０，２１を飽和させることのない
範囲で、充分大きくとられ、またミキサ２，３の出力か
らＡＤ変換器１０，１１に至る経路の利得は、ＤＣオフ
セット電圧がＡＤ変換器１０，１１を飽和させることの
ない範囲にとられることから、上述した作用効果が得ら
れる。

【００４１】また、ＡＤ変換器２０，２１は通常のヘテ
ロダイン方式で用いられるのと同等の分解能とサンプリ
ング周波数のもので済み、ＡＤ変換器１０，１１は高い
分解能が必要とされるものの、必要とされるサンプリン
グ周波数が低くて済むため、上述した作用効果が得られ
る。

【００４２】また、ミキサ２，３の出力をそれぞれ２経
路に分けるとともに、ＡＤ変換器２０，２１及びＡＤ変
換器１０，１１の出力をディジタル信号処理部２２に与
えるようにしたので、上述した作用効果が得られる。

【００４３】なお、ローパスフィルタ１６，１７は、ハ
イパスフィルタとすることもできる。また、ミキサ２，
３の少なくとも前段に位相シフタを設けるようにしても
よい。また、ミキサ２，３は、ハーモニックミキサとし
てもよい。また、ローカル信号の周波数を２倍とした値
が、ミキサ２，３に入力されるＲＦ信号（もしくはＩＦ
信号）のキャリア周波数と等しくされるようにすること
ができる。また、ローカル信号の周波数を２倍とした値
が、ミキサ２，３に入力される所望のＲＦ信号成分（も
しくは所望のＩＦ信号成分）の帯域の下限周波数以上
で、かつミキサ２，３に入力される所望のＲＦ信号成分
（もしくは所望のＩＦ信号成分）の帯域の上限周波数以
下とされるようにしてもよい。

【００４４】（第２の実施の形態）図７は、本発明の信
号処理装置の第２の実施の形態を示すブロック図であ
る。図７の信号処理装置の全体の構成は図６のものとほ
ぼ同一であるが、図７では直流成分のローパスフィルタ
３２，３３が、増幅器６，７の直後に配置されている点
で図６とは相違している。

【００４５】このような構成では、ローパスフィルタ３
２，３３による不要高周波成分の除去が、ＡＤ変換器１
０，１１に至る経路と、ＡＤ変換器２０，２１に至る経
路の分岐前に行われるようになっているため、図６に示
した第１の実施の形態と同様の作用効果が得られる。

【００４６】（第３の実施の形態）図８は、本発明の信
号処理装置の第３の実施の形態を示すブロック図であ
る。図８の信号処理装置の全体の構成は図６のものとほ
ぼ同一であるが、図６ではＤＣオフセットを含む直流付
近の成分をコンデンサ１２，１３で除去し、不要高周波
成分をローパスフィルタ１６，１７で除去しているのに
対し、図８ではバンドパスフィルタ３４，３５で直流付
近の成分と不要高周波成分の除去を同時に行うようにし
ている点で相違する。

【００４７】このような構成では、バンドパスフィルタ
３４，３５の低周波側遮断周波数を、ローパスフィルタ
８，９の遮断周波数よりも低くすることで、図６に示し
た第１の実施の形態と同様の作用効果が得られる。

【００４８】（第４の実施の形態）図９は、本発明の信
号処理装置の第４の実施の形態を示すブロック図であ
る。図９では、図６の構成を半分にした構成になってい
る。すなわち、入力端子１に繋がるミキサ２は一つだけ
である等、ディジタル処理部２２以外の全てのコンポー
ネントの数が半分に削減されている。

【００４９】このような構成では、ＡＭ変調波のよう
に、振幅だけに情報を載せる変調方式に対し、１個のミ
キサ２でダウンコンバージョンすることにより、所望信
号の全情報を取出すことができる。また、ＤＣオフセッ
トに起因する問題に対しては、図６に示した第１の実施
の形態と同様の作用効果が得られることは明らかであ
る。

【００５０】（第５の実施の形態）図１０は、本発明の
信号処理装置の第５の実施の形態を示すブロック図であ
る。図１０では、図９の構成からミキサ２を取り除いた
構成となっている。本実施の形態では、図９でのミキサ
２よりも前のコンポーネントを、本信号処理装置に外付
けすることを想定している。すなわち、入力端子１に
は、ＤＣオフセット電圧とベースバンドにダウンコンバ
ージョンされた所望信号成分の和が入力されるようにな
っている。

【００５１】また、本実施の形態では、図９でのミキサ
２以降の構成が図９のものと同一であることから、ＤＣ
オフセットに起因する問題に対しては、図６に示した第
１の実施の形態と同様の作用効果が得られることは明ら
かである。なお、本実施の形態は、不要な直流成分と所
望ベースバンド信号成分とが同時に入力されるような用
途に適している。

【００５２】（第６の実施の形態）図１１は、本発明の
第６の実施の形態を示すブロック図である。ここでは、
図１のディジタル信号処理部２２の具体的な構成を示し
ている。信号処理部２２は入力端子３６，３７を有して
いる。入力端子３６にはＡＤ変換器２０の出力が、入力
端子３７にはＡＤ変換器１０の出力がそれぞれ接続され
ている。もしくは入力端子３６にはＡＤ変換器２１の出
力が、入力端子３７にはＡＤ変換器１１の出力がそれぞ
れ接続されている。

【００５３】入力端子３６には、ディジタル領域のハイ
パスフィルタ３８が接続されている。ハイパスフィルタ
３８の遮断周波数は、ＡＤ変換器２０（もしくは２１）
より前段のアナログ直流遮断素子によるローパス遮断周
波数以上に設定され、かつＡＤ変換器１０（もしくは１
１）より前段のアナログ−ローパスフィルタの遮断周波
数以下に設定されている。入力端子３７にはディジタル
領域のローパスフィルタ３９が接続されている。ローパ
スフィルタ３９の遮断周波数は、ハイパスフィルタ３８
の遮断周波数に等しくされている。ハイパスフィルタ３
８とローパスフィルタ３９との出力は、それぞれ信号処
理ブロック４０，４１に入力される。信号処理ブロック
４０，４１では、ＡＤ変換器２０（もしくは２１）を設
けたアナログ信号経路と、ＡＤ変換器１０（もしくは１
１）を設けたアナログ信号経路の利得の差と位相回転の
差とを補償するようになっている。信号処理ブロック４
０，４１の出力は、加算器４２で加算され、出力端子４
３から出力される。

【００５４】このような構成では、ＡＤ変換器２０（も
しくは２１）の出力に含まれている直流付近の成分が欠
落した所望の信号成分と、ＡＤ変換器１０（もしくは１
１）の出力に含まれている直流付近の所望の信号成分と
が一つに加算されることで、所望の信号成分を欠落なく
復元することができる。なお、出力端子４３から出力さ
れるデータには、ＤＣオフセット成分も含まれる。最終
的に所望の信号成分のみを取出すには、このＤＣオフセ
ット成分を除去する必要がある。しかしながら、このよ
うな機能を有するディジタル信号処理装置は、従来技術
の中で既に実用化されており、既に製品にも用いられて
いる。したがって、本実施の形態により実現されるＤＣ
オフセット成分と所望信号成分との和が得られれば、そ
れ以降の信号処理は従来技術で対応できる。なお、本実
施の形態でのディジタル信号処理部２２と、従来技術に
よるＤＣオフセット成分を除去する機能を有するディジ
タル信号処理部２２とを組合わせたディジタル信号部と
することも可能である。

【００５５】（第７の実施の形態）図１２は、本発明の
信号処理装置の第７の実施の形態を示すブロック図であ
る。図１２では、図１１の入力端子３７に続くディジタ
ルフィルタであるローパスフィルタ３９がディジタル領
域のバンドパスフィルタ４４となっている。バンドパス
フィルタ４４のローパス遮断周波数は、ディジタル領域
のハイパスフィルタ３８のそれと同じに選ばれている。
バンドパスフィルタ４４のハイパス遮断周波数と遮断ス
ロープとは、ＤＣオフセット成分を充分遮断でき、かつ
所望の信号成分の欠落が最小限になるよう選ばれてい
る。

【００５６】ハイパスフィルタ３８とバンドパスフィル
タ４４との出力は、信号処理ブロック４０，４１でＡＤ
変換器２０（もしくは２１）を設けたアナログ信号経路
と、ＡＤ変換器１０（もしくは１１）を設けたアナログ
信号経路の利得の差と、位相回転の差とが補償された
後、加算器４２で加算され、出力端子４３から出力され
るようになっている。

【００５７】このような構成では、ＡＤ変換器２０（も
しくは２１）の出力に含まれている直流付近の成分が欠
落した所望の信号成分と、ＡＤ変換器１０（もしくは１
１）の出力に含まれている直流付近の所望の信号成分と
が一つに加算される。このとき、バンドパスフィルタ４
４のハイパス作用により、所望の信号成分の直流付近の
成分が欠落する。しかしながらディジタル領域のフィル
タは、アナログフィルタでは消費電力と精度の観点から
実現が困難とされる極めて低い遮断周波数と極めて急峻
な遮断スロープを容易に実現できる。そのため、直流付
近の信号成分が欠落することの影響を、無視できる程度
に小さくできる。また、本実施の形態での出力端子４３
から出力されるデータには、ＤＣオフセット成分は含ま
れない。これは、所望の信号成分のみを取出すようにな
っているためである。

【００５８】（第８の実施の形態）図１３は、本発明の
信号処理装置の第８の実施の形態を示すブロック図であ
る。図１３では、図１１のものと構成がほぼ同一である
が、入力端子３７とディジタル領域のローパスフィルタ
３９との間に、構成要素４５，４６，４７からなる信号
処理部が挿入されている点で相違している。構成要素４
５では、入力端子３７からのディジタルデータに含まれ
る直流信号成分が抽出される。具体的には、最新の入力
データから過去に向かってある一定時間内に含まれる全
ての入力データに、ハニング窓関数をかけて、平均値を
とるようになっている。

【００５９】なお、直流信号成分を抽出する方法として
は、既に多くの方法が知られており、本実施の形態で述
べたハニング窓関数を用いて移動平均値をとる以外の方
法でもよい。加算器４６では、入力端子３７からのデー
タから、構成要素４５で得られた直流成分が差し引かれ
る。したがって、加算器４６の出力には、入力端子３７
からのデータから、直流信号成分を除いた信号が現れ
る。一般に、ＤＣオフセット成分は、所望の信号成分よ
りも大きい場合が多いので、加算器４６が出力し得るデ
ータのダイナミックレンジは、信号成分のダイナミック
レンジよりも大きくなる。すなわち、加算器４６の出力
には冗長成分が含まれる。

【００６０】構成要素４７ではその冗長成分が取り除か
れ、データ量が圧縮される。このことにより、その後に
続くディジタル領域のローパスフィルタ３９、構成要素
４１、加算器４２で扱うデータ長が短くなるので、回路
規模を小さくできる。その後の処理は図１１の第６の実
施の形態と同様である。

【００６１】このような構成では、ＡＤ変換器２０（も
しくは２１）の出力に含まれている直流付近の成分が欠
落した所望の信号成分と、ＡＤ変換器１０（もしくは１
１）の出力に含まれている直流付近の所望の信号成分と
を一つに合わせたデータが出力端子４３から出力され
る。また、本実施の形態では、出力端子４３から出力さ
れるデータにＤＣオフセット成分は含まれないので、所
望の信号成分のみを取出すことが可能となる。

【００６２】（第９の実施の形態）図１４は、本発明の
信号処理装置の第９の実施の形態を示すブロック図であ
る。図１４は、図１１の構成とほぼ同一であるが、図１
１のディジタル領域のハイパスフィルタ３８とディジタ
ル領域のローパスフィルタ３９とが省略されている点で
相違している。

【００６３】このような構成では、ＡＤ変換器２０（も
しくは２１）より前段のアナログ直流遮断素子によるロ
ーパス遮断周波数と、ＡＤ変換器１０（もしくは１１）
より前段のアナログローパスフィルタの遮断周波数とを
ほぼ一致させ、かつそれぞれの遮断スロープを適切な値
に選ぶことができる。これにより、図１１の第６の実施
の形態よりも簡単な構成となり、しかも図１１の第６の
実施の形態と同様の作用効果が得られる。

【００６４】（第１０の実施の形態）図１５は、本発明
の信号処理装置の第１０の実施の形態を示すブロック図
である。図１５は、図６の構成とほぼ同一であるが、増
幅器４８，４９，５０，５１を利得可変とし、かつその
利得を信号処理部２２が制御できるようにした点で相違
している。信号処理部２２では、ＡＤ変換器１０，１
１，２０，２１の出力をモニタし、ＡＤ変換器１０，１
１，２０，２１の前に繋がるアナログ信号経路が飽和せ
ず、かつＡＤ変換器１０，１１，２０，２１に入力され
るアナログ信号強度が充分大きくなるよう、増幅器４
８，４９，５０，５１の利得が制御される。この構成に
よっても、図６の実施の形態と同様の作用効果が得られ
ることは明らかである。

【００６５】

【発明の効果】以上の如く本発明に係る信号処理装置に
よれば、所望の信号成分に不要なＤＣ成分を含む入力信
号から所望の信号成分を取出すに際し、入力信号の入力
を２つの経路に分岐するとともに、第１の経路には直流
を遮断する素子とＡＤ変換器と設け、第２の経路にはＡ
Ｄ変換器を設け、第１の経路のＡＤ変換器の出力と、第
２の経路のＡＤ変換器の出力とをディジタル信号処理部
に与え、各出力に対しディジタル信号処理部によりディ
ジタル信号処理が施されるようにしたので、信号処理の
過程で発生する不要な直流成分に起因する問題を解消す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の信号処理装置の原理を説明するための
ブロック図である。

【図２】図１の信号処理装置の動作を説明するための図
である。

【図３】図１の信号処理装置の動作を説明するための図
である。

【図４】図１の信号処理装置の動作を説明するための図
である。

【図５】図１の信号処理装置の動作を説明するための図
である。

【図６】本発明の信号処理装置の第１の実施の形態を説
明するためのブロック図である。

【図７】本発明の信号処理装置の第２の実施の形態を説
明するためのブロック図である。

【図８】本発明の信号処理装置の第３の実施の形態を説
明するためのブロック図である。

【図９】本発明の信号処理装置の第４の実施の形態を説
明するためのブロック図である。

【図１０】本発明の信号処理装置の第５の実施の形態を
説明するためのブロック図である。

【図１１】本発明の信号処理装置の第６の実施の形態を
説明するためのブロック図である。

【図１２】本発明の信号処理装置の第７の実施の形態を
説明するためのブロック図である。

【図１３】本発明の信号処理装置の第８の実施の形態を
説明するためのブロック図である。

【図１４】本発明の信号処理装置の第９の実施の形態を
説明するためのブロック図である。

【図１５】本発明の信号処理装置の第１０の実施の形態
を説明するためのブロック図である。

【図１６】従来の信号処理装置の一例を説明するための
ブロック図である。

【図１７】図１６の信号処理装置の動作を説明するため
の図である。

【図１８】図１６の信号処理装置の動作を説明するため
の図である。

【図１９】図１６の信号処理装置の動作を説明するため
の図である。

【図２０】図１６の信号処理装置の動作を説明するため
のブロック図である。

【符号の説明】

１入力端子２，３ミキサ４，５ローカル信号端子６，７，１４，１５，１８，１９，４８，４９，５０，
５１増幅器８，９，１６，１７，３９ローパスフィルタ１０，１１，２０，２１ＡＤ変換器１２，１３コンデンサ２２ディジタル信号処理部３４，３５，４４バンドパスフィルタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所望の信号成分と不要なＤＣ成分を含む
入力信号から所望の信号成分を取出す信号処理装置であ
って、前記入力信号の入力が２つの経路に分岐され、第１の経
路には直流を遮断する素子とＡＤ変換器とが設けられ、
第２の経路にはＡＤ変換器が設けられ、前記第１の経路
のＡＤ変換器の出力と、前記第２の経路のＡＤ変換器の
出力とがディジタル信号処理部に与えられ、前記各出力
に対し前記ディジタル信号処理部によりディジタル信号
処理が施されることを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】前記第１の経路及び前記第２の経路の分
岐点と前記第２の経路のＡＤ変換器との間にローパスフ
ィルタが設けられていることを特徴とする請求項１に記
載の信号処理装置。
【請求項３】前記第１の経路及び前記第２の経路の分
岐点と前記第１の経路のＡＤ変換器との間にローパスフ
ィルタが設けられ、前記分岐点と前記第２の経路のＡＤ
変換器との間にローパスフィルタが設けられるととも
に、前記第１の経路のローパスフィルタの遮断周波数が
前記第２の経路のローパスフィルタの遮断周波数よりも
高くされていることを特徴とする請求項１に記載の信号
処理装置。
【請求項４】前記第１の経路及び前記第２の経路の分
岐点の前段にローパスフィルタが設けられ、前記分岐点
と前記第２の経路のＡＤ変換器との間にローパスフィル
タが設けられ、前記分岐点の前段のローパスフィルタの
遮断周波数が前記第２の経路のローパスフィルタの遮断
周波数よりも高くされていることを特徴とする請求項１
に記載の信号処理装置。
【請求項５】前記第１の経路及び前記第２の経路の分
岐点と前記第１の経路のＡＤ変換器との間にハイパスフ
ィルタが設けられ、前記分岐点と前記第２の経路のＡＤ
変換器との間にローパスフィルタが設けられることを特
徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項６】前記第１の経路及び前記第２の経路の分
岐点と前記第１の経路のＡＤ変換器との間にバンドパス
フィルタが設けられ、前記分岐点と前記第２の経路のＡ
Ｄ変換器との間にローパスフィルタが設けられ、前記第
１の経路のバンドパスフィルタのローパス遮断周波数が
前記第２の経路のローパスフィルタの遮断周波数よりも
高くされていることを特徴とする請求項１に記載の信号
処理装置。
【請求項７】前記第１の経路の直流を遮断する素子の
代りに前記直流を遮断する素子の働きを有するハイパス
フィルタが設けられていることを特徴とする請求項５に
記載の信号処理装置。
【請求項８】前記第１の経路の直流を遮断する素子の
代りに前記直流を遮断する素子の働きを有するバンドパ
スフィルタが設けられていることを特徴とする請求項６
に記載の信号処理装置。
【請求項９】前記第１及び／又は第２の経路の少なく
とも一箇所に増幅器が設けられていることを特徴とする
請求項１〜８の何れかに記載の信号処理装置。
【請求項１０】前記第１の経路のアナログ部の利得が
前記第２の経路のアナログ部の利得よりも高くされてい
ることを特徴とする請求項１〜９の何れかに記載の信号
処理装置。
【請求項１１】前記第１の経路のＡＤ変換器の分解能
が、前記第２の経路のＡＤ変換器の分解能よりも小さく
されていることを特徴とする請求項１〜１０の何れかに
記載の信号処理装置。
【請求項１２】前記第１の経路のＡＤ変換器のサンプ
リング周波数が、前記第２の経路のＡＤ変換器のサンプ
リング周波数よりも大きくされていることを特徴とする
請求項１〜１１の何れかに記載の信号処理装置。
【請求項１３】前記第１の経路のＡＤ変換器の出力が
ディジタル領域でハイパスフィルタ処理され、前記第２
の経路のＡＤ変換器のデータがディジタル領域でローパ
ス処理され、かつ前記第１の経路のハイパス遮断周波数
と前記第２の経路のローパス遮断周波数とが等しくさ
れ、さらにディジタル領域で前記第１の経路のアナログ
部の利得と前記第２の経路のアナログ部の利得との差が
補償され、さらにまたディジタル領域で前記第１の経路
のアナログ部の利得と前記第２の経路のアナログ部の遅
延時間の差とが補償された後、前記第１の経路のディジ
タル信号と前記第２の経路のディジタル信号とが加算さ
れることを特徴とする請求項１〜１２の何れかに記載の
信号処理装置。
【請求項１４】前記第２の経路のＡＤ変換器の出力に
含まれる直流成分がディジタル処理により検出されるこ
とを特徴とする請求項１〜１３の何れかに記載の信号処
理装置。
【請求項１５】前記検出された前記第２の経路のＡＤ
変換器の出力に含まれる直流成分が、前記第２の経路の
ＡＤ変換器の出力から差し引かれることを特徴とする請
求項１４に記載の信号処理装置。
【請求項１６】前記ＡＤ変換器の出力の強度が参照さ
れ、前記第１の経路及び前記第２の経路のアナログ部の
利得が調整されることを特徴とする請求項１４又は１５
に記載の信号処理装置。
【請求項１７】前記第２の経路のＡＤ変換器の出力に
含まれる直流成分がアナログ量に変換されて前記第２の
経路のアナログ部にフィードバックされ、アナログ的に
前記第２の経路の信号に含まれる直流成分の一部、もし
くは全部が補償されることを特徴とする請求項１４〜１
６の何れかに記載の信号処理装置。
【請求項１８】請求項１〜１７の何れかに記載の信号
処理装置の入力側に、入力されるＲＦ信号もしくはＩＦ
信号をベースバンドにダウンコンバージョンするミキサ
が設けられるとともに、前記信号処理装置のＡＤ変換器
の出力から所望の信号成分が取出されるためのディジタ
ル信号処理が行われることを特徴とする信号処理装置。
【請求項１９】請求項１〜１７の何れかに記載の信号
処理装置の入力側の直後で信号が複数の経路に分岐さ
れ、前記分岐されたそれぞれの経路に請求項１８に記載
の信号処理装置が設けられ、それぞれの信号処理装置か
ら得られるＡＤ変換器の出力の全体から所望の信号が取
出されることを特徴とする信号処理装置。
【請求項２０】前記入力側の直後で分岐された複数の
信号経路にそれぞれ設けられている各ミキサに入力され
る各ローカル信号の周波数が互いに等しくされ、さらに
各ローカル信号の位相に差が設けられていることを特徴
とする請求項１９に記載の信号処理装置。
【請求項２１】前記入力側の直後で分岐される複数の
信号経路の一部、もしくは全てに設けられるミキサの前
段に位相シフタが設けられていることを特徴とする請求
項１９又は２０に記載の信号処理装置。
【請求項２２】ＲＦ信号もしくはＩＦ信号を入力とす
る信号処理装置であって、入力側の直後で信号が２つの
経路に分岐され、分岐されたそれぞれの経路に請求項１
８に記載の信号処理装置が設けられ、それぞれの信号処
理装置から得られるＡＤ変換器の出力の全体から所望の
信号が取出されることを特徴とする信号処理装置。
【請求項２３】前記入力側の直後で分岐される２つの
信号経路にそれぞれ設けられている２つのミキサに入力
されるローカル信号の周波数は互いに等しくされ、さら
にその位相に差が設けられていることを特徴とする請求
項２２に記載の信号処理装置。
【請求項２４】前記入力側の直後で分岐される２つの
信号経路にそれぞれ設けられている２つのミキサに入力
されるローカル信号の位相差が９０度とされていること
を特徴とする請求項２３に記載の信号処理装置。
【請求項２５】前記入力側の直後で分岐される２つの
信号経路の一方、もしくは両方のミキサへの入力の前段
に位相シフタが設けられていることを特徴とする請求項
２２に記載の信号処理装置。
【請求項２６】前記入力側の直後で分岐される２つの
信号経路の一方、もしくは両方に位相シフタが設けら
れ、さらにそれぞれの経路のミキサへ入力されるＲＦ信
号もしくはＩＦ信号の位相差が９０度とされていること
を特徴とする請求項２２に記載の信号処理装置。
【請求項２７】前記ローカル信号の周波数は、前記ミ
キサに入力される所望のＲＦ信号もしくは所望のＩＦ信
号のキャリア周波数と等しくされていることを特徴とす
る請求項１８〜２６の何れかに記載の信号処理装置。
【請求項２８】前記ローカル信号の周波数は、前記ミ
キサに入力されるＲＦ信号もしくはＩＦ信号の帯域の下
限周波数以上とされ、前記ミキサに入力される所望のＲ
Ｆ信号成分もしくは所望のＩＦ信号成分の帯域の上限周
波数以下とされることを特徴とする請求項１８〜２６に
記載の信号処理装置。
【請求項２９】前記ミキサとしてハーモニックミキサ
が用いられることを特徴とする請求項１８〜２３、２５
の何れかに記載の信号処理装置。
【請求項３０】前記ローカル信号の周波数を２倍とし
た値が、前記ミキサに入力されるＲＦ信号もしくはＩＦ
信号のキャリア周波数と等しくされることを特徴とする
請求項２９に記載の信号処理装置。
【請求項３１】前記ローカル信号の周波数を２倍とし
た値が、前記ミキサに入力される所望のＲＦ信号成分も
しくは所望のＩＦ信号成分の帯域の下限周波数以上で、
かつ前記ミキサに入力される所望のＲＦ信号成分もしく
は所望のＩＦ信号成分の帯域の上限周波数以下とされる
ことを特徴とする請求項２９に記載の信号処理装置。