JP2003028651A - 光干渉角速度計 - Google Patents
光干渉角速度計Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】温度変動によりsinΔφs（Δφs：サニャック
位相差）とcosΔφs に比例する信号の切替時にチャタ
リングの発生しない光干渉角速度計を提供する。 【解決手段】光ファイバコイルの両端から右、左回り光
を入射し、伝播して戻ってきた両光を結合する光カプラ
と、両光に位相変調を与える位相変調器と、結合された
干渉光を光電変換する受光器と、両光の位相差のsin成
分、cos成分を取り出す第１、第２信号検出手段と、第
１、又は第２信号検出手段からの信号と基準信号とを比
較する比較回路と、位相差がｍπ（ｍ＝０,±１,±２，
・・・）に対し約±π／４の範囲であるとき第１信号検
出手段からの出力を送出し、（２ｍ＋１）・π／２に対
し約±π／４の範囲であるとき第２信号検出手段からの
出力を送出する信号切替手段とを備え、干渉光振幅モニ
タ回路により受光器に到達する最大光量をモニタするこ
とにより基準信号を設定する。
位相差）とcosΔφs に比例する信号の切替時にチャタ
リングの発生しない光干渉角速度計を提供する。 【解決手段】光ファイバコイルの両端から右、左回り光
を入射し、伝播して戻ってきた両光を結合する光カプラ
と、両光に位相変調を与える位相変調器と、結合された
干渉光を光電変換する受光器と、両光の位相差のsin成
分、cos成分を取り出す第１、第２信号検出手段と、第
１、又は第２信号検出手段からの信号と基準信号とを比
較する比較回路と、位相差がｍπ（ｍ＝０,±１,±２，
・・・）に対し約±π／４の範囲であるとき第１信号検
出手段からの出力を送出し、（２ｍ＋１）・π／２に対
し約±π／４の範囲であるとき第２信号検出手段からの
出力を送出する信号切替手段とを備え、干渉光振幅モニ
タ回路により受光器に到達する最大光量をモニタするこ
とにより基準信号を設定する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、少なくとも一周
する光学路に右回り光と左回り光を通し、その光学路に
印加される軸心回りの角速度を、右回り光と左回り光と
の位相差により検出する光干渉角速度計に関し、特にダ
イナミックレンジを拡大する信号処理回路の改善に関す
る。 【０００２】 【従来の技術】従来の光干渉角速度計（以下「ＦＯＧ」
と称する）の構成を図５を参照して説明する。光源１１
からの光Ｉは、光カプラ１２、偏光子１３、光カプラ１
４を順次経て右回り光と左回り光に分岐され光学路１５
の両端から投入される。光学路１５を伝播する右回り、
左回り光両光は、光学路１５の片端と光カプラ１４との
間に配置した位相変調器１６により位相変調される。そ
の位相変調を受けた両光は、光カプラ１４で結合され干
渉し、再び偏光子１３を経て光カプラ１２により受光器
１７へ分岐され光電変換される。 【０００３】光学路１５は、例えば光ファイバを複数回
巻いたもので構成される。光学路１５にその周方向に角
速度Ωが印加されない状態においては、光学路１５中に
おける両光の位相差は、理想的には、ゼロであるが光学
路１５の円周回りに角速度Ωが印加されると、この角速
度Ωによっていわゆるサニャック(Sagnac)効果が生じ、
右回り光及び左回り光の両光間に位相差Δφs が生じ
る。この位相差Δφsは、次式で表される。 Δφs＝４π・Ｒ・Ｌ・Ω／（ｃλ） （１） ここでｃ：光速 λ：真空中の光の波長 Ｒ：光ファイバコイル１５の平均半径 Ｌ：光ファイバコイル１５の光ファイバの長さ 【０００４】ところで、受光器１７から出力される光電
変換信号Ｖpは、光に対する位相変調をＰ（ｔ）＝Ａsin
ωmｔ（Ａ：変調指数、ωm：位相変調の角周波数）とす
ると次式で表される。 Ｖp＝（Ｉ／２）Ｋop・Ｋpd・｛１ ＋cosΔφs [Σεn・（−１）n・Ｊ2n（Ｘ）・cos２ｎωmｔ'] −sinΔφs [２Σ（−１）n・Ｊ2n+1（Ｘ）・cos（２ｎ＋１）ωmｔ']｝ （２） ここでｎ＝１，２，３，・・・ Σはｎ＝１から無限大までの総和 εn＝１：ｎ＝１、εn＝２：ｎ＞１ ｔ'＝ｔ−τ／２（ｔ：時間） Ｋop：光源１１から出射光Ｉが光学路１５を経て受光器
１７に至るまでの光学的損失 Ｋpd：光電変換係数や増幅利得等で決まる定数 Ｉ：光源１１からの出射光の光量 Ｐo：受光器１７に到達する最大光量（Ｐo＝Ｋop・Ｉ） Ｊn：ｎ次の第１種ベッセル関数 Ｘ：２Ａsinπｆmτ（Ａ：変調指数） Δφs：光学路１５における右回り、光回り両光間の位
相差 ωm：位相変調の角周波数（ωm＝２πｆm） τ：光学路１５における光の伝搬時間 （２）式から明らかなように光電変換信号Ｖpには、sin
Δφsに比例する項と、cosΔφsに比例する項とが含ま
れている。従って干渉光の強度を測定することにより角
速度Ωを検出することができる。 【０００５】従来技術として位相差Δφsが±ｍπ（ｍ
＝０,１,２,・・・）に対し約±π／４の時は、sinΔφ
sに比例する成分を使用し、±（２ｍ＋１）・π／２
（ｍ＝０,１,２,・・・）に対し約±π／４の時は、cos
Δφsに比例する成分を使用することによってダイナミ
ックレンジを拡大する方法が提案されている（特公平３
−６１８８９号公報 参照）。受光器１７の出力Ｖ
pは、同期検波回路１９に入力され、そこで例えば位相
変調周波数の第３高調波成分がクロック回路１８からの
参照信号ｆ3＝３ｆmを受けて取り出される。同期検波回
路１９の出力はさらにローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２
によって交流成分が濾波され適切な利得に変換された
後、sinΔφsに比例する信号Ｖsinとして取り出され
る。Ｖsinは、次式で表される。 Ｖ3＝Ｖsin＝Ｉ・Ｋop・Ｋpd・Ｊ3（Ｘ）・ＫA3・sinΔφs ＝Ｋ3・sinΔφs （３） ここでＫA3：電気回路の利得、Ｋ3：比例定数 【０００６】一方cosφsに比例する成分は、例えば位相
変調周波数の第２高調波成分と第４高調波成分を組み合
わせて使用されている。まず、第２高調波成分は、クロ
ック回路１８からの参照信号ｆ2＝２ｆmを受けて同期検
波回路２０から取り出される。同期検波回路２０の出力
はローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３によって交流成分が
濾波され適切な利得に設定された後、cosΔφsに比例す
る信号Ｖ2として取り出される。Ｖ2は、次式で表され
る。 Ｖ2＝Ｉ・Ｋop・Ｋpd・Ｊ2（Ｘ）・ＫA2・cosΔφs ＝Ｋ2・cosΔφs （４） ここでＫA2：電気回路の利得、Ｋ2：比例定数同様にcos
Δφsに比例する第４高調波成分の同期検波後の出力Ｖ4
は、次式で表される。 Ｖ4＝Ｉ・Ｋop・Ｋpd・Ｊ4（Ｘ）・ＫA4・cosΔφs ＝Ｋ4・cosΔφs （５） ここでＫA4：電気回路の利得、Ｋ4：比例定数 【０００７】ところで出力Ｖ3,Ｖ2,Ｖ4における入力感
度Ｋ3,Ｋ2,Ｋ4はベッセル関数のＸの値に左右されるた
め、従来（特公平３−５２００３号公報、特開平５−３
１２５８１号公報 参照）においては、ベッセル関数の
Ｊ2（Ｘ）とＪ4（Ｘ）とが交わる位置でＪ3（Ｘ）が最
大値となり、その位置（Ｘ≒４.２）で位相変調を動作
させＪ2（Ｘ）とＪ4（Ｘ）とが実質的に等しくなる、す
なわち受光器１７の出力中の第２高調波成分と第４高調
波成分とが実質的に等しくなるように位相変調器１６の
駆動状態を制御する自動制御ループを設けている。（図
６のベッセル関数グラフ参照） 位相変調の動作点であるＸ≒４.２の位置は、図６から
分かるようにＸの変動に対してcosΔφs成分であるＶ2
とＶ4は、影響を受けやすい。そこで従来、これらの信
号がＸ≒４.２の近辺で安定度を増すため、Ｖ4の値をＫ
m （Ｋm≒２.０４）倍したＶ4'（＝Ｋm・Ｖ4）とＶ2を
加算器２６で加算していた（図５参照）。この加算値
は、cosΔφs成分として利用され下式で示される。 Ｖcos＝Ｖ2＋Ｋm・Ｖ4 ＝Ｋcos・cosΔφs （６） ここでＫcos：比例定数 上記sinΔφsとcosΔφs成分 は、次段のダイナミック
レンジ拡大回路２７に入力される。 【０００８】図７にダイナミックレンジ拡大回路２７の
構成を示す。端子５９にはsinΔφs成分Ｖsinが入力さ
れ、端子６０には cosΔφs成分Ｖc os（図８において
は−cosΔφs成分が示されている）が入力される。Ｖ
sinとＶcosの信号は、スイッチ６１において可逆カウン
タ７０からのＤ出力によって切り替えられる。スイッチ
６１の出力は、可逆カウンタ７０の２1 に重み付けされ
た端子の出力Ｅによってスイッチ６２を切り替えること
により反転増幅器６３により極性反転された後、リニア
ライザ６４を通してジャイロ出力端子６５に出力され
る。 【０００９】スイッチ６２の出力は、比較器６６、６７
の非反転入力側、反転入力側へ供給されそれぞれ予め設
定された基準電圧＋Ｖr 、−Ｖrと比較される。比較器
６６、６７の出力は、それぞれ可逆カウンタ７０のアッ
プカウント端子ＵＰ、ダウンカウント端子ＤＯＷＮへ供
給されそれぞれアップカウント、ダウンカウントされ
る。可逆カウンタ７０の出力端子Ｄ（２0）の出力は、
スイッチ６１に切替制御信号として供給され、出力端子
Ｅ（２1）の出力は、スイッチ６２の切替制御信号とし
て供給される。スイッチ６１、６２は、それぞれ初期状
態（切替制御信号Ｄ,Ｅが論理“０”）で端子ＮＣ側に
切り替えられ、切替制御信号Ｄ,Ｅが論理“１”でそれ
ぞれ端子ＮＯ側に切り替えられる。可逆カウンタ７０の
計数値は、端子７１から取り出すことができる。 【００１０】端子５９の出力は、先にも述べたようにsi
nΔφsに比例し、図８Ａの曲線７２に示すように右回り
光と左回り光との位相差Δφsに対しsinΔφsで変化す
る。端子６０の出力は、曲線７３に示すように位相差Δ
φsに対しcosΔφsで変化したものとなる。位相差 Δφ
sが０±π／４の範囲であれば、スイッチ６１、６２
は、図７に示したスイッチの状態にあって端子５９より
のsinΔφsに比例した出力がリニアライザ６４によって
直線補正された後、ジャイロ出力端子６５に出力され
る。 【００１１】比較器６６においてその入力、つまりスイ
ッチ６２の出力が基準電圧Ｖrを越えると図８Ｂに示す
ようにパルスが発生する。このパルスは、可逆カウンタ
７０によって加算カウントされる。一方スイッチ６２の
出力が−Ｖrより負方向に大きくなると比較器６７より
図８Ｃに示すようにパルスが発生し、これは、可逆カウ
ンタ７０で減算カウントされる。可逆カウンタ７０のＤ
（２0）出力は、図８Ｄに示すように変化し、Ｅ（２1）
出力は、図８Ｅに示すように変化する。可逆カウンタ７
０のＤ（２0）出力が高レベル（論理“１”）の時、ス
イッチ６１が切り替えられ、端子６０の信号、すなわち
cosΔφsに比例した出力が直線補正されジャイロ出力端
子６５に出力される。逆にスイッチ６２の出力が基準電
圧−Ｖ rより負方向に大きくなると比較器６７よりパル
スが得られ、可逆カウンタ７０が減算カウントされて、
それによりＤ（２0）の出力が高レベルとなり、スイッ
チ６１が作動して先の場合と同様に端子６０の信号、す
なわちcosΔφsに比例した出力が直線補正された後、ジ
ャイロ出力端子６５に出力される。 【００１２】以上の状態から更に位相差Δφsが絶対量
として増加し、cosΔφsに比例した出力が基準電圧＋Ｖ
r又は−Ｖrよりも絶対値で大きくなると比較器６６、６
７よりパルスが得られて可逆カウンタ７０が加算あるい
は減算しスイッチ６１が復帰して端子５９の信号、すな
わちsinΔφsに比例した出力が直線性補正後、ジャイロ
出力端子６５に得られるようになる。これと共にsinΔ
φsとcosΔφsに比例する出力が位相差Δφsに対し正の
特性となるように可逆カウンタ７０のＥ（２1）出力に
よって信号極性反転指令（切替制御信号）が出力され
て、スイッチ６２が切り替えられる。 【００１３】上述において基準電圧＋Ｖr 、−Ｖrを位
相差Δφsが、π／４におけるsinΔφsとcosΔφsに比
例するスイッチ６２の出力電圧より僅かに大きい又は小
さい値に設定（図８の実施例では僅かに大きい値に設定
してある）しておくと、図８Ｇに示すような鋸歯状波の
特性として得られsinΔφsとcosΔφsに比例する信号の
切り替えにヒステリシスを持たせることができる。sin
ΔφsとcosΔφsに比例する信号の切替えにヒステリシ
スを持たせることでノイズ等による切替え時のチャタリ
ングを防止することができ安定に動作させることができ
る。このようにして位相差Δφsが±ｍπ（ｍ＝０,１,
２,・・・）に対し約±π／４の時は、sinΔφsに比例
する成分がジャイロ出力として取り出され±（２ｍ＋
１）・π／２（ｍ＝０,１,２,・・・）に対し約±π／
４の時は、cosΔφsに比例する成分がジャイロ出力とし
て取り出され、広範囲に渡って直線性の良いジャイロ出
力が得られる。この出力より入力角速度Ωは、次式で求
めることができる。 Ω＝｛ｃλ／（４πＲＬ）｝・（ｍπ／２＋Ｋs・Ｖo） （７） ｍ＝０,±１,±２,・・・ Ｋsは比例定数（rad／Volts）、Ｖoはジャイロ出力端子
６５の電圧、ｍは可逆カウンタ７０における加算パルス
の総数と減算パルスの総数の差、つまり可逆カウンタ７
０の計数値であって、これは端子７１から取り出され
る。 【００１４】次に可逆カウンタの加算カウント、減算カ
ウントを説明する。加算カウントを図８のｔ1,ｔ2,ｔ3,
ｔ4により説明する。ｔ1：可逆カウンタ７０のＤ
（２0）,Ｅ（２1）,Ｆ（２2）,・は“０”,“０”,
“１”,・を出力しているものとすると、スイッチ６
１、６２はＮＣ側に切り替えられＶsin（図８Ａ）が
出力される。ｔ2：Ｖsin＞＋Ｖr となり比較器６６はパ
ルスを出力する。可逆カウンタ７０は加算カウントする
ことにより、Ｄ（２0）,Ｅ（２1）,Ｆ（２2）,・は
“１”,“０”,“１”,・となる。Ｄ出力“１”により
スイッチ６１をＮＯ側に切替え、スイッチ６２の出力は
Ｖcos（図８Ａ）となる。ｔ3：Ｖcos＞＋Ｖr となり
比較器６６はパルスを出力する。可逆カウンタ７０は加
算カウントすることにより、Ｄ,Ｅ,Ｆ,・は“０”,
“１”,“１”,・となる。スイッチ６１はＮＣ側に切り
替えられ、Ｅ出力“１”によりスイッチ６２をＮＯ側に
切替え、スイッチ６１の出力はＶsin（図８Ａ）とな
り、スイッチ６２の出力はＶsinを反転増幅器６３で反
転させたＶsin（図８Ｇ'）となる。ｔ4：反転Ｖsin＞
＋Ｖrとなり比較器６６はパルスを出力する。可逆カウ
ンタ７０は加算カウントすることにより、Ｄ,Ｅ,Ｆ,・
は“１”,“１”,“１”,・となる。スイッチ６１はＮ
Ｏ側に切り替えられＶcosを出力し、スイッチ６２の出
力は反転させたＶcos（図８Ｇ'）となる。以後、基準
値と比較して加算カウントを行う。減算カウントを図８
のｔ9,ｔ8,ｔ7,ｔ6により説明する。ｔ9：可逆カウンタ
７０の出力Ｄ（２0）,Ｅ（２1）,Ｆ（２2）,・は
“１”,“１”,“０”,・とするとスイッチ６１、スイ
ッチ６２はＮＯ側に切り替えられており、反転したＶ
cosが出力される。ｔ8：反転Ｖcos＞−Ｖrとなり比較器
６７はパルスを出力して可逆カウンタ７０を減算カウン
トすることにより、Ｄ,Ｅ,Ｆ,・は“０”,“１”,
“０”,・となりスイッチ６１をＮＣ側に切り替える。
以後、Ｄ,Ｅ,Ｆ,・はｔ7において“１”,“０”,
“０”,・、ｔ6において“０”,“０”,“０”となる。
ｔ5 〜ｔ6は可逆カウンタのリセット状態、すなわちＤ,
Ｅ,Ｆ,・が“０”の状態を示す。 【００１５】 【発明が解決しようとする課題】以上述べた方法は、si
nΔφsとcosΔφsに比例する信号の切替えのスレシュホ
ールドレベルとしている基準電圧＋Ｖr及び−Ｖrは、Δ
φs＝４５°（π／４）に対応する出力に基づいて設定
された固定の基準電圧等を使用していた。一方sinΔφs
とcosΔφsに比例する信号Ｖsin、Ｖcosは、出射光量
Ｉ、光学損失Ｋop（（３）〜（６）式参照）の温度変動
によって大きく変動（−２０℃〜＋７０℃の温度変化で
３０％以上）する。そのためsinΔφsとcosΔφsに比例
する信号が基準電圧＋Ｖr及び−Ｖrと一致したりまた大
きく離れたりする。 【００１６】sinΔφsとcosΔφsに比例する信号が基準
電圧＋Ｖr及び−Ｖrと一致するケース（基準電圧＋Ｖr
及び−Ｖrを位相差Δφsがπ／４におけるsinΔφsとco
sΔφ sに比例する電圧より僅かに大きい又は小さい値に
初期設定されているが温度変動により一致するケース）
では、切替え時信号に含まれるノイズ等によってsinΔ
φsとcosΔφsに比例する信号の切替えにおいてチャタ
リングが生じ、切替えによるノイズや可逆カウンタがミ
スカウントするケースが発生する。sinΔφsとcosΔφs
に比例する信号が基準電圧＋Ｖr及び−Ｖrと大きく離れ
るケースでは、リニアライザ６４における直線化補正の
範囲を広げる必要があるためリニアライザの規模が大き
くなり直線化補正を行う際のＣＰＵによる演算に必要な
メモリ容量の増加やリニアリティ性能の劣化等を招く。 【００１７】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、受光器に到達する光量の最大値をモニタ
しその信号を前述の基準信号に利用することにより受光
器に到達する光量が温度により大きく変化してもΔφs
＝４５°におけるsinΔφsとcosΔφsに比例する信号の
値が基準電圧＋Ｖr及び−Ｖrと大きく離れたりまた一致
したりすることがないようにしたので切替え信号に含ま
れるノイズ等によってsinΔφsとcosΔφsに比例する信
号の切替えにおいてチャタリングが生じ、切替えによる
ノイズや可逆カウンタがミスカウントすることやリニア
ライザの規模が大きくなり直線化補正のためのメモリ容
量の増加やリニアリティ性能の劣化等を招くことがなく
なる。 【００１８】 【発明の実施の形態】次に本発明の一実施例を図１を参
照して説明する。この実施例は、受光器１７に到達する
最大光量を検出してこの最大光量に比例して基準信号±
Ｖrを設定する干渉光振幅モニタ回路３０を備える。Ｆ
ＯＧの干渉特性は、図２に示すように光ファイバコイル
の両光間の位相差に対してＩo＝Ｐo（１＋cosΔφs）／
２で表せる。ここでＰoは最大光量を示す。今図（ｂ）
のような光に対する位相変調信号Ｐ（ｔ）が印加される
と干渉光Ｉ oは、図（ｃ）に示すように現れる。図３は
図２で示した干渉光のＴ周期間（位相変調の１周期に相
当）の波形を描写したものでＦＯＧが静止状態（Δφs
＝０）、Δφs＝±３０°相当の入力角速度Ωを印加し
た条件での干渉光出力を示した図である。この図によれ
ば干渉光信号の最大値と最小値を読み取ってその差を求
めれば受光器に到達する光量の最大値Ｐoを知ることが
できる。その読み取りの方法としては、受光器からの干
渉光信号の最大値と最小値をサンプルホールド回路等で
それぞれ取り込んでその差動出力を取り出すことで受光
器に到達する最大光量の値をモニタでき、また受光器か
らの出力をＡ／Ｄ変換してデジタル的に最大値と最小値
を求めその差を求めることで受光器に到達する最大光量
の値をモニタすることができる。 【００１９】図４はこの干渉光の光電変換信号をエンコ
ードパルスのタイミングでＡ／Ｄ変換している様子を示
したものでＡ／Ｄ変換データの最大値と最小値は、例え
ばＴ周期毎にラッチされその差が求められる。この方式
は、図２〜図４に示したように受光器の暗電流、バイア
ス等の影響（光量ゼロの対するオフセット）を除くため
に干渉光の振幅がＩoのゼロからＰoまで出力されている
ことが条件となる。もしＩoの振幅がＰoより小さいと位
相変調のレベル変動や入力角速度の印加等の変動で干渉
光の振幅が変動し基準信号として用いることは適切でな
くなる。本発明が有効に作用する位相変調の動作範囲
は、図２に示した位相変調信号Ｐ（ｔ）の振幅が干渉計
の位相差Δφsにおける±π以上の大きさを有する範囲
であることが必要条件となる。 【００２０】オープンループ信号処理方式においてもっ
とも良い位相変調の動作点の一つであるＸ≒４.２のポ
イント（図２〜図４に示した干渉光は、前述したＸの値
が約４.２をイメージした図）は、Ｘの値がπ以上であ
り本発明による基準信号として適用できる。このように
Ｐoの値を電圧又はデジタル量に変換した値を基準信号
として使うことによりＶsin及びＶcosに共通に含まれる
光量Ｐoが温度等により変化してもΔφs＝４５°におけ
るsinΔφsとcosΔφsに比例する信号の変動率と基準の
変動率は、同じとなりΔφs＝４５°におけるsinΔφs
とcosΔφsに比例する信号の値が基準電源＋Ｖr及び−
Ｖrと大きく離れたりまた一致したりすることがなくな
る。 【００２１】図１は、受光器によって光電変換された干
渉光信号を干渉光振幅モニタ回路３０に供給しそこで干
渉光信号の振幅を生成し端子３１に基準信号を出力す
る。すなわち、最大光量の増加（あるいは減少）に対し
て基準信号を増加（あるいは減少）させる。尚、基準値
の設定は、信号のノイズによってsinΔφsとcosΔφsに
比例する信号の切替時においてチャタリングが生じない
程度が好ましい。従来例及び実施例の説明では、大部分
アナログ回路として説明しているが受光器からの信号を
Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、その後デジタル
的に信号処理することも容易にできる。 【００２２】 【発明の効果】以上説明したように、本発明は、受光器
に到達する光量の最大値をモニタしその信号を前述の基
準信号に利用することによりΔφs＝４５°におけるsin
ΔφsとcosΔφsに比例する信号の値が基準電圧＋Ｖr及
び−Ｖrと大きく離れたりまた一致したりすることがな
いようにしたので切替え時信号に含まれるノイズ等によ
ってsinΔφsとcosΔφsに比例する信号の切替えにおい
てチャタリングが生じ、切替えによるノイズや可逆カウ
ンタがミスカウントすることやリニアライザの規模が大
きくなり直線化補正のためのメモリ容量の増加やリニア
リティ性能の劣化等を招くことがなくなる。
する光学路に右回り光と左回り光を通し、その光学路に
印加される軸心回りの角速度を、右回り光と左回り光と
の位相差により検出する光干渉角速度計に関し、特にダ
イナミックレンジを拡大する信号処理回路の改善に関す
る。 【０００２】 【従来の技術】従来の光干渉角速度計（以下「ＦＯＧ」
と称する）の構成を図５を参照して説明する。光源１１
からの光Ｉは、光カプラ１２、偏光子１３、光カプラ１
４を順次経て右回り光と左回り光に分岐され光学路１５
の両端から投入される。光学路１５を伝播する右回り、
左回り光両光は、光学路１５の片端と光カプラ１４との
間に配置した位相変調器１６により位相変調される。そ
の位相変調を受けた両光は、光カプラ１４で結合され干
渉し、再び偏光子１３を経て光カプラ１２により受光器
１７へ分岐され光電変換される。 【０００３】光学路１５は、例えば光ファイバを複数回
巻いたもので構成される。光学路１５にその周方向に角
速度Ωが印加されない状態においては、光学路１５中に
おける両光の位相差は、理想的には、ゼロであるが光学
路１５の円周回りに角速度Ωが印加されると、この角速
度Ωによっていわゆるサニャック(Sagnac)効果が生じ、
右回り光及び左回り光の両光間に位相差Δφs が生じ
る。この位相差Δφsは、次式で表される。 Δφs＝４π・Ｒ・Ｌ・Ω／（ｃλ） （１） ここでｃ：光速 λ：真空中の光の波長 Ｒ：光ファイバコイル１５の平均半径 Ｌ：光ファイバコイル１５の光ファイバの長さ 【０００４】ところで、受光器１７から出力される光電
変換信号Ｖpは、光に対する位相変調をＰ（ｔ）＝Ａsin
ωmｔ（Ａ：変調指数、ωm：位相変調の角周波数）とす
ると次式で表される。 Ｖp＝（Ｉ／２）Ｋop・Ｋpd・｛１ ＋cosΔφs [Σεn・（−１）n・Ｊ2n（Ｘ）・cos２ｎωmｔ'] −sinΔφs [２Σ（−１）n・Ｊ2n+1（Ｘ）・cos（２ｎ＋１）ωmｔ']｝ （２） ここでｎ＝１，２，３，・・・ Σはｎ＝１から無限大までの総和 εn＝１：ｎ＝１、εn＝２：ｎ＞１ ｔ'＝ｔ−τ／２（ｔ：時間） Ｋop：光源１１から出射光Ｉが光学路１５を経て受光器
１７に至るまでの光学的損失 Ｋpd：光電変換係数や増幅利得等で決まる定数 Ｉ：光源１１からの出射光の光量 Ｐo：受光器１７に到達する最大光量（Ｐo＝Ｋop・Ｉ） Ｊn：ｎ次の第１種ベッセル関数 Ｘ：２Ａsinπｆmτ（Ａ：変調指数） Δφs：光学路１５における右回り、光回り両光間の位
相差 ωm：位相変調の角周波数（ωm＝２πｆm） τ：光学路１５における光の伝搬時間 （２）式から明らかなように光電変換信号Ｖpには、sin
Δφsに比例する項と、cosΔφsに比例する項とが含ま
れている。従って干渉光の強度を測定することにより角
速度Ωを検出することができる。 【０００５】従来技術として位相差Δφsが±ｍπ（ｍ
＝０,１,２,・・・）に対し約±π／４の時は、sinΔφ
sに比例する成分を使用し、±（２ｍ＋１）・π／２
（ｍ＝０,１,２,・・・）に対し約±π／４の時は、cos
Δφsに比例する成分を使用することによってダイナミ
ックレンジを拡大する方法が提案されている（特公平３
−６１８８９号公報 参照）。受光器１７の出力Ｖ
pは、同期検波回路１９に入力され、そこで例えば位相
変調周波数の第３高調波成分がクロック回路１８からの
参照信号ｆ3＝３ｆmを受けて取り出される。同期検波回
路１９の出力はさらにローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２
によって交流成分が濾波され適切な利得に変換された
後、sinΔφsに比例する信号Ｖsinとして取り出され
る。Ｖsinは、次式で表される。 Ｖ3＝Ｖsin＝Ｉ・Ｋop・Ｋpd・Ｊ3（Ｘ）・ＫA3・sinΔφs ＝Ｋ3・sinΔφs （３） ここでＫA3：電気回路の利得、Ｋ3：比例定数 【０００６】一方cosφsに比例する成分は、例えば位相
変調周波数の第２高調波成分と第４高調波成分を組み合
わせて使用されている。まず、第２高調波成分は、クロ
ック回路１８からの参照信号ｆ2＝２ｆmを受けて同期検
波回路２０から取り出される。同期検波回路２０の出力
はローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３によって交流成分が
濾波され適切な利得に設定された後、cosΔφsに比例す
る信号Ｖ2として取り出される。Ｖ2は、次式で表され
る。 Ｖ2＝Ｉ・Ｋop・Ｋpd・Ｊ2（Ｘ）・ＫA2・cosΔφs ＝Ｋ2・cosΔφs （４） ここでＫA2：電気回路の利得、Ｋ2：比例定数同様にcos
Δφsに比例する第４高調波成分の同期検波後の出力Ｖ4
は、次式で表される。 Ｖ4＝Ｉ・Ｋop・Ｋpd・Ｊ4（Ｘ）・ＫA4・cosΔφs ＝Ｋ4・cosΔφs （５） ここでＫA4：電気回路の利得、Ｋ4：比例定数 【０００７】ところで出力Ｖ3,Ｖ2,Ｖ4における入力感
度Ｋ3,Ｋ2,Ｋ4はベッセル関数のＸの値に左右されるた
め、従来（特公平３−５２００３号公報、特開平５−３
１２５８１号公報 参照）においては、ベッセル関数の
Ｊ2（Ｘ）とＪ4（Ｘ）とが交わる位置でＪ3（Ｘ）が最
大値となり、その位置（Ｘ≒４.２）で位相変調を動作
させＪ2（Ｘ）とＪ4（Ｘ）とが実質的に等しくなる、す
なわち受光器１７の出力中の第２高調波成分と第４高調
波成分とが実質的に等しくなるように位相変調器１６の
駆動状態を制御する自動制御ループを設けている。（図
６のベッセル関数グラフ参照） 位相変調の動作点であるＸ≒４.２の位置は、図６から
分かるようにＸの変動に対してcosΔφs成分であるＶ2
とＶ4は、影響を受けやすい。そこで従来、これらの信
号がＸ≒４.２の近辺で安定度を増すため、Ｖ4の値をＫ
m （Ｋm≒２.０４）倍したＶ4'（＝Ｋm・Ｖ4）とＶ2を
加算器２６で加算していた（図５参照）。この加算値
は、cosΔφs成分として利用され下式で示される。 Ｖcos＝Ｖ2＋Ｋm・Ｖ4 ＝Ｋcos・cosΔφs （６） ここでＫcos：比例定数 上記sinΔφsとcosΔφs成分 は、次段のダイナミック
レンジ拡大回路２７に入力される。 【０００８】図７にダイナミックレンジ拡大回路２７の
構成を示す。端子５９にはsinΔφs成分Ｖsinが入力さ
れ、端子６０には cosΔφs成分Ｖc os（図８において
は−cosΔφs成分が示されている）が入力される。Ｖ
sinとＶcosの信号は、スイッチ６１において可逆カウン
タ７０からのＤ出力によって切り替えられる。スイッチ
６１の出力は、可逆カウンタ７０の２1 に重み付けされ
た端子の出力Ｅによってスイッチ６２を切り替えること
により反転増幅器６３により極性反転された後、リニア
ライザ６４を通してジャイロ出力端子６５に出力され
る。 【０００９】スイッチ６２の出力は、比較器６６、６７
の非反転入力側、反転入力側へ供給されそれぞれ予め設
定された基準電圧＋Ｖr 、−Ｖrと比較される。比較器
６６、６７の出力は、それぞれ可逆カウンタ７０のアッ
プカウント端子ＵＰ、ダウンカウント端子ＤＯＷＮへ供
給されそれぞれアップカウント、ダウンカウントされ
る。可逆カウンタ７０の出力端子Ｄ（２0）の出力は、
スイッチ６１に切替制御信号として供給され、出力端子
Ｅ（２1）の出力は、スイッチ６２の切替制御信号とし
て供給される。スイッチ６１、６２は、それぞれ初期状
態（切替制御信号Ｄ,Ｅが論理“０”）で端子ＮＣ側に
切り替えられ、切替制御信号Ｄ,Ｅが論理“１”でそれ
ぞれ端子ＮＯ側に切り替えられる。可逆カウンタ７０の
計数値は、端子７１から取り出すことができる。 【００１０】端子５９の出力は、先にも述べたようにsi
nΔφsに比例し、図８Ａの曲線７２に示すように右回り
光と左回り光との位相差Δφsに対しsinΔφsで変化す
る。端子６０の出力は、曲線７３に示すように位相差Δ
φsに対しcosΔφsで変化したものとなる。位相差 Δφ
sが０±π／４の範囲であれば、スイッチ６１、６２
は、図７に示したスイッチの状態にあって端子５９より
のsinΔφsに比例した出力がリニアライザ６４によって
直線補正された後、ジャイロ出力端子６５に出力され
る。 【００１１】比較器６６においてその入力、つまりスイ
ッチ６２の出力が基準電圧Ｖrを越えると図８Ｂに示す
ようにパルスが発生する。このパルスは、可逆カウンタ
７０によって加算カウントされる。一方スイッチ６２の
出力が−Ｖrより負方向に大きくなると比較器６７より
図８Ｃに示すようにパルスが発生し、これは、可逆カウ
ンタ７０で減算カウントされる。可逆カウンタ７０のＤ
（２0）出力は、図８Ｄに示すように変化し、Ｅ（２1）
出力は、図８Ｅに示すように変化する。可逆カウンタ７
０のＤ（２0）出力が高レベル（論理“１”）の時、ス
イッチ６１が切り替えられ、端子６０の信号、すなわち
cosΔφsに比例した出力が直線補正されジャイロ出力端
子６５に出力される。逆にスイッチ６２の出力が基準電
圧−Ｖ rより負方向に大きくなると比較器６７よりパル
スが得られ、可逆カウンタ７０が減算カウントされて、
それによりＤ（２0）の出力が高レベルとなり、スイッ
チ６１が作動して先の場合と同様に端子６０の信号、す
なわちcosΔφsに比例した出力が直線補正された後、ジ
ャイロ出力端子６５に出力される。 【００１２】以上の状態から更に位相差Δφsが絶対量
として増加し、cosΔφsに比例した出力が基準電圧＋Ｖ
r又は−Ｖrよりも絶対値で大きくなると比較器６６、６
７よりパルスが得られて可逆カウンタ７０が加算あるい
は減算しスイッチ６１が復帰して端子５９の信号、すな
わちsinΔφsに比例した出力が直線性補正後、ジャイロ
出力端子６５に得られるようになる。これと共にsinΔ
φsとcosΔφsに比例する出力が位相差Δφsに対し正の
特性となるように可逆カウンタ７０のＥ（２1）出力に
よって信号極性反転指令（切替制御信号）が出力され
て、スイッチ６２が切り替えられる。 【００１３】上述において基準電圧＋Ｖr 、−Ｖrを位
相差Δφsが、π／４におけるsinΔφsとcosΔφsに比
例するスイッチ６２の出力電圧より僅かに大きい又は小
さい値に設定（図８の実施例では僅かに大きい値に設定
してある）しておくと、図８Ｇに示すような鋸歯状波の
特性として得られsinΔφsとcosΔφsに比例する信号の
切り替えにヒステリシスを持たせることができる。sin
ΔφsとcosΔφsに比例する信号の切替えにヒステリシ
スを持たせることでノイズ等による切替え時のチャタリ
ングを防止することができ安定に動作させることができ
る。このようにして位相差Δφsが±ｍπ（ｍ＝０,１,
２,・・・）に対し約±π／４の時は、sinΔφsに比例
する成分がジャイロ出力として取り出され±（２ｍ＋
１）・π／２（ｍ＝０,１,２,・・・）に対し約±π／
４の時は、cosΔφsに比例する成分がジャイロ出力とし
て取り出され、広範囲に渡って直線性の良いジャイロ出
力が得られる。この出力より入力角速度Ωは、次式で求
めることができる。 Ω＝｛ｃλ／（４πＲＬ）｝・（ｍπ／２＋Ｋs・Ｖo） （７） ｍ＝０,±１,±２,・・・ Ｋsは比例定数（rad／Volts）、Ｖoはジャイロ出力端子
６５の電圧、ｍは可逆カウンタ７０における加算パルス
の総数と減算パルスの総数の差、つまり可逆カウンタ７
０の計数値であって、これは端子７１から取り出され
る。 【００１４】次に可逆カウンタの加算カウント、減算カ
ウントを説明する。加算カウントを図８のｔ1,ｔ2,ｔ3,
ｔ4により説明する。ｔ1：可逆カウンタ７０のＤ
（２0）,Ｅ（２1）,Ｆ（２2）,・は“０”,“０”,
“１”,・を出力しているものとすると、スイッチ６
１、６２はＮＣ側に切り替えられＶsin（図８Ａ）が
出力される。ｔ2：Ｖsin＞＋Ｖr となり比較器６６はパ
ルスを出力する。可逆カウンタ７０は加算カウントする
ことにより、Ｄ（２0）,Ｅ（２1）,Ｆ（２2）,・は
“１”,“０”,“１”,・となる。Ｄ出力“１”により
スイッチ６１をＮＯ側に切替え、スイッチ６２の出力は
Ｖcos（図８Ａ）となる。ｔ3：Ｖcos＞＋Ｖr となり
比較器６６はパルスを出力する。可逆カウンタ７０は加
算カウントすることにより、Ｄ,Ｅ,Ｆ,・は“０”,
“１”,“１”,・となる。スイッチ６１はＮＣ側に切り
替えられ、Ｅ出力“１”によりスイッチ６２をＮＯ側に
切替え、スイッチ６１の出力はＶsin（図８Ａ）とな
り、スイッチ６２の出力はＶsinを反転増幅器６３で反
転させたＶsin（図８Ｇ'）となる。ｔ4：反転Ｖsin＞
＋Ｖrとなり比較器６６はパルスを出力する。可逆カウ
ンタ７０は加算カウントすることにより、Ｄ,Ｅ,Ｆ,・
は“１”,“１”,“１”,・となる。スイッチ６１はＮ
Ｏ側に切り替えられＶcosを出力し、スイッチ６２の出
力は反転させたＶcos（図８Ｇ'）となる。以後、基準
値と比較して加算カウントを行う。減算カウントを図８
のｔ9,ｔ8,ｔ7,ｔ6により説明する。ｔ9：可逆カウンタ
７０の出力Ｄ（２0）,Ｅ（２1）,Ｆ（２2）,・は
“１”,“１”,“０”,・とするとスイッチ６１、スイ
ッチ６２はＮＯ側に切り替えられており、反転したＶ
cosが出力される。ｔ8：反転Ｖcos＞−Ｖrとなり比較器
６７はパルスを出力して可逆カウンタ７０を減算カウン
トすることにより、Ｄ,Ｅ,Ｆ,・は“０”,“１”,
“０”,・となりスイッチ６１をＮＣ側に切り替える。
以後、Ｄ,Ｅ,Ｆ,・はｔ7において“１”,“０”,
“０”,・、ｔ6において“０”,“０”,“０”となる。
ｔ5 〜ｔ6は可逆カウンタのリセット状態、すなわちＤ,
Ｅ,Ｆ,・が“０”の状態を示す。 【００１５】 【発明が解決しようとする課題】以上述べた方法は、si
nΔφsとcosΔφsに比例する信号の切替えのスレシュホ
ールドレベルとしている基準電圧＋Ｖr及び−Ｖrは、Δ
φs＝４５°（π／４）に対応する出力に基づいて設定
された固定の基準電圧等を使用していた。一方sinΔφs
とcosΔφsに比例する信号Ｖsin、Ｖcosは、出射光量
Ｉ、光学損失Ｋop（（３）〜（６）式参照）の温度変動
によって大きく変動（−２０℃〜＋７０℃の温度変化で
３０％以上）する。そのためsinΔφsとcosΔφsに比例
する信号が基準電圧＋Ｖr及び−Ｖrと一致したりまた大
きく離れたりする。 【００１６】sinΔφsとcosΔφsに比例する信号が基準
電圧＋Ｖr及び−Ｖrと一致するケース（基準電圧＋Ｖr
及び−Ｖrを位相差Δφsがπ／４におけるsinΔφsとco
sΔφ sに比例する電圧より僅かに大きい又は小さい値に
初期設定されているが温度変動により一致するケース）
では、切替え時信号に含まれるノイズ等によってsinΔ
φsとcosΔφsに比例する信号の切替えにおいてチャタ
リングが生じ、切替えによるノイズや可逆カウンタがミ
スカウントするケースが発生する。sinΔφsとcosΔφs
に比例する信号が基準電圧＋Ｖr及び−Ｖrと大きく離れ
るケースでは、リニアライザ６４における直線化補正の
範囲を広げる必要があるためリニアライザの規模が大き
くなり直線化補正を行う際のＣＰＵによる演算に必要な
メモリ容量の増加やリニアリティ性能の劣化等を招く。 【００１７】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、受光器に到達する光量の最大値をモニタ
しその信号を前述の基準信号に利用することにより受光
器に到達する光量が温度により大きく変化してもΔφs
＝４５°におけるsinΔφsとcosΔφsに比例する信号の
値が基準電圧＋Ｖr及び−Ｖrと大きく離れたりまた一致
したりすることがないようにしたので切替え信号に含ま
れるノイズ等によってsinΔφsとcosΔφsに比例する信
号の切替えにおいてチャタリングが生じ、切替えによる
ノイズや可逆カウンタがミスカウントすることやリニア
ライザの規模が大きくなり直線化補正のためのメモリ容
量の増加やリニアリティ性能の劣化等を招くことがなく
なる。 【００１８】 【発明の実施の形態】次に本発明の一実施例を図１を参
照して説明する。この実施例は、受光器１７に到達する
最大光量を検出してこの最大光量に比例して基準信号±
Ｖrを設定する干渉光振幅モニタ回路３０を備える。Ｆ
ＯＧの干渉特性は、図２に示すように光ファイバコイル
の両光間の位相差に対してＩo＝Ｐo（１＋cosΔφs）／
２で表せる。ここでＰoは最大光量を示す。今図（ｂ）
のような光に対する位相変調信号Ｐ（ｔ）が印加される
と干渉光Ｉ oは、図（ｃ）に示すように現れる。図３は
図２で示した干渉光のＴ周期間（位相変調の１周期に相
当）の波形を描写したものでＦＯＧが静止状態（Δφs
＝０）、Δφs＝±３０°相当の入力角速度Ωを印加し
た条件での干渉光出力を示した図である。この図によれ
ば干渉光信号の最大値と最小値を読み取ってその差を求
めれば受光器に到達する光量の最大値Ｐoを知ることが
できる。その読み取りの方法としては、受光器からの干
渉光信号の最大値と最小値をサンプルホールド回路等で
それぞれ取り込んでその差動出力を取り出すことで受光
器に到達する最大光量の値をモニタでき、また受光器か
らの出力をＡ／Ｄ変換してデジタル的に最大値と最小値
を求めその差を求めることで受光器に到達する最大光量
の値をモニタすることができる。 【００１９】図４はこの干渉光の光電変換信号をエンコ
ードパルスのタイミングでＡ／Ｄ変換している様子を示
したものでＡ／Ｄ変換データの最大値と最小値は、例え
ばＴ周期毎にラッチされその差が求められる。この方式
は、図２〜図４に示したように受光器の暗電流、バイア
ス等の影響（光量ゼロの対するオフセット）を除くため
に干渉光の振幅がＩoのゼロからＰoまで出力されている
ことが条件となる。もしＩoの振幅がＰoより小さいと位
相変調のレベル変動や入力角速度の印加等の変動で干渉
光の振幅が変動し基準信号として用いることは適切でな
くなる。本発明が有効に作用する位相変調の動作範囲
は、図２に示した位相変調信号Ｐ（ｔ）の振幅が干渉計
の位相差Δφsにおける±π以上の大きさを有する範囲
であることが必要条件となる。 【００２０】オープンループ信号処理方式においてもっ
とも良い位相変調の動作点の一つであるＸ≒４.２のポ
イント（図２〜図４に示した干渉光は、前述したＸの値
が約４.２をイメージした図）は、Ｘの値がπ以上であ
り本発明による基準信号として適用できる。このように
Ｐoの値を電圧又はデジタル量に変換した値を基準信号
として使うことによりＶsin及びＶcosに共通に含まれる
光量Ｐoが温度等により変化してもΔφs＝４５°におけ
るsinΔφsとcosΔφsに比例する信号の変動率と基準の
変動率は、同じとなりΔφs＝４５°におけるsinΔφs
とcosΔφsに比例する信号の値が基準電源＋Ｖr及び−
Ｖrと大きく離れたりまた一致したりすることがなくな
る。 【００２１】図１は、受光器によって光電変換された干
渉光信号を干渉光振幅モニタ回路３０に供給しそこで干
渉光信号の振幅を生成し端子３１に基準信号を出力す
る。すなわち、最大光量の増加（あるいは減少）に対し
て基準信号を増加（あるいは減少）させる。尚、基準値
の設定は、信号のノイズによってsinΔφsとcosΔφsに
比例する信号の切替時においてチャタリングが生じない
程度が好ましい。従来例及び実施例の説明では、大部分
アナログ回路として説明しているが受光器からの信号を
Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換し、その後デジタル
的に信号処理することも容易にできる。 【００２２】 【発明の効果】以上説明したように、本発明は、受光器
に到達する光量の最大値をモニタしその信号を前述の基
準信号に利用することによりΔφs＝４５°におけるsin
ΔφsとcosΔφsに比例する信号の値が基準電圧＋Ｖr及
び−Ｖrと大きく離れたりまた一致したりすることがな
いようにしたので切替え時信号に含まれるノイズ等によ
ってsinΔφsとcosΔφsに比例する信号の切替えにおい
てチャタリングが生じ、切替えによるノイズや可逆カウ
ンタがミスカウントすることやリニアライザの規模が大
きくなり直線化補正のためのメモリ容量の増加やリニア
リティ性能の劣化等を招くことがなくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の光干渉角速度計の実施例を示す構成
図。 【図２】図１に記載の光干渉角速度計の動作を説明する
ための図。 【図３】位相差Δφs＝０，±３０°の位相角（ωmｔ）
に対する干渉光強度信号の特性を示す図。 【図４】Ａ／Ｄ変換器の動作を説明するための図。 【図５】従来の光干渉角速度計の構成図。 【図６】従来の光干渉角速度計の動作を安定化するため
の手法を説明するための図。 【図７】従来の光干渉角速度計に用いられるダイナミッ
クレンジ拡大回路の構成図。 【図８】図７に記載のダイナミックレンジ拡大回路の動
作を説明するための図。 【符号の説明】 １１ 光源 １２ 光カプラ １３ 偏光子 １４ 光カプラ １５ 光学路 １６ 位相変調器 １７ 受光器 １８ クロック回路 １９、２０、２１ 同期検波回路 ２２、２３、２４ ＬＰＦ ２５ 乗算器 ２６ 加算器 ２７ ダイナミックレンジ拡大回路 ２９ 位相変調器駆動回路 ３０ 干渉光振幅モニタ回路 ６１、６２ スイッチ ６３ 反転増幅器 ６４ リニアライザ ６６、６７ 比較器 ６８、６９ 基準電圧 ７０ 可逆カウンタ
図。 【図２】図１に記載の光干渉角速度計の動作を説明する
ための図。 【図３】位相差Δφs＝０，±３０°の位相角（ωmｔ）
に対する干渉光強度信号の特性を示す図。 【図４】Ａ／Ｄ変換器の動作を説明するための図。 【図５】従来の光干渉角速度計の構成図。 【図６】従来の光干渉角速度計の動作を安定化するため
の手法を説明するための図。 【図７】従来の光干渉角速度計に用いられるダイナミッ
クレンジ拡大回路の構成図。 【図８】図７に記載のダイナミックレンジ拡大回路の動
作を説明するための図。 【符号の説明】 １１ 光源 １２ 光カプラ １３ 偏光子 １４ 光カプラ １５ 光学路 １６ 位相変調器 １７ 受光器 １８ クロック回路 １９、２０、２１ 同期検波回路 ２２、２３、２４ ＬＰＦ ２５ 乗算器 ２６ 加算器 ２７ ダイナミックレンジ拡大回路 ２９ 位相変調器駆動回路 ３０ 干渉光振幅モニタ回路 ６１、６２ スイッチ ６３ 反転増幅器 ６４ リニアライザ ６６、６７ 比較器 ６８、６９ 基準電圧 ７０ 可逆カウンタ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】光源と、光ファイバコイルと、光ファイバ
コイルに光源からの光を右回り光と左回り光に分岐しか
つその後光ファイバコイルを伝播して戻ってきた右回
り、左回り両光を結合する光カプラと、光ファイバコイ
ルの片端と光カプラの間に配置された右回り、左回り両
光に位相変調を与える位相変調器と、光カプラで結合さ
れた干渉光を光電変換する受光器と、その受光器からの
出力の内、右回り光、左回り光の位相差のsin成分を取
り出す第１信号検出手段と、右回り光、左回り光の位相
差のcos成分を取り出す第２信号検出手段と、第１信号
検出手段又は第２信号検出手段からの信号と基準信号と
を比較する比較回路と、比較回路からの信号により上記
位相差がｍπ（ｍ＝０、±１、±２，・・・）に対し約
±π／４の範囲であるとき第１信号検出手段からの出力
を送出し、（２ｍ＋１）・π／２に対し約±π／４の範
囲であるとき第２信号検出手段からの出力を送出する信
号切替手段とを備えたダイナミックレンジの拡大を図っ
た光干渉角速度計において、 受光器からの光電変換信号を入力して受光器に到達する
最大光量をモニタし、この最大光量に基づき上記基準信
号を設定する干渉光振幅モニタ回路を有することを特徴
とする光干渉角速度計。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2001214658A JP2003028651A (ja) | 2001-07-16 | 2001-07-16 | 光干渉角速度計 |
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Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010230673A (ja) * | 2009-03-27 | 2010-10-14 | Honeywell Internatl Inc | 光ファイバ・ジャイロスコープにおける変調歪みによる回転検知エラーを抑制するための最適変調振幅の判定方法 |
-
2001
- 2001-07-16 JP JP2001214658A patent/JP2003028651A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010230673A (ja) * | 2009-03-27 | 2010-10-14 | Honeywell Internatl Inc | 光ファイバ・ジャイロスコープにおける変調歪みによる回転検知エラーを抑制するための最適変調振幅の判定方法 |
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| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
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