JPH0749963B2 - 光干渉角速度計 - Google Patents
光干渉角速度計Info
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- JPH0749963B2 JPH0749963B2 JP2406826A JP40682690A JPH0749963B2 JP H0749963 B2 JPH0749963 B2 JP H0749963B2 JP 2406826 A JP2406826 A JP 2406826A JP 40682690 A JP40682690 A JP 40682690A JP H0749963 B2 JPH0749963 B2 JP H0749963B2
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
- G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
- G01C19/58—Turn-sensitive devices without moving masses
- G01C19/64—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams
- G01C19/72—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams with counter-rotating light beams in a passive ring, e.g. fibre laser gyrometers
- G01C19/726—Phase nulling gyrometers, i.e. compensating the Sagnac phase shift in a closed loop system
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はループ状光伝送路に右
回り光と左回り光とを伝搬させ、その光伝送路に入力さ
れる角速度に応じて発生する両光の位相差を打ち消すよ
うなステップのランプ位相を与えるランプ信号と、両光
に＋π／２ラジアンと−π／２ラジンとの位相差を交互
に与えるバイアシング信号を作成し、そのランプ信号の
ステップの大きさ、またはランプ信号の周波数から入力
角速度を求めるデジタルフェイズランプ方式光干渉角速
度計に関する。
回り光と左回り光とを伝搬させ、その光伝送路に入力さ
れる角速度に応じて発生する両光の位相差を打ち消すよ
うなステップのランプ位相を与えるランプ信号と、両光
に＋π／２ラジアンと−π／２ラジンとの位相差を交互
に与えるバイアシング信号を作成し、そのランプ信号の
ステップの大きさ、またはランプ信号の周波数から入力
角速度を求めるデジタルフェイズランプ方式光干渉角速
度計に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５に従来のデジタルフェイズランプ方
式光干渉角速度計を簡略に示す。レーザなどの光源１１
からの光はビームスプリッタ１２で２分され、その２つ
の光は、例えば偏波面保存光ファイバのコイルよりなる
ループ状光伝送路１３にその両端から右回り光１４と左
回り光１５として入射される。光伝送路１３を伝搬し、
その光伝送路１３よりでた右回り光と左回り光とはビー
ムスプリッタ１２で再結合して干渉する。その干渉光は
光電変換器１６でその強度に応じた電気信号に変換さ
れ、その電気信号は交流増幅器１７により増幅される。
ビームスプリッタ１２と光伝送路１３の一端との間に光
位相変調器１８が挿入される。矩形波変調信号（デジタ
ルバイアシング信号）発生器１９から、右回り光１４と
左回り光１５とが干渉したときの両光の位相差が、光源
１１からの光が光伝送路１３を伝搬するのに要する時間
τごとに交互に＋π／２ラジアン、−π／２ラジアンと
成るべくデジタルバイアシング信号を発生する。このデ
ジタルバイアシング信号をＤ／Ａ変換器２１でアナログ
信号に変換して光位相変調器１８へ印加する。この光の
位相シフトと同期してτごとに増幅器１７の出力が同期
検波器２２で同期検波される。
式光干渉角速度計を簡略に示す。レーザなどの光源１１
からの光はビームスプリッタ１２で２分され、その２つ
の光は、例えば偏波面保存光ファイバのコイルよりなる
ループ状光伝送路１３にその両端から右回り光１４と左
回り光１５として入射される。光伝送路１３を伝搬し、
その光伝送路１３よりでた右回り光と左回り光とはビー
ムスプリッタ１２で再結合して干渉する。その干渉光は
光電変換器１６でその強度に応じた電気信号に変換さ
れ、その電気信号は交流増幅器１７により増幅される。
ビームスプリッタ１２と光伝送路１３の一端との間に光
位相変調器１８が挿入される。矩形波変調信号（デジタ
ルバイアシング信号）発生器１９から、右回り光１４と
左回り光１５とが干渉したときの両光の位相差が、光源
１１からの光が光伝送路１３を伝搬するのに要する時間
τごとに交互に＋π／２ラジアン、−π／２ラジアンと
成るべくデジタルバイアシング信号を発生する。このデ
ジタルバイアシング信号をＤ／Ａ変換器２１でアナログ
信号に変換して光位相変調器１８へ印加する。この光の
位相シフトと同期してτごとに増幅器１７の出力が同期
検波器２２で同期検波される。
【０００３】右回り光と左回り光が干渉したときの両光
の位相差Ｐと、増幅器１７の出力レベルＩとの関係は図
６の曲線２３に示すようになる。光伝送路１３にその軸
心回りの角速度が入力されていない状態では、光位相変
調器１８による変調により、右回り光と左回り光との位
相差Ｐは図６の曲線２４に示すように零位相を中心に
正、負に同量ずつ時間τごとに変化し、増幅器１７の出
力レベルは線２５のように一定となり、同期検波器２２
の出力は零になる。
の位相差Ｐと、増幅器１７の出力レベルＩとの関係は図
６の曲線２３に示すようになる。光伝送路１３にその軸
心回りの角速度が入力されていない状態では、光位相変
調器１８による変調により、右回り光と左回り光との位
相差Ｐは図６の曲線２４に示すように零位相を中心に
正、負に同量ずつ時間τごとに変化し、増幅器１７の出
力レベルは線２５のように一定となり、同期検波器２２
の出力は零になる。
【０００４】しかし、光伝送路１３にその軸心回りの角
速度が入力されると、サニャック効果によりその入力角
速度の方向と大きさとに応じて、右回り光と左回り光と
の間に位相差φｒが生じる。この位相差φｒの影響によ
り右回り光と左回り光との位相差は、図６の曲線２６に
示すように零位相からφｒだけずれた位相を中心に正、
負に同量ずつ時間τごとに変化する。従ってそのときの
増幅器１７の出力レベルは曲線２７に示すように時間τ
ごとのレベル差と、デジタルバイアシング信号発生器１
９のデューティ５０％のデジタルバイアシング信号に対
する位相（正相か逆相か）とが現れる。
速度が入力されると、サニャック効果によりその入力角
速度の方向と大きさとに応じて、右回り光と左回り光と
の間に位相差φｒが生じる。この位相差φｒの影響によ
り右回り光と左回り光との位相差は、図６の曲線２６に
示すように零位相からφｒだけずれた位相を中心に正、
負に同量ずつ時間τごとに変化する。従ってそのときの
増幅器１７の出力レベルは曲線２７に示すように時間τ
ごとのレベル差と、デジタルバイアシング信号発生器１
９のデューティ５０％のデジタルバイアシング信号に対
する位相（正相か逆相か）とが現れる。
【０００５】増幅器１７の出力の同期検波器２２の出力
レベルと極性とが入力角速度の大きさと方向とに対応し
たものとなる。その同期検波出力をもとに同期検波器２
２の出力が零になるような負帰還信号（ステップ値信
号）をステップ値発生器２８で発生させる。ステップ値
発生器２８は同期検波器２２の出力が供給されるＰＩＤ
（比例、積分、微分）フィルタなどのアナログ演算器２
９と、その出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
３１とからなる。安定状態において、このステップ値信
号（φｓ）は、サニャック効果により右回り光と左回り
光との間に生じる位相差φｒを相殺しうる大きさと極性
を持つため、このステップ値とその極性とから入力角速
度の大きさと方向とを知ることができる。
レベルと極性とが入力角速度の大きさと方向とに対応し
たものとなる。その同期検波出力をもとに同期検波器２
２の出力が零になるような負帰還信号（ステップ値信
号）をステップ値発生器２８で発生させる。ステップ値
発生器２８は同期検波器２２の出力が供給されるＰＩＤ
（比例、積分、微分）フィルタなどのアナログ演算器２
９と、その出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
３１とからなる。安定状態において、このステップ値信
号（φｓ）は、サニャック効果により右回り光と左回り
光との間に生じる位相差φｒを相殺しうる大きさと極性
を持つため、このステップ値とその極性とから入力角速
度の大きさと方向とを知ることができる。
【０００６】図７Ａに示すようなステップ値と図７Ｂに
示すデジタルバイアシング信号とが加算器３２で加算さ
れ、その加算されたものが累積加算器３３で加算され、
その累積加算結果は図７Ｃの実線に示すような値とな
る。この累積加算器３３の出力がデジタル／アナログ変
換器２１でアナログ値に変換し、そのアナログ値出力が
光位相変調器１８に変調信号として印加される。
示すデジタルバイアシング信号とが加算器３２で加算さ
れ、その加算されたものが累積加算器３３で加算され、
その累積加算結果は図７Ｃの実線に示すような値とな
る。この累積加算器３３の出力がデジタル／アナログ変
換器２１でアナログ値に変換し、そのアナログ値出力が
光位相変調器１８に変調信号として印加される。
【０００７】この時ビームスプリッタ１２に戻った右回
り光が図７Ｃの実線で示される位相変位を受けている
時、左回り光は図７Ｃの波線で示される位相変位を受け
たものとなる。これら両光間の位相差φは図７Ｄに示す
ようにステップ値信号とバイアシング信号とを足し合わ
せたものとなる。従って同期検波器２２の出力が零とな
るようにステップ値φｓを制御すると、このφｓは入力
角速度で生じ。サニャック位相差φｒと等しくなる。
り光が図７Ｃの実線で示される位相変位を受けている
時、左回り光は図７Ｃの波線で示される位相変位を受け
たものとなる。これら両光間の位相差φは図７Ｄに示す
ようにステップ値信号とバイアシング信号とを足し合わ
せたものとなる。従って同期検波器２２の出力が零とな
るようにステップ値φｓを制御すると、このφｓは入力
角速度で生じ。サニャック位相差φｒと等しくなる。
【０００８】φｒ＝４πＲＬΩ／（λＣ） (1) ここでＲ：光伝送路１３の半径、Ｌ：光伝送路（光ファ
イバ）１３の長さ、λ：光源１１の波長、Ｃ：真空中の
光速、Ω：入力角速度。従って Ω＝φｒ・λＣ／（４πＲＬ）＝φs ・λＣ／（４πＲＬ） (2) となり、光位相変調器１８の電気信号と位相シフト量と
の関係から、ステップ値φs を求め、これを（２）式に
代入して入力角速度Ωを求めることができる。また累積
加算器３３の出力の傾きの単位時間平均はステップ値φ
s であり、これはサニャック位相差φr と等しいから、
累積加算器３３の出力の周波数ｆを計数しても同様に入
力角速度Ωを求めることができる。
イバ）１３の長さ、λ：光源１１の波長、Ｃ：真空中の
光速、Ω：入力角速度。従って Ω＝φｒ・λＣ／（４πＲＬ）＝φs ・λＣ／（４πＲＬ） (2) となり、光位相変調器１８の電気信号と位相シフト量と
の関係から、ステップ値φs を求め、これを（２）式に
代入して入力角速度Ωを求めることができる。また累積
加算器３３の出力の傾きの単位時間平均はステップ値φ
s であり、これはサニャック位相差φr と等しいから、
累積加算器３３の出力の周波数ｆを計数しても同様に入
力角速度Ωを求めることができる。
【０００９】この累積加算器３３は、その累積加算結果
の絶対値があらかじめ決めた２ｍπラジアン（ｍ＝１、
２、３…）に対応するしきち値を越える場合はオーバー
フロー値をその累積加算結果として出力する。従って、
オーバーフローするまでの累積加算の回数をｐとする
と、 ｐφs ＝２ｍπ、ｐτ＝Ｔ という関係があるから、 φs ＝２ｍπ／ｐ、ｐ＝Ｔ／τ 従って、φs ＝２ｍπτ／Ｔ＝２ｍπτｆ (3) とな
る。この（３）式を（２）式に代入すると、 Ω＝λＣ・ｍτｆ／２ＲＬ (4) となる。τ＝ｎＬ／Ｃ（ｎ：光伝送路（光ファイバ）１
３の屈折率）であるからこれを（４）式に代入すると、 Ω＝λｎ・ｍｆ／２Ｒ (5) となり、累積加算器３３のオーバーフローの周波数ｆを
計測すれば入力角速度Ωを求めることができる。
の絶対値があらかじめ決めた２ｍπラジアン（ｍ＝１、
２、３…）に対応するしきち値を越える場合はオーバー
フロー値をその累積加算結果として出力する。従って、
オーバーフローするまでの累積加算の回数をｐとする
と、 ｐφs ＝２ｍπ、ｐτ＝Ｔ という関係があるから、 φs ＝２ｍπ／ｐ、ｐ＝Ｔ／τ 従って、φs ＝２ｍπτ／Ｔ＝２ｍπτｆ (3) とな
る。この（３）式を（２）式に代入すると、 Ω＝λＣ・ｍτｆ／２ＲＬ (4) となる。τ＝ｎＬ／Ｃ（ｎ：光伝送路（光ファイバ）１
３の屈折率）であるからこれを（４）式に代入すると、 Ω＝λｎ・ｍｆ／２Ｒ (5) となり、累積加算器３３のオーバーフローの周波数ｆを
計測すれば入力角速度Ωを求めることができる。
【００１０】入力角速度が±π／２ラジアン以上の位相
シフトφｒを引き起こすほど大きくなければ（｜φｓ｜
＜π／２）、図８Ａに示すようにオーバーフローが起こ
るのは、ステップ値が正の値をもち、かつバイアシング
信号が＋π／２ラジアンのとき、または図８Ｂに示すよ
うにステップ値が負の値をもちかつバイアシング信号が
−π／２ラジアンのいずれかであり、そのときの右回り
光と左回り光との間の位相差は±（２ｍπ−π／２）＋
φｓとなる。安定状態において、φｓの項はサニャック
位相シフト量φｒとの間で相殺されるため、光電変換器
１６で観測される干渉光強度は、両光間の位相差が±
（２ｍπ−π／２）ラジアン（図７のＣ、Ｄ 図はｍ＝
１の場合）での強度となる（Ａ、Ｂはオーバーフローが
ないときの観測点）。すなわち、安定状態ではオーバー
フローがあるなしにかかわらず、光電変換器１６で観測
される干渉光強度は一定となる。
シフトφｒを引き起こすほど大きくなければ（｜φｓ｜
＜π／２）、図８Ａに示すようにオーバーフローが起こ
るのは、ステップ値が正の値をもち、かつバイアシング
信号が＋π／２ラジアンのとき、または図８Ｂに示すよ
うにステップ値が負の値をもちかつバイアシング信号が
−π／２ラジアンのいずれかであり、そのときの右回り
光と左回り光との間の位相差は±（２ｍπ−π／２）＋
φｓとなる。安定状態において、φｓの項はサニャック
位相シフト量φｒとの間で相殺されるため、光電変換器
１６で観測される干渉光強度は、両光間の位相差が±
（２ｍπ−π／２）ラジアン（図７のＣ、Ｄ 図はｍ＝
１の場合）での強度となる（Ａ、Ｂはオーバーフローが
ないときの観測点）。すなわち、安定状態ではオーバー
フローがあるなしにかかわらず、光電変換器１６で観測
される干渉光強度は一定となる。
【００１１】前述したように累積加算器３３のしきい値
は、光位相変調器１８での位相シフト量が２ｍπラジア
ンである値に対応するように初期設定されているが、光
位相変調器１８の変換利得は温度等の外因により変化す
る。累積加算器３３のしきい値が、光位相変調器１８で
の位相シフト量が２ｍπラジアンである値からずれると
いうことは、すなわちｍの値が変わることであるから例
えば（５）式からわかるように、正確な入力角速度Ωが
測定できなくなる。
は、光位相変調器１８での位相シフト量が２ｍπラジア
ンである値に対応するように初期設定されているが、光
位相変調器１８の変換利得は温度等の外因により変化す
る。累積加算器３３のしきい値が、光位相変調器１８で
の位相シフト量が２ｍπラジアンである値からずれると
いうことは、すなわちｍの値が変わることであるから例
えば（５）式からわかるように、正確な入力角速度Ωが
測定できなくなる。
【００１２】光位相変調器１８の変換利得が初期設定時
よりも小さくなった場合、オーバーフロー時の両光間の
位相差は、サニャック位相シフト量φｒとの間で相殺さ
れるφｓの項を差し引くと±（２ｍπ−π／２）ラジア
ンよりも小さくなり、例えば図９のＡ点（又はＢ点）か
らオーバーフローしてＣ点（又はＤ点）に移るべき所
を、光電変換器１６で観測される干渉光強度は、Ｅ点
（又はＦ点）での強度となり、Ａ点（又はＢ点）での干
渉光強度よりも小さくなる。
よりも小さくなった場合、オーバーフロー時の両光間の
位相差は、サニャック位相シフト量φｒとの間で相殺さ
れるφｓの項を差し引くと±（２ｍπ−π／２）ラジア
ンよりも小さくなり、例えば図９のＡ点（又はＢ点）か
らオーバーフローしてＣ点（又はＤ点）に移るべき所
を、光電変換器１６で観測される干渉光強度は、Ｅ点
（又はＦ点）での強度となり、Ａ点（又はＢ点）での干
渉光強度よりも小さくなる。
【００１３】同様に、光位相変調器１８の変換利得が初
期設定時よりも大きくなった場合、オーバーフロー時の
両光間の位相差は、サニャック位相シフト量φｒとの間
で相殺されるφｓの項を差し引くと±（２ｍπ−π／
２）ラジアンよりも大きくなり、光電変換器１６で観測
される干渉光強度は、Ａ点（又はＢ点）からＧ点（又は
Ｈ点）での強度となり、Ａ点（又はＢ点）での干渉光強
度よりも大きくなる。
期設定時よりも大きくなった場合、オーバーフロー時の
両光間の位相差は、サニャック位相シフト量φｒとの間
で相殺されるφｓの項を差し引くと±（２ｍπ−π／
２）ラジアンよりも大きくなり、光電変換器１６で観測
される干渉光強度は、Ａ点（又はＢ点）からＧ点（又は
Ｈ点）での強度となり、Ａ点（又はＢ点）での干渉光強
度よりも大きくなる。
【００１４】しきい値補正器３５ではこれらの現象を利
用し、オーバーフロー前後での増幅器１７の出力レベル
を比較して、オーバーフロー後の出力がオーバーフロー
前より小さかった場合はデジタル／アナログ変換器２１
の変換利得を大きくし、オーバーフロー後の出力がオー
バーフロー前より大きかった場合は、デジタル／アナロ
グ変換器２１の変換利得を小さくする。このようにする
ことにより常に累積加算器３３のしきい値が光位相変調
器１８での位相シフト量が２ｍπラジアンである値に対
応するように補正している。
用し、オーバーフロー前後での増幅器１７の出力レベル
を比較して、オーバーフロー後の出力がオーバーフロー
前より小さかった場合はデジタル／アナログ変換器２１
の変換利得を大きくし、オーバーフロー後の出力がオー
バーフロー前より大きかった場合は、デジタル／アナロ
グ変換器２１の変換利得を小さくする。このようにする
ことにより常に累積加算器３３のしきい値が光位相変調
器１８での位相シフト量が２ｍπラジアンである値に対
応するように補正している。
【００１５】デジタル／アナログ変換器２１の変換利得
の補正法としては、例えばデジタル／アナログ変換器２
１として乗算型のデジタル／アナログ変換器を用い、こ
れにしきい値補正器３５の出力を乗算信号として与えれ
ばよい。
の補正法としては、例えばデジタル／アナログ変換器２
１として乗算型のデジタル／アナログ変換器を用い、こ
れにしきい値補正器３５の出力を乗算信号として与えれ
ばよい。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】上述のデジタルフェイ
ズランプ方式光干渉角速度計において、＋π／２（又は
−π／２）ラジアン以上の位相シフトを引き起すような
大きな角速度が入力されると、正のランプ信号でバイア
シング信号が−π／２（又は負のランプ信号でバイアシ
ング信号が＋π／２）ラジアンの時にオーバーフローが
生じ、図９中でＢ点（又はＡ点）からサニャック位相シ
フト量φｒとの間で相殺されるφｓの項を差し引くと両
光の位相差が−５π／２（又は＋５π／２）のＪ点（又
はＩ点）に飛ぶことがある。つまり一般的にはオーバー
フローした時に±（２ｍπ＋π／２）ラジアンの位相差
となることがある。
ズランプ方式光干渉角速度計において、＋π／２（又は
−π／２）ラジアン以上の位相シフトを引き起すような
大きな角速度が入力されると、正のランプ信号でバイア
シング信号が−π／２（又は負のランプ信号でバイアシ
ング信号が＋π／２）ラジアンの時にオーバーフローが
生じ、図９中でＢ点（又はＡ点）からサニャック位相シ
フト量φｒとの間で相殺されるφｓの項を差し引くと両
光の位相差が−５π／２（又は＋５π／２）のＪ点（又
はＩ点）に飛ぶことがある。つまり一般的にはオーバー
フローした時に±（２ｍπ＋π／２）ラジアンの位相差
となることがある。
【００１７】この場合において光位相変調器１８の変換
利得が初期設定時より小さくなると、オーバーフロー時
の両光間の位相差が±（２ｍπ＋π／２）ラジアンより
も小さくなり、光電変換器１６で観測される干渉光強度
はＬ点（又はＫ点）での強度となり、Ｂ点（又はＡ点）
での干渉光強度より大きくなる。従ってオーバーフロー
後の出力がオーバーフロー前より大きくなるから従来の
制御法により、デジタル／アナログ変換器２１の変換利
得を小さくすると、正帰還となり、オーバーフロー時の
位相差が±（２ｍπ＋π／２）ラジアンより更に小さく
なってしまう。
利得が初期設定時より小さくなると、オーバーフロー時
の両光間の位相差が±（２ｍπ＋π／２）ラジアンより
も小さくなり、光電変換器１６で観測される干渉光強度
はＬ点（又はＫ点）での強度となり、Ｂ点（又はＡ点）
での干渉光強度より大きくなる。従ってオーバーフロー
後の出力がオーバーフロー前より大きくなるから従来の
制御法により、デジタル／アナログ変換器２１の変換利
得を小さくすると、正帰還となり、オーバーフロー時の
位相差が±（２ｍπ＋π／２）ラジアンより更に小さく
なってしまう。
【００１８】同様に光位相変調器１８の変換利得が初期
設定時より大きくなると、オーバーフロー時の両光間の
位相差が±（２ｍπ＋π／２）ラジアンよりも大きくな
り、光電変換器１６で観測される干渉光強度がＮ点（又
はＭ点）での強度となり、Ｂ点（又はＡ点）での強度よ
り小さくなり、オーバーフロー後の出力がオーバーフロ
ー前より小さくなり、デジタル／アナログ変換器２１の
変換利得を大きくするようになり、正帰還がかかりオー
バーフロー時の位相差が±（２ｍπ＋π／２）ラジアン
より更に大きくなってしまう。
設定時より大きくなると、オーバーフロー時の両光間の
位相差が±（２ｍπ＋π／２）ラジアンよりも大きくな
り、光電変換器１６で観測される干渉光強度がＮ点（又
はＭ点）での強度となり、Ｂ点（又はＡ点）での強度よ
り小さくなり、オーバーフロー後の出力がオーバーフロ
ー前より小さくなり、デジタル／アナログ変換器２１の
変換利得を大きくするようになり、正帰還がかかりオー
バーフロー時の位相差が±（２ｍπ＋π／２）ラジアン
より更に大きくなってしまう。
【００１９】つまり一般的には、±π／２ラジアン以上
の位相シフトを引き起す入力角速度が入力されると、オ
ーバーフロー時の両光間の位相差は、サニャック位相シ
フト量φｒとの間で相殺されるφｓの項を差し引いたと
き±（２ｍπ−π／２）ラジアンの値をとるのみなら
ず、±（２ｍπ＋π／２）ラジアンの値をとることもあ
り、後者の場合は、光位相変調器１８の変換利得の変動
に対する補正制御が正帰還となり、正しく角速度を検出
することができなかった。
の位相シフトを引き起す入力角速度が入力されると、オ
ーバーフロー時の両光間の位相差は、サニャック位相シ
フト量φｒとの間で相殺されるφｓの項を差し引いたと
き±（２ｍπ−π／２）ラジアンの値をとるのみなら
ず、±（２ｍπ＋π／２）ラジアンの値をとることもあ
り、後者の場合は、光位相変調器１８の変換利得の変動
に対する補正制御が正帰還となり、正しく角速度を検出
することができなかった。
【００２０】また、デジタルランプ信号による光位相変
調と、バイアシング信号による光位相変調とを各別の光
位相変調器を用いて独立に行うと、オーバーフロー時の
両光の位相差が、サニャック位相シフト量φｒとの間で
相殺されるφｓの項を差し引いたとき±（２ｍπ−π／
２）ラジアンの値をとるのみならず、±（２ｍπ＋π／
２）ラジアンの値をとることがあり、後者の場合は前述
と同様に光位相変調器１８の変換利得の変動に対する補
正制御が行えなくなる。
調と、バイアシング信号による光位相変調とを各別の光
位相変調器を用いて独立に行うと、オーバーフロー時の
両光の位相差が、サニャック位相シフト量φｒとの間で
相殺されるφｓの項を差し引いたとき±（２ｍπ−π／
２）ラジアンの値をとるのみならず、±（２ｍπ＋π／
２）ラジアンの値をとることがあり、後者の場合は前述
と同様に光位相変調器１８の変換利得の変動に対する補
正制御が行えなくなる。
【００２１】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれば
ステップ値とバイアシング信号とを加算したものをｎτ
（ｎは正の奇数値）ごとに累積加算し、その累積加算値
の絶対値が２ｍπ（ｍ＝１、２、３…）と対応するしき
い値を越える場合はそのオーバーフロー値を累積加算結
果として累積加算手段から出力し、またそのオーバーフ
ローが生じたことを示すオーバーフロー信号とそのオー
バーフローの極性を表わすオーバーフロー符号信号とを
出力し、この累積加算結果をＤ／Ａ変換器でアナログ信
号に変換して光位相変調器へ変調信号として出力し、ま
たバイアシング信号がｎτごとに切替わる前後における
同期検波器の出力レベル差を誤差信号として検出し、そ
の誤差信号に、オーバーフロー信号が出力された時のオ
ーバーフロー符号信号と対応する符号を乗算し、その乗
算出力でＤ／Ａ変換器の変換利得が制御されて光位相変
調器の変換利得の変動が保障される。
ステップ値とバイアシング信号とを加算したものをｎτ
（ｎは正の奇数値）ごとに累積加算し、その累積加算値
の絶対値が２ｍπ（ｍ＝１、２、３…）と対応するしき
い値を越える場合はそのオーバーフロー値を累積加算結
果として累積加算手段から出力し、またそのオーバーフ
ローが生じたことを示すオーバーフロー信号とそのオー
バーフローの極性を表わすオーバーフロー符号信号とを
出力し、この累積加算結果をＤ／Ａ変換器でアナログ信
号に変換して光位相変調器へ変調信号として出力し、ま
たバイアシング信号がｎτごとに切替わる前後における
同期検波器の出力レベル差を誤差信号として検出し、そ
の誤差信号に、オーバーフロー信号が出力された時のオ
ーバーフロー符号信号と対応する符号を乗算し、その乗
算出力でＤ／Ａ変換器の変換利得が制御されて光位相変
調器の変換利得の変動が保障される。
【００２２】請求項３の発明によればステップ値を累積
加算し、その累積加算結果をＤ／Ａ変換器でアナログ信
号に変換し、そのアナログ信号による光位相変調と、バ
イアシング信号による光位相変調とを独立した光位相変
調器で行い、累積加算手段はその累積加算結果の絶対値
が２ｍπ（ｍは正整数）と対応するしきい値を越える
と、そのオーバーフロー値を累積加算結果として出力す
ると共に、オーバーフローが生じたことを示すオーバー
フロー信号と、そのオーバーフローの極性を表わすオー
バーフロー符号信号とを出力する。バイアシング信号が
ｎτごとに切替わる前後における同期検波器の出力レベ
ル差を誤差信号として検出し、その誤差信号に、オーバ
ーフロー信号が出力された時のオーバーフロー符号信号
と対応する符号を乗算し、その乗算出力でＤ／Ａ変換器
の変換利得を制御して、累積加算結果で変調する光位相
変調器の変換利得の変動を保障する。
加算し、その累積加算結果をＤ／Ａ変換器でアナログ信
号に変換し、そのアナログ信号による光位相変調と、バ
イアシング信号による光位相変調とを独立した光位相変
調器で行い、累積加算手段はその累積加算結果の絶対値
が２ｍπ（ｍは正整数）と対応するしきい値を越える
と、そのオーバーフロー値を累積加算結果として出力す
ると共に、オーバーフローが生じたことを示すオーバー
フロー信号と、そのオーバーフローの極性を表わすオー
バーフロー符号信号とを出力する。バイアシング信号が
ｎτごとに切替わる前後における同期検波器の出力レベ
ル差を誤差信号として検出し、その誤差信号に、オーバ
ーフロー信号が出力された時のオーバーフロー符号信号
と対応する符号を乗算し、その乗算出力でＤ／Ａ変換器
の変換利得を制御して、累積加算結果で変調する光位相
変調器の変換利得の変動を保障する。
【００２３】請求項４の発明によればステップ値とバイ
アシング信号とを加算したものをｎτごとに累積加算
し、その累積加算値の絶対値が２ｍπと対応するしきい
値を越える場合はそのオーバーフロー値を累積加算結果
として累積加算手段から出力し、またそのオーバーフロ
ーが生じたことを示すオーバーフロー信号と、そのオー
バーフローの極性を表わすオーバーフロー符号信号とを
出力し、この累積加算結果をＤ／Ａ変換器でアナログ信
号に変換して光位相変調器へ変調信号として出力し、ま
たバイアシング信号がｎτごとに切替わる前後における
同期検波器の出力レベルの大小を誤差信号として検出
し、その誤差信号と上記オーバーフロー符号信号と対応
する符号を乗算し、その乗算出力でアップダウンカウン
タをアップカウントかダウンカウントかに制御し、その
アップダウンカウンタでオーバーフロー信号を計数し、
そのアップダウンカウンタの計数値をアナログ信号に変
換して、Ｄ／Ａ変換器の変換利得が制御されて光位相変
調器の変換利得の変動が保障される。
アシング信号とを加算したものをｎτごとに累積加算
し、その累積加算値の絶対値が２ｍπと対応するしきい
値を越える場合はそのオーバーフロー値を累積加算結果
として累積加算手段から出力し、またそのオーバーフロ
ーが生じたことを示すオーバーフロー信号と、そのオー
バーフローの極性を表わすオーバーフロー符号信号とを
出力し、この累積加算結果をＤ／Ａ変換器でアナログ信
号に変換して光位相変調器へ変調信号として出力し、ま
たバイアシング信号がｎτごとに切替わる前後における
同期検波器の出力レベルの大小を誤差信号として検出
し、その誤差信号と上記オーバーフロー符号信号と対応
する符号を乗算し、その乗算出力でアップダウンカウン
タをアップカウントかダウンカウントかに制御し、その
アップダウンカウンタでオーバーフロー信号を計数し、
そのアップダウンカウンタの計数値をアナログ信号に変
換して、Ｄ／Ａ変換器の変換利得が制御されて光位相変
調器の変換利得の変動が保障される。
【００２４】請求項２及び５の各発明はそれぞれ請求項
１及び４の各発明において、ステップ値のみが累積加算
手段で累積加算され、その累積加算結果に対し、バイア
シング信号が加算され、その加算出力がＤ／Ａ変換器で
アナログ信号に変換される。請求項６の発明では請求項
３の発明と同様に二つの光位相変調器を用い、Ｄ／Ａ変
換器の利得制御が請求項４の発明と同様に行われる。
１及び４の各発明において、ステップ値のみが累積加算
手段で累積加算され、その累積加算結果に対し、バイア
シング信号が加算され、その加算出力がＤ／Ａ変換器で
アナログ信号に変換される。請求項６の発明では請求項
３の発明と同様に二つの光位相変調器を用い、Ｄ／Ａ変
換器の利得制御が請求項４の発明と同様に行われる。
【００２５】
【実施例】この発明による実施例を図１に示し、図４と
対応する部分には同一符号を付けてある。なお図１にお
いては光源１１、ビームスプリッタ１２、光伝送路１３
を省略して示している。累積加算器３３は累積加算結果
の絶対値があらかじめ決めた２ｍπ（ｍ＝１、２、３
…）に対応するしきい値を越える場合はオーバーフロー
値をその累積加算結果として出力すると共にオーバーフ
ローが生じたことを示すオーバーフロー信号とそのオー
バーフローの極性を表わすオーバーフロー符号信号とを
出力するようにする。これらオーバーフロー信号及びオ
ーバーフロー符号信号は被乗算信号発生器３６へ供給さ
れる。同期検波器２２の出力は誤差信号検出手段３７に
も供給される。誤差信号検出手段３７は例えばバイアシ
ング信号が切り替わる直前にサンプルを行なうサンプル
ホールド器３８と差動増幅器３９とより成り、差動増幅
器３９は現在のバイアス状態での同期検波器２２の出力
と一つ前のバイアス状態での同期検波器２２の出力との
差が出力される。この誤差信号検出手段３７の出力は乗
算器４１に供給される。被乗算信号発生器３６では入力
されたオーバーフロー信号とオーバーフロー符号信号に
基ずいてオーバーフローがない場合は０を、正のオーバ
ーフローが発生した場合は−１を、負のオーバーフロー
が発生した場合は＋１を乗算器４１に供給する。乗算器
４１では、誤差信号検出手段３７の出力と被乗算信号発
生器３６の出力とを乗算し、その乗算出力はアナログ積
分器４２で積分され、その積分結果は乗算信号としてＤ
／Ａ変換器２１に供給されて、Ｄ／Ａ変換器２１の変化
利得が負帰還制御される。
対応する部分には同一符号を付けてある。なお図１にお
いては光源１１、ビームスプリッタ１２、光伝送路１３
を省略して示している。累積加算器３３は累積加算結果
の絶対値があらかじめ決めた２ｍπ（ｍ＝１、２、３
…）に対応するしきい値を越える場合はオーバーフロー
値をその累積加算結果として出力すると共にオーバーフ
ローが生じたことを示すオーバーフロー信号とそのオー
バーフローの極性を表わすオーバーフロー符号信号とを
出力するようにする。これらオーバーフロー信号及びオ
ーバーフロー符号信号は被乗算信号発生器３６へ供給さ
れる。同期検波器２２の出力は誤差信号検出手段３７に
も供給される。誤差信号検出手段３７は例えばバイアシ
ング信号が切り替わる直前にサンプルを行なうサンプル
ホールド器３８と差動増幅器３９とより成り、差動増幅
器３９は現在のバイアス状態での同期検波器２２の出力
と一つ前のバイアス状態での同期検波器２２の出力との
差が出力される。この誤差信号検出手段３７の出力は乗
算器４１に供給される。被乗算信号発生器３６では入力
されたオーバーフロー信号とオーバーフロー符号信号に
基ずいてオーバーフローがない場合は０を、正のオーバ
ーフローが発生した場合は−１を、負のオーバーフロー
が発生した場合は＋１を乗算器４１に供給する。乗算器
４１では、誤差信号検出手段３７の出力と被乗算信号発
生器３６の出力とを乗算し、その乗算出力はアナログ積
分器４２で積分され、その積分結果は乗算信号としてＤ
／Ａ変換器２１に供給されて、Ｄ／Ａ変換器２１の変化
利得が負帰還制御される。
【００２６】次に図１におけるＤ／Ａ変換器２１に対す
る変換利得制御動作を説明する。交流増幅器１７では直
流分が遮断されており、図９でＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｉ、Ｊ
の各点はゼロレベルとなっており、同期検波器２８では
＋π／２バイアシングの時＋１が乗算され、−π／２バ
イアシングの時−１が乗算されて同期検波が行われてい
る。オーバーフローが発生しない状態では被乗算信号発
生器３６からゼロが出力され、乗算器４１の出力はゼロ
である。
る変換利得制御動作を説明する。交流増幅器１７では直
流分が遮断されており、図９でＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｉ、Ｊ
の各点はゼロレベルとなっており、同期検波器２８では
＋π／２バイアシングの時＋１が乗算され、−π／２バ
イアシングの時−１が乗算されて同期検波が行われてい
る。オーバーフローが発生しない状態では被乗算信号発
生器３６からゼロが出力され、乗算器４１の出力はゼロ
である。
【００２７】正のデジタルランプ信号の状態で、オーバ
ーフローが発生し、Ａ点から例えば光位相変調器１８の
変換利得が小さく、オーバーフロー時の両光間の位相差
が−（２ｍπ−π／２）ラジアンよりも小さく、Ｅ点に
移ると、サンプルホールド器３８の出力（オーバーフロ
ー前の出力）は例えばＢ点の出力であり、これと、オー
バーフロー後の出力はＥ点の出力（負の値）との差が差
動増幅器３９から出力され、その出力は負の値となり、
正のオーバーフローであるため、乗算器４１で−１が乗
算され、乗算出力は正の値となり、その積分出力でＤ／
Ａ変換器２１の変換利得が大きくされ、オーバーフロー
した時の両光間の位相差が−（２ｍπ−π／２）ラジア
ンになるように負帰還動作する。
ーフローが発生し、Ａ点から例えば光位相変調器１８の
変換利得が小さく、オーバーフロー時の両光間の位相差
が−（２ｍπ−π／２）ラジアンよりも小さく、Ｅ点に
移ると、サンプルホールド器３８の出力（オーバーフロ
ー前の出力）は例えばＢ点の出力であり、これと、オー
バーフロー後の出力はＥ点の出力（負の値）との差が差
動増幅器３９から出力され、その出力は負の値となり、
正のオーバーフローであるため、乗算器４１で−１が乗
算され、乗算出力は正の値となり、その積分出力でＤ／
Ａ変換器２１の変換利得が大きくされ、オーバーフロー
した時の両光間の位相差が−（２ｍπ−π／２）ラジア
ンになるように負帰還動作する。
【００２８】正のデジタルランプ信号の状態でオーバー
フローが発生し、Ｂ点から、例えばＬ点に移ると、サン
プルホールド器３８の出力（オーバーフロー前の出力）
は例えばＡ点の出力であり、これと、オーバーフロー後
の出力は同期検波器２２でＬ点の強度に対し−１を乗算
した負の出力との差が差動増幅器３９から出力され、そ
の出力は負の値となり、正のオーバーフローであるた
め、乗算器４１で−１が乗算され、乗算出力は正の値と
なり、その積分出力でＤ／Ａ変換器２１の変化利得が大
きくされ、オーバーフローした時の両光間の位相差が−
（２ｍπ＋π／２）ラジアンになるように負帰還動作す
る。
フローが発生し、Ｂ点から、例えばＬ点に移ると、サン
プルホールド器３８の出力（オーバーフロー前の出力）
は例えばＡ点の出力であり、これと、オーバーフロー後
の出力は同期検波器２２でＬ点の強度に対し−１を乗算
した負の出力との差が差動増幅器３９から出力され、そ
の出力は負の値となり、正のオーバーフローであるた
め、乗算器４１で−１が乗算され、乗算出力は正の値と
なり、その積分出力でＤ／Ａ変換器２１の変化利得が大
きくされ、オーバーフローした時の両光間の位相差が−
（２ｍπ＋π／２）ラジアンになるように負帰還動作す
る。
【００２９】同様に正のデジタルランプ信号において、
オーバーフローでＡ点（又はＢ点）からＧ点（又はＮ
点）に移った時は、差動増幅器３９の出力は正となり、
乗算器４１で−１が乗算されて負となり、その積分出力
によりＤ／Ａ変換器２１の変換利得が小さくされる。負
のデジタルランプ信号において、オーバーフローでＢ点
からＦ点に移った場合は、同期検波器２２の出力は正と
なり、差動増幅器３９の出力は正となり、乗算器４１の
出力は正でありＤ／Ａ変換器２１の変換利得を大きくす
るように動作し、オーバーフローした時の両光間の位相
差が＋（２ｍπ−π／２）ラジアンになるようになる。
負のデジタルランプ信号において、オーバーフローでＡ
点からＫ点に移ると、差動増幅器３９の出力は正とな
り、乗算器４１の出力は正であり、Ｄ／Ａ変換器２１の
変換利得を大きくするように動作し、オーバーフローし
た時の両光間の位相差が＋（２ｍπ＋π／２）ラジアン
になるようになる。
オーバーフローでＡ点（又はＢ点）からＧ点（又はＮ
点）に移った時は、差動増幅器３９の出力は正となり、
乗算器４１で−１が乗算されて負となり、その積分出力
によりＤ／Ａ変換器２１の変換利得が小さくされる。負
のデジタルランプ信号において、オーバーフローでＢ点
からＦ点に移った場合は、同期検波器２２の出力は正と
なり、差動増幅器３９の出力は正となり、乗算器４１の
出力は正でありＤ／Ａ変換器２１の変換利得を大きくす
るように動作し、オーバーフローした時の両光間の位相
差が＋（２ｍπ−π／２）ラジアンになるようになる。
負のデジタルランプ信号において、オーバーフローでＡ
点からＫ点に移ると、差動増幅器３９の出力は正とな
り、乗算器４１の出力は正であり、Ｄ／Ａ変換器２１の
変換利得を大きくするように動作し、オーバーフローし
た時の両光間の位相差が＋（２ｍπ＋π／２）ラジアン
になるようになる。
【００３０】同様に負のデジタルランプ信号において、
オーバーフローでＢ点（又はＡ点）からＨ点（又はＭ
点）に移った時は、差動増幅器３９の出力は負となり、
乗算器４１の出力も負となり、Ｄ／Ａ変換器２１の変換
利得が小さくされる。図２は請求項３の発明の実施例を
示し、２つの光位相変調器１８と４３とを設け、ステッ
プ値発生器２８の出力ステップ値だけを累積加算器３３
で累積加算しその累積加算出力をＤ／Ａ変換器２１でア
ナログ信号に変換し、その変換出力で光位相変調器１８
を変調制御する。バイアシング信号発生器１９ではｎτ
ごとに＋π／４ラジアンと−π／４ラジアンとの各位相
偏位を交互に与えるアナログのバイアシング信号を発生
し、このバイアシング信号で光位相変調器４３を変調制
御する。光位相変調器４３は、光位相変調器１８と同一
側に設けてもよく、光伝送路１５の他方の端とビームス
プリッタ１２とのその間に設けてもよい。図３は交流増
幅器１７の次段にＡ／Ｄ変換器４４を設けることによ
り、図１に示した実施例におけるアナログ構成を同等の
機能を有するデジタル構成に置き換えたものであり、機
能的に対応する部分に同一符号の末尾にＤを付けて示
す。デジタル積分器４２Ｄの出力をＤ／Ａ変換器４５で
アナログ信号に変換し、そのアナログ信号でＤ／Ａ変換
器２１の利得を制御する。このようにすれば、Ａ／Ｄ変
換器４４の出力からＤ／Ａ変換器２１の両入力までをコ
ンピュータで構成することも可能である。
オーバーフローでＢ点（又はＡ点）からＨ点（又はＭ
点）に移った時は、差動増幅器３９の出力は負となり、
乗算器４１の出力も負となり、Ｄ／Ａ変換器２１の変換
利得が小さくされる。図２は請求項３の発明の実施例を
示し、２つの光位相変調器１８と４３とを設け、ステッ
プ値発生器２８の出力ステップ値だけを累積加算器３３
で累積加算しその累積加算出力をＤ／Ａ変換器２１でア
ナログ信号に変換し、その変換出力で光位相変調器１８
を変調制御する。バイアシング信号発生器１９ではｎτ
ごとに＋π／４ラジアンと−π／４ラジアンとの各位相
偏位を交互に与えるアナログのバイアシング信号を発生
し、このバイアシング信号で光位相変調器４３を変調制
御する。光位相変調器４３は、光位相変調器１８と同一
側に設けてもよく、光伝送路１５の他方の端とビームス
プリッタ１２とのその間に設けてもよい。図３は交流増
幅器１７の次段にＡ／Ｄ変換器４４を設けることによ
り、図１に示した実施例におけるアナログ構成を同等の
機能を有するデジタル構成に置き換えたものであり、機
能的に対応する部分に同一符号の末尾にＤを付けて示
す。デジタル積分器４２Ｄの出力をＤ／Ａ変換器４５で
アナログ信号に変換し、そのアナログ信号でＤ／Ａ変換
器２１の利得を制御する。このようにすれば、Ａ／Ｄ変
換器４４の出力からＤ／Ａ変換器２１の両入力までをコ
ンピュータで構成することも可能である。
【００３１】図４に請求項４、６の発明の実施例におけ
るＤ／Ａ変換器２１に対する利得制御部分だけを示す。
図４において図１、図３と対応する部分には同一符号を
付けてある。この例では同期検波器２２の出力は第１、
第２低域通過濾波器４６、４７にも供給され、第１、第
２低域通過濾波器４６、４７の出力は比較器４８の非反
転入力端、反転入力端へそれぞれ供給される。第１低域
通過濾波器４６の遮断周波数は第２低域通過濾波器４７
の遮断周波数より高くされてある。比較器４８の出力は
論理回路４９へ供給される。累積加算器３３からのオー
バーフロー符号信号は論理回路４９へ供給され、オーバ
ーフロー信号（パルス）がアップダウンカウンタ５２で
計数され、アップダウンカウンタ５２は論理回路４９の
出力によりアップカウントかダウンカウントかに制御さ
れる。アップダウンカウンタ５２の計数値がＤ／Ａ変換
器４５へ供給される。
るＤ／Ａ変換器２１に対する利得制御部分だけを示す。
図４において図１、図３と対応する部分には同一符号を
付けてある。この例では同期検波器２２の出力は第１、
第２低域通過濾波器４６、４７にも供給され、第１、第
２低域通過濾波器４６、４７の出力は比較器４８の非反
転入力端、反転入力端へそれぞれ供給される。第１低域
通過濾波器４６の遮断周波数は第２低域通過濾波器４７
の遮断周波数より高くされてある。比較器４８の出力は
論理回路４９へ供給される。累積加算器３３からのオー
バーフロー符号信号は論理回路４９へ供給され、オーバ
ーフロー信号（パルス）がアップダウンカウンタ５２で
計数され、アップダウンカウンタ５２は論理回路４９の
出力によりアップカウントかダウンカウントかに制御さ
れる。アップダウンカウンタ５２の計数値がＤ／Ａ変換
器４５へ供給される。
【００３２】同期検波器２２は図１の動作の説明で述べ
た通り動作し、累積加算器３３がオーバーフローしない
状態ではゼロレベル、あるいは正又は負の直流出力であ
るが、オーバーフローした時に、オーバーフロー前と後
とでレベルの変動があると正又は負のパルスを出力す
る。第１低域通過濾波器４６の遮断周波数より第２低域
通過濾波器４７の遮断周波数が低いため、第１低域通過
濾波器４６の出力波形に対し、第２低域通過濾波器４７
の出力波形が大きくなまり、絶対値で前者のピーク値
が、後者のピーク値より大きくなり、同期検波器２２の
出力に正パルスが生じると、比較器４８の出力は高レベ
ルＨとなり、同期検波器２２の出力に負パルスが生じる
と比較器２８の出力は低レベルＬとなる。比較器４８は
オーバーフロー前後の同期検波器２２の出力の大小を極
性を含めて検出していることになる。換言すればオーバ
ーフローした時に同期検波器２２に生じる出力パルスの
極性を検出していることになる。
た通り動作し、累積加算器３３がオーバーフローしない
状態ではゼロレベル、あるいは正又は負の直流出力であ
るが、オーバーフローした時に、オーバーフロー前と後
とでレベルの変動があると正又は負のパルスを出力す
る。第１低域通過濾波器４６の遮断周波数より第２低域
通過濾波器４７の遮断周波数が低いため、第１低域通過
濾波器４６の出力波形に対し、第２低域通過濾波器４７
の出力波形が大きくなまり、絶対値で前者のピーク値
が、後者のピーク値より大きくなり、同期検波器２２の
出力に正パルスが生じると、比較器４８の出力は高レベ
ルＨとなり、同期検波器２２の出力に負パルスが生じる
と比較器２８の出力は低レベルＬとなる。比較器４８は
オーバーフロー前後の同期検波器２２の出力の大小を極
性を含めて検出していることになる。換言すればオーバ
ーフローした時に同期検波器２２に生じる出力パルスの
極性を検出していることになる。
【００３３】正のオーバーフローが発生した時に、比較
器４８の出力が高レベルＨの場合は、論理回路４９はダ
ウンカウント指令を出し、比較器４８の出力が低レベル
Ｌの場合は、論理回路４９はアップカウント指令を出
す。従って、正のオーバーフローで図９のＡ点からＥ点
に移ると、比較器４８の出力は低レベルＬを出力し、カ
ウンタ５２はアップカウントし、その計数値が増加し、
Ｄ／Ａ変換器２１の変換利得を大きくする。正のオーバ
ーフローでＡ点からＧ点に移ると、比較器４８の出力は
高レベルＨを出力し、論理回路４９はダウンカウント指
令を出し、カウンタ５２はダウンカウントし、その計数
値が減少し、Ｄ／Ａ変換器２１の変換利得を小さくす
る。正のオーバーフローでＢ点からＬ点（又はＮ点）に
移ると、同期検波器２２で−１が乗算されているため、
比較器４８の出力は低レベルＬ（又は高レベルＨ）を出
力し、論理回路４９はアップカウント（又はダウンカウ
ント）指令を出し、カウンタ５２はアップカウント（又
はダウンカウント）し、Ｄ／Ａ変換器２１の変換利得が
大きく（又は小さく）される。
器４８の出力が高レベルＨの場合は、論理回路４９はダ
ウンカウント指令を出し、比較器４８の出力が低レベル
Ｌの場合は、論理回路４９はアップカウント指令を出
す。従って、正のオーバーフローで図９のＡ点からＥ点
に移ると、比較器４８の出力は低レベルＬを出力し、カ
ウンタ５２はアップカウントし、その計数値が増加し、
Ｄ／Ａ変換器２１の変換利得を大きくする。正のオーバ
ーフローでＡ点からＧ点に移ると、比較器４８の出力は
高レベルＨを出力し、論理回路４９はダウンカウント指
令を出し、カウンタ５２はダウンカウントし、その計数
値が減少し、Ｄ／Ａ変換器２１の変換利得を小さくす
る。正のオーバーフローでＢ点からＬ点（又はＮ点）に
移ると、同期検波器２２で−１が乗算されているため、
比較器４８の出力は低レベルＬ（又は高レベルＨ）を出
力し、論理回路４９はアップカウント（又はダウンカウ
ント）指令を出し、カウンタ５２はアップカウント（又
はダウンカウント）し、Ｄ／Ａ変換器２１の変換利得が
大きく（又は小さく）される。
【００３４】負のオーバーフローで図９のＢ点からＦ点
（又はＨ点）に移ると、同期検波器２２で−１が乗算さ
れるから、比較器４８は高レベルＨ（又は低レベルＬ）
を出力し、論理回路４９はアップカウント（又はダウン
カウント）指令を出し、カウンタ５２は計数値が増加
（又は減少）し、Ｄ／Ａ変換器２１の変換利得が大（又
は小）とされる。負のオーバーフローで図９のＡ点から
Ｋ点（又はＭ点）に移ると、比較器４８の出力は高レベ
ル（又は低レベル）を出力し、論理回路４９はアップカ
ウント（又はダウンカウント）指令を出し、カウンタ５
２の計数値が増加（又は減少）し、Ｄ／Ａ変換器２１の
変換利得が大（又は小）となる。
（又はＨ点）に移ると、同期検波器２２で−１が乗算さ
れるから、比較器４８は高レベルＨ（又は低レベルＬ）
を出力し、論理回路４９はアップカウント（又はダウン
カウント）指令を出し、カウンタ５２は計数値が増加
（又は減少）し、Ｄ／Ａ変換器２１の変換利得が大（又
は小）とされる。負のオーバーフローで図９のＡ点から
Ｋ点（又はＭ点）に移ると、比較器４８の出力は高レベ
ル（又は低レベル）を出力し、論理回路４９はアップカ
ウント（又はダウンカウント）指令を出し、カウンタ５
２の計数値が増加（又は減少）し、Ｄ／Ａ変換器２１の
変換利得が大（又は小）となる。
【００３５】要するに比較器４８の出力は差動増幅器３
９Ｄの出力を１ビットとし、その１ビット出力に、論理
回路４９で正のオーバーフローで−１を乗算しており、
低域通過濾波器４６、４７及び比較器４８は誤差信号検
出手段を構成しており、論理回路４９は被乗算信号発生
器３６Ｄ及び乗算器４１Ｄと対応し、カウンタ５２は積
分器４２Ｄと対応している。
９Ｄの出力を１ビットとし、その１ビット出力に、論理
回路４９で正のオーバーフローで−１を乗算しており、
低域通過濾波器４６、４７及び比較器４８は誤差信号検
出手段を構成しており、論理回路４９は被乗算信号発生
器３６Ｄ及び乗算器４１Ｄと対応し、カウンタ５２は積
分器４２Ｄと対応している。
【００３６】図１、図３においてはステップ値とバイア
シング信号とを加算した後、時間ｎτごとに累積加算し
たが、ステップ値を累積加算した後、バイアシング信号
を加算してもよい。この場合のバイアシング信号は、ｎ
τごとに＋π／４ラジアンと−π／４ラジアンの位相偏
位を交互に与える信号とする。図４に示したＤ／Ａ変換
器２１の変換利得の制御は、図１のように光位相変調器
を１個用いる場合、図２のように光位相変調器を２個用
いる場合にも適用でき、前者においてステップ値を累積
加算した後にバイアシング信号を加算してもよい。図１
において、同期検波器２２の出力をＡ／Ｄ変換した後
に、デジタルＰＩＤフィルタなどのデジタル演算器でス
テップ値を生成してもよい。
シング信号とを加算した後、時間ｎτごとに累積加算し
たが、ステップ値を累積加算した後、バイアシング信号
を加算してもよい。この場合のバイアシング信号は、ｎ
τごとに＋π／４ラジアンと−π／４ラジアンの位相偏
位を交互に与える信号とする。図４に示したＤ／Ａ変換
器２１の変換利得の制御は、図１のように光位相変調器
を１個用いる場合、図２のように光位相変調器を２個用
いる場合にも適用でき、前者においてステップ値を累積
加算した後にバイアシング信号を加算してもよい。図１
において、同期検波器２２の出力をＡ／Ｄ変換した後
に、デジタルＰＩＤフィルタなどのデジタル演算器でス
テップ値を生成してもよい。
【００３７】
【発明の効果】以上、説明したように、この発明は累積
加算器にオーバーフローが生じたときのオーバーフロー
の極性を表わすオーバーフロー符号信号を用いてＤ／Ａ
変換器２１の変換利得を制御する帰還制御手段を有する
ことにより、入力角速度が±π／２ラジアン以上の位相
シフトを引き起こすほど大きい場合においてもＤ／Ａ変
換器２１の変換利得を正しく制御することが可能である
ので、±π／２ラジアン以上の位相シフトを引き起こす
入力角速度の計測が可能となる。また、２つの光位相変
調器を設け、バイアス信号とデジタルランプ信号をそれ
ぞれ独立に加えることが可能となる。
加算器にオーバーフローが生じたときのオーバーフロー
の極性を表わすオーバーフロー符号信号を用いてＤ／Ａ
変換器２１の変換利得を制御する帰還制御手段を有する
ことにより、入力角速度が±π／２ラジアン以上の位相
シフトを引き起こすほど大きい場合においてもＤ／Ａ変
換器２１の変換利得を正しく制御することが可能である
ので、±π／２ラジアン以上の位相シフトを引き起こす
入力角速度の計測が可能となる。また、２つの光位相変
調器を設け、バイアス信号とデジタルランプ信号をそれ
ぞれ独立に加えることが可能となる。
【図１】請求項１の発明の実施例を示すブロック図。
【図２】請求項３の発明の実施例を示すブロック図。
【図３】図１の実施例の大部分をデジタル化した例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図４】請求項４又は６の発明の実施例における要部を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図５】従来のデジタルワイズランプ方式光干渉角速度
計を示すブロック図。
計を示すブロック図。
【図６】右回り光と左回り光との位相差φに対する光電
変換器１６の出力特性２３と、位相差φのバイアシング
による変化（サニャック位相シフトによる位相シフト量
が完全に相殺されている場合と相殺されていない場合）
に対する光電変換器１６の出力変化の例を示す図。
変換器１６の出力特性２３と、位相差φのバイアシング
による変化（サニャック位相シフトによる位相シフト量
が完全に相殺されている場合と相殺されていない場合）
に対する光電変換器１６の出力変化の例を示す図。
【図７】Ａはステップ値発生器２８の出力、Ｂはデジタ
ルバイアシング信号、Ｃの実線は右回り光の受ける位相
シフト量、波線は左回り光の受ける位相シフト量、Ｄは
右回り光と左回り光との位相差φの各例を示す図。
ルバイアシング信号、Ｃの実線は右回り光の受ける位相
シフト量、波線は左回り光の受ける位相シフト量、Ｄは
右回り光と左回り光との位相差φの各例を示す図。
【図８】Ａは正のオーバーフローがある場合の累積加算
器３３の出力とデジタルバイアシング信号の例を示し、
Ｂは負のオーバーフローがある場合の累積加算器３３の
出力とデジタルバイアシング信号の例を示す図。
器３３の出力とデジタルバイアシング信号の例を示し、
Ｂは負のオーバーフローがある場合の累積加算器３３の
出力とデジタルバイアシング信号の例を示す図。
【図９】右回り光と左回り光との位相差φと光電変換器
１６の出力で観測される干渉縞の位置を示す図。
１６の出力で観測される干渉縞の位置を示す図。
１１ 光源 １２ ビームスプリッタ １３ ループ状光伝送路 １６ 光電変換器 １７ 交流増幅器 １８ 光位相変調器 １９ バイアシング信号発生器 ２１ Ｄ／Ａ変換器 ２２ 同期検波器 ２８ ステップ値発生器 ３２ 加算器 ３３ 累積加算器 ３６ 被乗算信号発生器 ３７ 誤差信号検出手段 ３８ サンプルホールド器 ３９ 差動増幅器 ４１ 乗算器 ４２ アナログ積分器 ４３ 光位相変調器
Claims (6)
- 【請求項１】 光源と、その光源よりの光を２分配する
ビームスプリッターと、そのビームスプリッターよりの
２つの光が右回り光及び左回り光として入射されるルー
プ状の光伝送路と、その光伝送路から出射される右回り
光と左回り光を干渉させる干渉手段と、その干渉手段で
干渉された光が供給され、その強度に応じた電気信号を
出力する光電変換器と、上記光伝送路の一端と上記ビー
ムスプリッターとの間に挿入され、電気的に制御されて
光の位相を偏位する光位相変調器と、上記光伝送路の伝
搬時間τの奇数倍の時間ｎτ（ｎ＝１、３、５…）の２
倍の周期を持ち、デューティが５０％の方形波であって
上記右回り光と左回り光との間にｎτごとに＋π／２ラ
ジアンと−π／２ラジアンとの位相差を交互に与えるた
めのデジタルバイアシング信号を発生するデジタルバイ
アシング信号発生器と、上記光電変換器の出力を交流増
幅する増幅器と、その増幅器の出力を上記バイアシング
信号に従って同期検波する同期検波器と、その同期検波
器の出力をもとに上記光伝送路に入力される角速度によ
り生じる上記右回り光と左回り光とのサニャック位相差
を打ち消す大きさと符号に対応するデジタルコードのス
テップ値を発生するステップ値発生手段と、上記デジタ
ルバイアシング信号と上記ステップ値とを加算出力する
加算器と、その加算器の出力を時間ｎτ毎に累積加算し
てその累積加算結果を出力し、その累積加算結果の絶対
値があらかじめ決めた２ｍπ（ｍ＝１、２、３…）に対
応するしきい値を越える場合はオーバーフロー値をその
累積加算結果とし、上記オーバーフローが生じた時にオ
ーバーフローが生じたことを示すオーバーフロー信号と
そのオーバーフローの極性を表わすオーバーフロー符号
信号とを出力する累積加算手段と、上記累積加算結果を
アナログ信号に変換して上記光位相変調器へ駆動信号と
して供給するＤ／Ａ変換器と、上記デジタルバイアシン
グ信号が上記時間ｎτごとに切り替わる前後の上記同期
検波器の出力のレベル差を誤差信号として検出する誤差
信号検出手段と、上記オーバーフロー信号が出力された
場合、上記誤差信号に上記オーバーフロー符号信号に対
応する符号を有する信号値を乗じた負帰還信号を発生す
る負帰還信号発生手段と、その負帰還信号にもとずいて
上記Ｄ／Ａ変換器の変換利得を制御する帰還制御手段
と、を有するデジタルフェイズランプ方式光干渉角速度
計。 - 【請求項２】 光源と、その光源よりの光を２分配する
ビームスプリッターと、そのビームスプリッターよりの
２つの光が右回り光及び左回り光として入射されるルー
プ状の光伝送路と、その光伝送路から出射される右回り
光と左回り光を干渉させる干渉手段と、その干渉手段で
干渉された光が供給され、その強度に応じた電気信号を
出力する光電変換器と、上記光伝送路の一端と上記ビー
ムスプリッターとの間に挿入され、電気的に制御されて
光の位相を偏位する光位相変調器と、上記光伝送路の伝
搬時間τの奇数倍の時間ｎτ（ｎ＝１、３、５…）の２
倍の周期を持ち、デューティが５０％の方形波であって
上記右回り光と左回り光との間にｎτごとに＋π／２ラ
ジアンと−π／２ラジアンとの位相差を交互に与えるた
めのデジタルバイアシング信号を発生するデジタルバイ
アシング信号発生器と、上記光電変換器の出力を交流増
幅する増幅器と、その増幅器の出力を上記バイアシング
信号に従って同期検波する同期検波器と、その同期検波
器の出力をもとに上記光伝送路に入力される角速度によ
り生じる上記右回り光と左回り光とのサニャック位相差
を打ち消す大きさと符号に対応するデジタルコードのス
テップ値を発生するステップ値発生手段と、そのステッ
プ値を時間ｎτ毎に累積加算してその累積加算結果を出
力し、その累積加算結果の絶対値があらかじめ決めた２
ｍπ（ｍ＝１、２、３…）に対応するしきい値を越える
場合はオーバーフロー値をその累積加算結果とし、上記
オーバーフローが生じた時にオーバーフローが生じたこ
とを示すオーバーフロー信号とそのオーバーフローの極
性を表わすオーバーフロー符号信号とを出力する累積加
算手段と、その累積加算結果と上記デジタルバイアシン
グ信号とを加算する加算器と、その加算出力をアナログ
信号に変換して上記光位相変調器へ駆動信号として供給
するＤ／Ａ変換器と、上記デジタルバイアシング信号が
上記時間ｎτごとに切り替わる前後の上記同期検波器の
出力のレベル差を誤差信号として検出する誤差信号検出
手段と、上記オーバーフロー信号が出力された場合、上
記誤差信号に上記オーバーフロー符号信号に対応する符
号を有する信号値を乗じた負帰還信号を発生する負帰還
信号発生手段と、その負帰還信号にもとずいて上記Ｄ／
Ａ変換器の変換利得を制御する帰還制御手段と、を有す
るデジタルフェイズランプ方式光干渉角速度計。 - 【請求項３】 光源と、その光源よりの光を２分配する
ビームスプリッターと、そのビームスプリッターよりの
２つの光が右回り光及び左回り光として入射されるルー
プ状の光伝送路と、その光伝送路から出射される右回り
光と左回り光を干渉させる干渉手段と、その干渉手段で
干渉された光が供給され、その強度に応じた電気信号を
出力する光電変換器と、上記光伝送路の同一又は異なる
一端と上記ビームスプリッターとの間にそれぞれ挿入さ
れ、電気的に制御されて光の位相を偏位する第１，第２
光位相変調器と、上記光伝送路の伝搬時間τの奇数倍の
時間ｎτ（ｎ＝１、３、５…）の２倍の周期を持ち、デ
ューティが５０％の方形波であって上記右回り光と左回
り光との間にｎτごとに＋π／２ラジアンと−π／２ラ
ジアンとの位相差を交互に与えるために上記第１光位相
変調器へ駆動信号として供給されるバイアシング信号を
発生するバイアシング信号発生器と、上記光電変換器の
出力を交流増幅する増幅器と、その増幅器の出力を上記
バイアシング信号に従って同期検波する同期検波器と、
その同期検波器の出力をもとに上記光伝送路に入力され
る角速度により生じる上記右回り光と左回り光とのサニ
ャック位相差を打ち消す大きさと符号に対応するデジタ
ルコードのステップ値を発生するステップ値発生手段
と、上記ステップ値を時間ｎτ毎に累積加算し、その累
積加算結果を出力し、その累積加算結果の絶対値があら
かじめ決めた２ｍπ（ｍ＝１、２、３…）に対応するし
きい値を越える場合はオーバーフロー値をその累積加算
結果とし、上記オーバーフローが生じた時にオーバーフ
ローが生じたことを示すオーバーフロー信号とそのオー
バーフローの極性を表わすオーバーフロー符号信号とを
出力する累積加算手段と、その累積加算結果をアナログ
信号に変換して上記第２光位相変調器へ駆動信号として
供給するＤ／Ａ変換器と、上記バイアシング信号が上記
時間ｎτごとに切り替わる前後の上記同期検波器の出力
のレベル差を誤差信号として検出する誤差信号検出手段
と、上記オーバーフロー信号が出力された場合、上記誤
差信号に上記オーバーフロー符号信号に対応する符号を
有する信号値を乗じた負帰還信号を発生する負帰還信号
発生手段と、その負帰還信号にもとずいて上記Ｄ／Ａ変
換器の変換利得を制御する帰還制御手段と、を有するデ
ジタルフェイズランプ方式光干渉角速度計。 - 【請求項４】 光源と、その光源よりの光を２分配する
ビームスプリッターと、そのビームスプリッターよりの
２つの光が右回り光及び左回り光として入射されるルー
プ状の光伝送路と、その光伝送路から出射される右回り
光と左回り光を干渉させる干渉手段と、その干渉手段で
干渉された光が供給され、その強度に応じた電気信号を
出力する光電変換器と、上記光伝送路の一端と上記ビー
ムスプリッターとの間に挿入され、電気的に制御されて
光の位相を偏位する光位相変調器と、上記光伝送路の伝
搬時間τの奇数倍の時間ｎτ（ｎ＝１、３、５…）の２
倍の周期を持ち、デューティが５０％の方形波であって
上記右回り光と左回り光との間にｎτごとに＋π／２ラ
ジアンと−π／２ラジアンとの位相差を交互に与えるた
めのデジタルバイアシング信号を発生するデジタルバイ
アシング信号発生器と、上記光電変換器の出力を交流増
幅する増幅器と、その増幅器の出力を上記バイアシング
信号に従って同期検波する同期検波器と、その同期検波
器の出力をもとに上記光伝送路に入力される角速度によ
り生じる上記右回り光と左回り光とのサニャック位相差
を打ち消す大きさと符号に対応するデジタルコードのス
テップ値を発生するステップ値発生手段と、上記デジタ
ルバイアシング信号と上記ステップ値とを加算出力する
加算器と、その加算器の出力を時間ｎτ毎に累積加算し
てその累積加算結果を出力し、その累積加算結果の絶対
値があらかじめ決めた２ｍπ（ｍ＝１、２、３…）に対
応するしきい値を越える場合はオーバーフロー値をその
累積加算結果とし、上記オーバーフローが生じた時にオ
ーバーフローが生じたことを示すオーバーフロー信号と
そのオーバーフローの極性を表わすオーバーフロー符号
信号とを出力する累積加算手段と、上記累積加算結果を
アナログ信号に変換して上記光位相変調器へ駆動信号と
して供給するＤ／Ａ変換器と、上記オーバーフロー発生
時に生じる上記同期検波器の出力パルスの極性を検出す
る手段と、そのパルスの極性と、上記オーバーフロー符
号信号に対応する符号とに応じてアップカウント又はダ
ウンカウント指令を出力する手段と、その指令に応じて
上記オーバーフロー信号をアップカウント又はダウンカ
ウントするアップダウンカウンタと、そのアップダウン
カウンタの計数値をアナログ信号に変換し、その出力で
上記Ｄ／Ａ変換器の変換利得を制御するＤ／Ａ変換手段
と、を有するデジタルフェイズランプ方式光干渉角速度
計。 - 【請求項５】 光源と、その光源よりの光を２分配する
ビームスプリッターと、そのビームスプリッターよりの
２つの光が右回り光及び左回り光として入射されるルー
プ状の光伝送路と、その光伝送路から出射される右回り
光と左回り光を干渉させる干渉手段と、その干渉手段で
干渉された光が供給され、その強度に応じた電気信号を
出力する光電変換器と、上記光伝送路の一端と上記ビー
ムスプリッターとの間に挿入され、電気的に制御されて
光の位相を偏位する光位相変調器と、上記光伝送路の伝
搬時間τの奇数倍の時間ｎτ（ｎ＝１、３、５…）の２
倍の周期を持ち、デューティが５０％の方形波であって
上記右回り光と左回り光との間にｎτごとに＋π／２ラ
ジアンと−π／２ラジアンとの位相差を交互に与えるた
めのデジタルバイアシング信号を発生するデジタルバイ
アシング信号発生器と、上記光電変換器の出力を交流増
幅する増幅器と、その増幅器の出力を上記バイアシング
信号に従って同期検波する同期検波器と、その同期検波
器の出力をもとに上記光伝送路に入力される角速度によ
り生じる上記右回り光と左回り光とのサニャック位相差
を打ち消す大きさと符号に対応するデジタルコードのス
テップ値を発生するステップ値発生手段と、そのステッ
プ値を時間ｎτ毎に累積加算してその累積加算結果を出
力し、その累積加算結果の絶対値があらかじめ決めた２
ｍπ（ｍ＝１、２、３…）に対応するしきい値を越える
場合はオーバーフロー値をその累積加算結果とし、上記
オーバーフローが生じた時にオーバーフローが生じたこ
とを示すオーバーフロー信号とそのオーバーフローの極
性を表わすオーバーフロー符号信号とを出力する累積加
算手段と、その累積加算結果と上記デジタルバイアシン
グ信号とを加算する加算器と、その加算出力をアナログ
信号に変換して上記光位相変調器へ駆動信号として供給
するＤ／Ａ変換器と、上記オーバーフロー発生時に生じ
る上記同期検波器の出力パルスの極性を検出する手段
と、そのパルスの極性と、上記オーバーフロー符号信号
に対応する符号とに応じてアップカウント又はダウンカ
ウント指令を出力する手段と、その指令に応じて上記オ
ーバーフロー信号をアップカウント又はダウンカウント
するアップダウンカウンタと、そのアップダウンカウン
タの計数値をアナログ信号に変換し、その出力で上記Ｄ
／Ａ変換器の変換利得を制御するＤ／Ａ変換手段と、を
有するデジタルフェイズランプ方式光干渉角速度計。 - 【請求項６】 光源と、その光源よりの光を２分配する
ビームスプリッターと、そのビームスプリッターよりの
２つの光が右回り光及び左回り光として入射されるルー
プ状の光伝送路と、その光伝送路から出射される右回り
光と左回り光を干渉させる干渉手段と、その干渉手段で
干渉された光が供給され、その強度に応じた電気信号を
出力する光電変換器と、上記光伝送路の同一又は異なる
一端と上記ビームスプリッターとの間にそれぞれ挿入さ
れ、電気的に制御されて光の位相を偏位する第１，第２
光位相変調器と、上記光伝送路の伝搬時間τの奇数倍の
時間ｎτ（ｎ＝１、３、５…）の２倍の周期を持ち、デ
ューティが５０％の方形波であって上記右回り光と左回
り光との間にｎτごとに＋π／２ラジアンと−π／２ラ
ジアンとの位相差を交互に与えるために上記第１光位相
変調器へ駆動信号として供給されるバイアシング信号を
発生するバイアシング信号発生器と、上記光電変換器の
出力を交流増幅する増幅器と、その増幅器の出力を上記
バイアシング信号に従って同期検波する同期検波器と、
その同期検波器の出力をもとに上記光伝送路に入力され
る角速度により生じる上記右回り光と左回り光とのサニ
ャック位相差を打ち消す大きさと符号に対応するデジタ
ルコードのステップ値を発生するステップ値発生手段
と、上記ステップ値を時間ｎτ毎に累積加算し、その累
積加算結果を出力し、その累積加算結果の絶対値があら
かじめ決めた２ｍπ（ｍ＝１、２、３…）に対応するし
きい値を越える場合はオーバーフロー値をその累積加算
結果とし、上記オーバーフローが生じた時にオーバーフ
ローが生じたことを示すオーバーフロー信号とそのオー
バーフローの極性を表わすオーバーフロー符号信号とを
出力する累積加算手段と、その累積加算結果をアナログ
信号に変換して上記第２光位相変調器へ駆動信号として
供給するＤ／Ａ変換器と、上記オーバーフロー発生時に
生じる上記同期検波器の出力パルスの極性を検出する手
段と、そのパルスの極性と上記オーバーフロー符号信号
に対応する符号とに応じてアップカウント又はダウンカ
ウント指令を出力する手段と、その指令に応じて上記オ
ーバーフロー信号をアップカウント又はダウンカウント
するアップダウンカウンタと、そのアップダウンカウン
タの計数値をアナログ信号に変換し、その出力で上記Ｄ
／Ａ変換器の変換利得を制御するＤ／Ａ変換手段と、を
有するデジタルフェイズランプ方式光干渉角速度計。
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
| JP2406826A JPH0749963B2 (ja) | 1990-12-26 | 1990-12-26 | 光干渉角速度計 |
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| EP91122118A EP0492580B1 (en) | 1990-12-26 | 1991-12-23 | Fiber optic gyro |
| CA002058311A CA2058311C (en) | 1990-12-26 | 1991-12-23 | Fiber optic gyro |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2406826A JPH0749963B2 (ja) | 1990-12-26 | 1990-12-26 | 光干渉角速度計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04223213A JPH04223213A (ja) | 1992-08-13 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2406826A Expired - Fee Related JPH0749963B2 (ja) | 1990-12-26 | 1990-12-26 | 光干渉角速度計 |
Country Status (5)
| Country | Link |
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| EP (1) | EP0492580B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0749963B2 (ja) |
| CA (1) | CA2058311C (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| GB8611394D0 (en) * | 1986-05-08 | 1986-10-29 | British Aerospace | Fibre optic gyroscopes |
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- 1991-12-18 US US07/808,872 patent/US5166750A/en not_active Expired - Lifetime
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- 1991-12-23 DE DE69111206T patent/DE69111206T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-12-23 CA CA002058311A patent/CA2058311C/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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