JP2003111435A

JP2003111435A - 電源装置

Info

Publication number: JP2003111435A
Application number: JP2001302778A
Authority: JP
Inventors: Naoki Komatsu; 直樹小松; Minoru Maehara; 稔前原; Yutaka Iwabori; 裕岩堀
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2001-09-28
Filing date: 2001-09-28
Publication date: 2003-04-11

Abstract

(57)【要約】【課題】入力電流の高調波歪を低減する。【解決手段】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を同時にオン
してコンデンサＣ１から負荷回路に電力を供給するとと
もにインダクタＬ１にエネルギを蓄積する期間Ｔ１と、
スイッチング素子Ｑ１をオンしてインダクタＬ１に蓄積
されたエネルギを負荷回路に供給するとともに交流電源
ＡＣから入力電流Ｉinを取り込む期間Ｔ２と、スイッチ
ング素子Ｑ１〜Ｑ４を何れもオンせずにインダクタＬ１
に蓄積されたエネルギを負荷回路に供給するとともに交
流電源ＡＣを経てコンデンサＣ１を充電する期間Ｔ３と
を時系列で変化させる。ここで、図示しない制御回路に
より、交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓに正比例するように
期間Ｔ２を時間的に変化させれば、電源電圧Ｖｓのゼロ
クロス点における期間Ｔ２を短くすることにより、ゼロ
クロス点における入力電流Ｉinのレベルを低減して高調
波歪を低減することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】図１に本発明に係る電源装置の従来例を
示す。ダイオードＤ１のアノード及びダイオードＤ２の
カソードが交流電源ＡＣの一方の出力端に接続され、ダ
イオードＤ３のアノード及びダイオードＤ４のカソード
が交流電源ＡＣの他方の出力端に接続されている。ま
た、ダイオードＤ１，Ｄ３のカソード同士がインダクタ
Ｌ１及び負荷回路（放電灯ＬａとコンデンサＣ２の並列
回路）を介して接続されるとともに、ダイオードＤ２，
Ｄ４のアノード同士が接続されている。さらに電界効果
トランジスタからなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直
列回路と、同じく電界効果トランジスタからなるスイッ
チング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路とが直流電源となるコ
ンデンサＣ１の両端に互いに並列に接続されるととも
に、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４にダイオ
ードＤ１，Ｄ２及びＤ３，Ｄ４の直列回路がそれぞれ並
列に接続されている。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
４は図示しない制御回路によってスイッチング制御され
る。

【０００３】次に上記従来例の動作を説明する。ここ
で、図１２は交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓの半周期（ダ
イオードＤ１，Ｄ２に接続されている方の出力端を正極
性とする）におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の駆動
信号Ｓ１，Ｓ４、及びインダクタＬ１に流れる電流Ｉ_L1
を示しており、Ｖspは電源電圧Ｖｓの瞬時値、Ｖasは負
荷電圧（コンデンサＣ２の両端電圧）Ｖａの瞬時値を表
している。なお、上記半周期では対角上に位置する２つ
のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は常時オフである。

【０００４】まず、図示しない制御回路により駆動信号
Ｓ１，Ｓ４が出力されてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が
ともにオンされる。この期間Ｔ１（ｔ＝０〜ｔ１）で
は、図１３（ａ）に示すようにコンデンサＣ１の充電電
荷が放出されることでコンデンサＣ１→スイッチング素
子Ｑ１→インダクタＬ１→負荷回路→スイッチング素子
Ｑ４→コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサ
Ｃ１に蓄積されていたエネルギが放出されて負荷回路
（放電灯Ｌａ）に所望の電力が供給されるとともにイン
ダクタＬ１にエネルギが蓄積される。なお、この期間Ｔ
１にインダクタＬ１に流れる電流Ｉ_L1は下記の式（１）
より算出できる。

【０００５】Ｉ_L1（ｔ）＝｛（Ｖdc−Ｖａ）×ｔ｝／Ｌ１（０＜ｔ＜ｔ１）…（１）但し、ＶdcはコンデンサＣ１の両端電圧、Ｌ１はインダ
クタＬ１のインダクタンス値を示す。

【０００６】続いて、図示しない制御回路により駆動信
号Ｓ４が出力されてスイッチング素子Ｑ４のみがオンさ
れる。この期間Ｔ２（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）では、図１３
（ｂ）に示すように交流電源ＡＣ→ダイオードＤ１→イ
ンダクタＬ１→負荷回路→スイッチング素子Ｑ４→ダイ
オードＤ４→交流電源ＡＣの経路で電流が流れる。ここ
で、交流電源瞬時値Ｖspが負荷電圧瞬時値Ｖapよりも高
いとき（Ｖsp＞Ｖap）には、交流電源ＡＣから負荷回路
に電力が供給されるとともに、インダクタＬ１にエネル
ギが蓄積され、反対に交流電源瞬時値Ｖspが負荷電圧瞬
時値Ｖapよりも低いとき（Ｖsp＜Ｖap）には、交流電源
ＡＣから負荷回路に電力が供給されるとともに、インダ
クタＬ１からエネルギが放出される。なお、交流電源瞬
時値Ｖspと負荷電圧瞬時値Ｖapとが等しいとき（Ｖsp＝
Ｖap）、下記の式（２）より、回路素子が理想的であっ
て損失がないと仮定した場合には期間Ｔ１の最終的な電
流値Ｉ_L1（ｔ１）を維持した状態が継続することにな
る。

【０００７】Ｉ_L1（ｔ）＝｛（Ｖdc−Ｖａ）×ｔ｝／Ｌ１＋Ｉ_L1（ｔ１）（ｔ１＜ｔ＜ｔ２）…（２）さらに、図示しない制御回路から駆動信号が出力されず
に全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフされる期間
Ｔ３（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）では、図１３（ｃ）に示すよう
に交流電源ＡＣ→ダイオードＤ１→インダクタＬ１→負
荷回路→スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオード（図示
せず）→コンデンサＣ１→ダイオードＤ４→交流電源Ａ
Ｃの経路で電流が流れ、インダクタＬ１に蓄積されたエ
ネルギが放出されて負荷回路に供給されるとともに交流
電源ＡＣを経てコンデンサＣ１にエネルギが蓄積（充
電）される。なお、この期間Ｔ３にインダクタＬ１に流
れる電流Ｉ_L1は下記の式（３）より算出できる。

【０００８】Ｉ_L1（ｔ）＝｛Ｖｓ−（Ｖdc＋Ｖａ）｝×ｔ／Ｌ１＋Ｉ_L1（ｔ２）（ｔ３＜ｔ＜ｔ４）…（３）そして、上記３つの期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の動作を数十
ｋＨｚから数百ｋＨｚの高周波で時系列的に変化させる
ことによって、全ての期間Ｔ１〜Ｔ３で負荷（放電灯Ｌ
ａ）に所望の電力を供給し、且つ期間Ｔ２及びＴ３に交
流電源ＡＣから入力電流を引き込むことができる。

【０００９】次にダイオードＤ１，Ｄ２に接続されてい
る方の出力端を負極性とする電源電圧Ｖｓの半周期（以
下、「負の半周期」と呼ぶ）の動作を説明する。この負
の半周期では図示しない制御回路によってスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ４が常時オフとされ、スイッチング素子Ｑ
２，Ｑ３がオン／オフされる。

【００１０】まず、図示しない制御回路により駆動信号
Ｓ２，Ｓ３が出力されてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が
ともにオンされると、この期間Ｔ１では、図１３（ｄ）
に示すようにコンデンサＣ１の充電電荷が放出されるこ
とでコンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ３→負荷回路
→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサ
Ｃ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１に蓄積されて
いたエネルギが放出されて負荷回路（放電灯Ｌａ）に所
望の電力が供給されるとともにインダクタＬ１にエネル
ギが蓄積される。

【００１１】続いて、図示しない制御回路により駆動信
号Ｓ２が出力されてスイッチング素子Ｑ２のみがオンさ
れる。この期間Ｔ２では、図１３（ｅ）に示すように交
流電源ＡＣ→ダイオードＤ３→負荷回路→インダクタＬ
１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ２→交流電源
ＡＣの経路で電流が流れる。ここで、交流電源瞬時値Ｖ
spが負荷電圧瞬時値Ｖapよりも高いとき（Ｖsp＞Ｖap）
には、交流電源ＡＣから負荷回路に電力が供給されると
ともに、インダクタＬ１にエネルギが蓄積され、反対に
交流電源瞬時値Ｖspが負荷電圧瞬時値Ｖapよりも低いと
き（Ｖsp＜Ｖap）には、交流電源ＡＣから負荷回路に電
力が供給されるとともに、インダクタＬ１からエネルギ
が放出される。

【００１２】さらに、図示しない制御回路から駆動信号
が出力されずに全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオ
フされる期間Ｔ３では、図１３（ｆ）に示すように交流
電源ＡＣ→ダイオードＤ３→負荷回路→インダクタＬ１
→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード（図示せず）
→コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→交流電源ＡＣの経
路で電流が流れ、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギ
が放出されて負荷回路に供給されるとともに交流電源Ａ
Ｃを経てコンデンサＣ１にエネルギが蓄積（充電）され
る。

【００１３】そして、負の半周期においても上記３つの
期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の動作を数十ｋＨｚから数百ｋＨ
ｚの高周波で時系列的に変化させることによって、全て
の期間Ｔ１〜Ｔ３で負荷（放電灯Ｌａ）に所望の電力を
供給し、且つ期間Ｔ２及びＴ３に交流電源ＡＣから入力
電流を引き込むことができる。

【００１４】上述のような動作を交流電源ＡＣの半周期
毎に繰り返すことで負荷電流Ｉ_Laの一部を交流電源ＡＣ
からの入力電流Ｉinとすることが可能であるため（図１
４参照）、電力変換過程を低減することができて電力変
換効率の向上が図れるものである。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例では電力変換効率向上のために負荷電流Ｉ_Laを入力
電流Ｉinと兼用する期間Ｔ２，Ｔ３を設けているので、
図１４に示すように２つの期間Ｔ１，Ｔ２を一定値に固
定すると負荷電流Ｉ_Laに交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓに
応じたリップルが生じる。さらに、電源電圧Ｖｓのゼロ
クロス点においても入力電流Ｉinが流れるため、ゼロク
ロス点において入力電流Ｉinの波形が不連続となって高
調波歪が悪化し、インダクタＬ１における損失が増大し
て発熱量増加の原因となる。また、負荷電流Ｉ_Laもリッ
プルを含んだ波形となるので、特に負荷が高圧放電灯で
ある場合には光のちらつきの原因となる。

【００１６】本発明は上記事情に鑑みて為されたもので
あり、請求項１の発明の目的とするところは、入力電流
の高調波歪を低減することができる電源装置を提供する
ことにあり、請求項５の発明の目的とするところは、負
荷電流の波形を矩形波とすることができる電源装置を提
供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、第１のダイオードのアノード及
び第２のダイオードのカソードが交流電源の一方の出力
端に接続され、第３のダイオードのアノード及び第４の
ダイオードのカソードが交流電源の他方の出力端に接続
され、第１及び第３のダイオードのカソード同士がイン
ダクタ及び負荷回路を介して接続されるとともに、第２
及び第４のダイオードのアノード同士が接続され、双方
向に電流を流し得る第１及び第２のスイッチング素子の
直列回路と、双方向に電流を流し得る第３及び第４のス
イッチング素子の直列回路とが直流電源となるコンデン
サの両端に互いに並列に接続されるとともに、第２のス
イッチング素子に第１及び第２のダイオードの直列回路
が並列に接続され、第４のスイッチング素子に第３及び
第４のダイオードの直列回路が並列に接続されてなり、
第１及び第４のスイッチング素子又は第２及び第３のス
イッチング素子を同時にオンしてコンデンサから負荷回
路に電力を供給するとともにインダクタにエネルギを蓄
積する第１の期間と、第２又は第４のスイッチング素子
をオンしてインダクタに蓄積されたエネルギを負荷回路
に供給するとともに交流電源から入力電流を取り込む第
２の期間と、第１乃至第４のスイッチング素子を何れも
オンせずにインダクタに蓄積されたエネルギを負荷回路
に供給するとともに交流電源を経てコンデンサを充電す
る第３の期間とを時系列で変化させるように第１乃至第
４のスイッチング素子をスイッチング制御する制御手段
を備えた電源装置において、制御手段は、交流電源の電
圧振幅に正比例するように第２の期間を時間的に変化さ
せることを特徴とし、交流電源電圧のゼロクロス点にお
ける第２の期間を短くすることにより、当該ゼロクロス
点における入力電流のレベルを低減して高調波歪を低減
することができる。

【００１８】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、制御手段は、第１の期間を一定値に固定したことを
特徴とする。

【００１９】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、制御手段は、第２の期間の最小値をゼロよりも大き
な値としたことを特徴とする。

【００２０】請求項４の発明は、請求項２の発明におい
て、制御手段は、第２の期間の最小値をゼロとしたこと
を特徴とし、入力電流を取り込む期間が第３の期間のみ
となるために交流電源電圧のゼロクロス点における入力
電流を減少させて高調波歪をさらに低減することができ
る。

【００２１】請求項５の発明は、上記目的と達成するた
めに、第１のダイオードのアノード及び第２のダイオー
ドのカソードが交流電源の一方の出力端に接続され、第
３のダイオードのアノード及び第４のダイオードのカソ
ードが交流電源の他方の出力端に接続され、第１及び第
３のダイオードのカソード同士がインダクタ及び負荷回
路を介して接続されるとともに、第２及び第４のダイオ
ードのアノード同士が接続され、双方向に電流を流し得
る第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、双方
向に電流を流し得る第３及び第４のスイッチング素子の
直列回路とが直流電源となるコンデンサの両端に互いに
並列に接続されるとともに、第２のスイッチング素子に
第１及び第２のダイオードの直列回路が並列に接続さ
れ、第４のスイッチング素子に第３及び第４のダイオー
ドの直列回路が並列に接続されてなり、第１及び第４の
スイッチング素子又は第２及び第３のスイッチング素子
を同時にオンしてコンデンサから負荷回路に電力を供給
するとともにインダクタにエネルギを蓄積する第１の期
間と、第２又は第４のスイッチング素子をオンしてイン
ダクタに蓄積されたエネルギを負荷回路に供給するとと
もに交流電源から入力電流を取り込む第２の期間と、第
１乃至第４のスイッチング素子を何れもオンせずにイン
ダクタに蓄積されたエネルギを負荷回路に供給するとと
もに交流電源を経てコンデンサを充電する第３の期間と
を時系列で変化させるように第１乃至第４のスイッチン
グ素子をスイッチング制御する制御手段を備えた電源装
置において、制御手段は、交流電源の電圧振幅に反比例
するように第１の期間を時間的に変化させることを特徴
とし、交流電源電圧のリップルを打ち消して負荷電流の
波形を矩形波とすることができる。

【００２２】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、制御手段は、コンデンサの両端電圧に応じて第１の
期間の最小値を変化させることを特徴とする。

【００２３】請求項７の発明は、請求項５の発明におい
て、制御手段は、第２の期間を一定値に固定したことを
特徴とする。

【００２４】請求項８の発明は、請求項５の発明におい
て、制御手段は、交流電源の電圧振幅に反比例するよう
に第２の期間を時間的に変化させることを特徴とし、交
流電源電圧のゼロクロス点における入力電流のレベルを
低減して高調波歪を低減することができる。

【００２５】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、制御手段は、第２の期間の最小値をゼロよりも大き
な値としたことを特徴とする。

【００２６】請求項１０の発明は、請求項８の発明にお
いて、制御手段は、第２の期間の最小値をゼロとしたこ
とを特徴とし、入力電流を取り込む期間が第３の期間の
みとなるために交流電源電圧のゼロクロス点における入
力電流を減少させて高調波歪をさらに低減することがで
きる。

【００２７】請求項１１の発明は、請求項１〜１０の何
れかの発明において、負荷回路に放電灯を含むことを特
徴とする。

【００２８】請求項１２の発明は、請求項１１の発明に
おいて、負荷回路に高圧放電灯を含むことを特徴とす
る。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、本発明を実施形態により詳
細に説明する。但し、以下の各実施形態は図１に示す従
来例と同一の回路構成を有し、且つ基本的な動作も同一
であるから同一部分の説明は省略し、本発明の特徴とな
る動作についてのみ説明する。

【００３０】（実施形態１）本実施形態は、３つの期間
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の動作を数十ｋＨｚから数百ｋＨｚの
高周波で時系列的に変化させる点においては従来例と同
一であるが、期間Ｔ１を一定値に固定し、期間Ｔ２を交
流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓの振幅に正比例するように時
間的に変化させる点に特徴がある。

【００３１】すなわち、図２及び図３に示すように電源
電圧Ｖｓのゼロクロス点で期間Ｔ２が最小値（＞０）と
なり、電源電圧Ｖｓのピーク値付近で期間Ｔ２が最大値
となるように図示しない制御回路でスイッチング素子Ｑ
１〜Ｑ４をスイッチング制御するものである。

【００３２】而して、電源電圧Ｖｓのゼロクロス点にお
ける期間Ｔ２を短くすることによって入力電流Ｉinの取
り込みを低減するとともに、電源電圧Ｖｓのピーク値付
近における期間Ｔ２を長くすることによって入力電流Ｉ
inの取り込みの減少を補うことが可能であり、図３に示
すように入力電流Ｉinの波形を正弦波に近づけることが
できる。その結果、従来例に比較して入力電流Ｉinの高
調波歪を低減し、インダクタＬ１の発熱量を低減するこ
とができる。

【００３３】ところで、図４及び図５に示すように電源
電圧Ｖｓのゼロクロス点における期間Ｔ２の最小値をゼ
ロとすれば、電源電圧Ｖｓのゼロクロス点における期間
Ｔ２の値がゼロであるので、入力電流Ｉinを取り込む期
間が期間Ｔ３のみとなるため、電源電圧Ｖｓのゼロクロ
ス点における入力電流Ｉinを減少させて高調波歪をさら
に低減することができる。

【００３４】（実施形態２）実施形態１では期間Ｔ１を
一定値に固定し、期間Ｔ２を交流電源ＡＣの電源電圧Ｖ
ｓの振幅に正比例するように時間的に変化させていた
が、本実施形態は、期間Ｔ２を交流電源ＡＣの電源電圧
Ｖｓの振幅に正比例するように時間的に変化させると同
時に、期間Ｔ１も交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓの振幅に
反比例するように時間的に変化させる点に特徴がある。

【００３５】すなわち、図６及び図７に示すように電源
電圧Ｖｓのゼロクロス点で期間Ｔ１が最大値、期間Ｔ２
が最小値（＞０）となり、電源電圧Ｖｓのピーク値付近
で期間Ｔ１が最小値（＞０）、期間Ｔ２が最大値となる
ように図示しない制御回路でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ
４をスイッチング制御するものである。

【００３６】ここで、期間Ｔ３にコンデンサＣ１が充電
され、期間Ｔ１にコンデンサＣ１から放電されるため、
期間Ｔ１の長さを調整することでコンデンサＣ１の両端
電圧Ｖdcを調整できる。よって、上述のように期間Ｔ１
を期間Ｔ２と反対向き（電源電圧Ｖｓの振幅に反比例す
る向き）に変化させれば、電源電圧Ｖｓのピーク値付近
における負荷電流Ｉ_Laを抑制し、図７に示すように負荷
電流Ｉ_Laの波形を、全ての時間で実効電流が略一定とな
る矩形波とすることができ、負荷である高圧放電灯Ｌａ
のちらつきを低減することができる。

【００３７】なお、図８及び図９に示すように電源電圧
Ｖｓのゼロクロス点における期間Ｔ２の最小値をゼロと
して入力電流Ｉinを取り込む期間を期間Ｔ３のみとすれ
ば、電源電圧Ｖｓのゼロクロス点における入力電流Ｉin
を減少させて高調波歪をさらに低減することができる。

【００３８】（実施形態３）実施形態１では期間Ｔ１を
一定値に固定し、期間Ｔ２を交流電源ＡＣの電源電圧Ｖ
ｓの振幅に正比例するように時間的に変化させていた
が、本実施形態は、期間Ｔ２を一定値に固定し、期間Ｔ
１を交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓの振幅に反比例するよ
うに時間的に変化させる点に特徴がある。

【００３９】すなわち、図１０及び図１１に示すように
電源電圧Ｖｓのゼロクロス点で期間Ｔ１が最大値とな
り、電源電圧Ｖｓのピーク値付近で期間Ｔ１が最小値
（＞０）となるように図示しない制御回路でスイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング制御するものである。

【００４０】而して、電源電圧Ｖｓのピーク値付近で最
小値となり且つ電源電圧Ｖｓの振幅に反比例するように
期間Ｔ１を時間的に変化させているため、図１１に示す
ように電源電圧Ｖｓのリップルを打ち消して負荷電流Ｉ
_Laの波形を矩形波とすることができ、負荷である高圧放
電灯Ｌａのちらつきを低減することができる。

【００４１】

【発明の効果】請求項１の発明は、第１のダイオードの
アノード及び第２のダイオードのカソードが交流電源の
一方の出力端に接続され、第３のダイオードのアノード
及び第４のダイオードのカソードが交流電源の他方の出
力端に接続され、第１及び第３のダイオードのカソード
同士がインダクタ及び負荷回路を介して接続されるとと
もに、第２及び第４のダイオードのアノード同士が接続
され、双方向に電流を流し得る第１及び第２のスイッチ
ング素子の直列回路と、双方向に電流を流し得る第３及
び第４のスイッチング素子の直列回路とが直流電源とな
るコンデンサの両端に互いに並列に接続されるととも
に、第２のスイッチング素子に第１及び第２のダイオー
ドの直列回路が並列に接続され、第４のスイッチング素
子に第３及び第４のダイオードの直列回路が並列に接続
されてなり、第１及び第４のスイッチング素子又は第２
及び第３のスイッチング素子を同時にオンしてコンデン
サから負荷回路に電力を供給するとともにインダクタに
エネルギを蓄積する第１の期間と、第２又は第４のスイ
ッチング素子をオンしてインダクタに蓄積されたエネル
ギを負荷回路に供給するとともに交流電源から入力電流
を取り込む第２の期間と、第１乃至第４のスイッチング
素子を何れもオンせずにインダクタに蓄積されたエネル
ギを負荷回路に供給するとともに交流電源を経てコンデ
ンサを充電する第３の期間とを時系列で変化させるよう
に第１乃至第４のスイッチング素子をスイッチング制御
する制御手段を備えた電源装置において、制御手段は、
交流電源の電圧振幅に正比例するように第２の期間を時
間的に変化させるので、交流電源電圧のゼロクロス点に
おける第２の期間を短くすることにより、当該ゼロクロ
ス点における入力電流のレベルを低減して高調波歪を低
減することができるという効果がある。

【００４２】請求項４の発明は、請求項２の発明におい
て、制御手段は、第２の期間の最小値をゼロとしたの
で、入力電流を取り込む期間が第３の期間のみとなるた
めに交流電源電圧のゼロクロス点における入力電流を減
少させて高調波歪をさらに低減することができるという
効果がある。

【００４３】請求項５の発明は、第１のダイオードのア
ノード及び第２のダイオードのカソードが交流電源の一
方の出力端に接続され、第３のダイオードのアノード及
び第４のダイオードのカソードが交流電源の他方の出力
端に接続され、第１及び第３のダイオードのカソード同
士がインダクタ及び負荷回路を介して接続されるととも
に、第２及び第４のダイオードのアノード同士が接続さ
れ、双方向に電流を流し得る第１及び第２のスイッチン
グ素子の直列回路と、双方向に電流を流し得る第３及び
第４のスイッチング素子の直列回路とが直流電源となる
コンデンサの両端に互いに並列に接続されるとともに、
第２のスイッチング素子に第１及び第２のダイオードの
直列回路が並列に接続され、第４のスイッチング素子に
第３及び第４のダイオードの直列回路が並列に接続され
てなり、第１及び第４のスイッチング素子又は第２及び
第３のスイッチング素子を同時にオンしてコンデンサか
ら負荷回路に電力を供給するとともにインダクタにエネ
ルギを蓄積する第１の期間と、第２又は第４のスイッチ
ング素子をオンしてインダクタに蓄積されたエネルギを
負荷回路に供給するとともに交流電源から入力電流を取
り込む第２の期間と、第１乃至第４のスイッチング素子
を何れもオンせずにインダクタに蓄積されたエネルギを
負荷回路に供給するとともに交流電源を経てコンデンサ
を充電する第３の期間とを時系列で変化させるように第
１乃至第４のスイッチング素子をスイッチング制御する
制御手段を備えた電源装置において、制御手段は、交流
電源の電圧振幅に反比例するように第１の期間を時間的
に変化させるので、交流電源電圧のリップルを打ち消し
て負荷電流の波形を矩形波とすることができるという効
果がある。

【００４４】請求項８の発明は、請求項５の発明におい
て、制御手段は、交流電源の電圧振幅に反比例するよう
に第２の期間を時間的に変化させるので、交流電源電圧
のゼロクロス点における入力電流のレベルを低減して高
調波歪を低減することができるという効果がある。

【００４５】請求項１０の発明は、請求項８の発明にお
いて、制御手段は、第２の期間の最小値をゼロとしたの
で、入力電流を取り込む期間が第３の期間のみとなるた
めに交流電源電圧のゼロクロス点における入力電流を減
少させて高調波歪をさらに低減することができるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の各実施形態の概略回路構成図である。

【図２】実施形態１の動作説明用のタイミングチャート
である。

【図３】同上の動作説明用の波形図である。

【図４】同上の動作説明用のタイミングチャートであ
る。

【図５】同上の動作説明用の波形図である。

【図６】実施形態２の動作説明用のタイミングチャート
である。

【図７】同上の動作説明用の波形図である。

【図８】同上の動作説明用のタイミングチャートであ
る。

【図９】同上の動作説明用の波形図である。

【図１０】実施形態３の動作説明用のタイミングチャー
トである。

【図１１】同上の動作説明用の波形図である。

【図１２】従来例の動作説明用のタイミングチャートで
ある。

【図１３】同上の動作説明図である。

【図１４】同上の動作説明用の波形図である。

【符号の説明】

ＡＣ交流電源Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子Ｄ１〜Ｄ４ダイオードＣ１コンデンサＬ１インダクタＬａ放電灯

フロントページの続き (72)発明者岩堀裕大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内Ｆターム(参考） 3K072 AA11 AC11 BA03 BB04 BC01 CA14 CA16 GA02 GB18 5H007 AA08 BB03 CA02 CB05 DC05 EA08

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のダイオードのアノード及び第２の
ダイオードのカソードが交流電源の一方の出力端に接続
され、第３のダイオードのアノード及び第４のダイオー
ドのカソードが交流電源の他方の出力端に接続され、第
１及び第３のダイオードのカソード同士がインダクタ及
び負荷回路を介して接続されるとともに、第２及び第４
のダイオードのアノード同士が接続され、双方向に電流
を流し得る第１及び第２のスイッチング素子の直列回路
と、双方向に電流を流し得る第３及び第４のスイッチン
グ素子の直列回路とが直流電源となるコンデンサの両端
に互いに並列に接続されるとともに、第２のスイッチン
グ素子に第１及び第２のダイオードの直列回路が並列に
接続され、第４のスイッチング素子に第３及び第４のダ
イオードの直列回路が並列に接続されてなり、第１及び
第４のスイッチング素子又は第２及び第３のスイッチン
グ素子を同時にオンしてコンデンサから負荷回路に電力
を供給するとともにインダクタにエネルギを蓄積する第
１の期間と、第２又は第４のスイッチング素子をオンし
てインダクタに蓄積されたエネルギを負荷回路に供給す
るとともに交流電源から入力電流を取り込む第２の期間
と、第１乃至第４のスイッチング素子を何れもオンせず
にインダクタに蓄積されたエネルギを負荷回路に供給す
るとともに交流電源を経てコンデンサを充電する第３の
期間とを時系列で変化させるように第１乃至第４のスイ
ッチング素子をスイッチング制御する制御手段を備えた
電源装置において、制御手段は、交流電源の電圧振幅に
正比例するように第２の期間を時間的に変化させること
を特徴とする電源装置。
【請求項２】制御手段は、第１の期間を一定値に固定
したことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】制御手段は、第２の期間の最小値をゼロ
よりも大きな値としたことを特徴とする請求項２記載の
電源装置。
【請求項４】制御手段は、第２の期間の最小値をゼロ
としたことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項５】第１のダイオードのアノード及び第２の
ダイオードのカソードが交流電源の一方の出力端に接続
され、第３のダイオードのアノード及び第４のダイオー
ドのカソードが交流電源の他方の出力端に接続され、第
１及び第３のダイオードのカソード同士がインダクタ及
び負荷回路を介して接続されるとともに、第２及び第４
のダイオードのアノード同士が接続され、双方向に電流
を流し得る第１及び第２のスイッチング素子の直列回路
と、双方向に電流を流し得る第３及び第４のスイッチン
グ素子の直列回路とが直流電源となるコンデンサの両端
に互いに並列に接続されるとともに、第２のスイッチン
グ素子に第１及び第２のダイオードの直列回路が並列に
接続され、第４のスイッチング素子に第３及び第４のダ
イオードの直列回路が並列に接続されてなり、第１及び
第４のスイッチング素子又は第２及び第３のスイッチン
グ素子を同時にオンしてコンデンサから負荷回路に電力
を供給するとともにインダクタにエネルギを蓄積する第
１の期間と、第２又は第４のスイッチング素子をオンし
てインダクタに蓄積されたエネルギを負荷回路に供給す
るとともに交流電源から入力電流を取り込む第２の期間
と、第１乃至第４のスイッチング素子を何れもオンせず
にインダクタに蓄積されたエネルギを負荷回路に供給す
るとともに交流電源を経てコンデンサを充電する第３の
期間とを時系列で変化させるように第１乃至第４のスイ
ッチング素子をスイッチング制御する制御手段を備えた
電源装置において、制御手段は、交流電源の電圧振幅に
反比例するように第１の期間を時間的に変化させること
を特徴とする電源装置。
【請求項６】制御手段は、コンデンサの両端電圧に応
じて第１の期間の最小値を変化させることを特徴とする
請求項５記載の電源装置。
【請求項７】制御手段は、第２の期間を一定値に固定
したことを特徴とする請求項５記載の電源装置。
【請求項８】制御手段は、交流電源の電圧振幅に反比
例するように第２の期間を時間的に変化させることを特
徴とする請求項５記載の電源装置。
【請求項９】制御手段は、第２の期間の最小値をゼロ
よりも大きな値としたことを特徴とする請求項８記載の
電源装置。
【請求項１０】制御手段は、第２の期間の最小値をゼ
ロとしたことを特徴とする請求項８記載の電源装置。
【請求項１１】負荷回路に放電灯を含むことを特徴と
する請求項１〜１０の何れかに記載の電源装置。
【請求項１２】負荷回路に高圧放電灯を含むことを特
徴とする請求項１１記載の電源装置。