JP2002544693A - 受信機におけるｄｃオフセットの修正方法 - Google Patents
受信機におけるｄｃオフセットの修正方法Info
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Abstract
(57)【要約】
受信機信号からＤＣオフセットを低減する方法。この方法は、共に（すなわち同時に）このようなＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを推定するステップと、推定されたＤＣオフセットとチャネルインパルス応答の推定値とに基づいてＤＣオフセットを低減するステップと、を含む。
Description
【０００１】 （技術分野） 本発明は無線周波数受信機に関し、特に、このような受信機においてＤＣオフ
セットを低減する方法に関する。
セットを低減する方法に関する。
【０００２】 （背景技術） この技術分野では既知のように、受信した無線周波数信号は、様々な受信機を
使いベースバンドに変換される。ホモダイン受信機では、受信した無線周波数信
号が、受信した無線周波数信号の搬送周波数と周波数が等しい局地的な発振器と
混合され、搬送周波数がＤＣに置き換えられ、受信した無線周波数信号の変調の
、ＤＣでの変調への「直接変換」を提供する。よって、ホモダイン受信機は時に
、直接変換受信機とも呼ばれる。
使いベースバンドに変換される。ホモダイン受信機では、受信した無線周波数信
号が、受信した無線周波数信号の搬送周波数と周波数が等しい局地的な発振器と
混合され、搬送周波数がＤＣに置き換えられ、受信した無線周波数信号の変調の
、ＤＣでの変調への「直接変換」を提供する。よって、ホモダイン受信機は時に
、直接変換受信機とも呼ばれる。
【０００３】 このような直接変換受信機は、低減されたコストという利点を有するが、この
ような受信機に関連するＤＣオフセットは、受信機性能に重大な問題を生じる。
より詳しくは、ＤＣオフセットがホモダイン処理から生じる。ＤＣオフセットの
レベルは、復調する所望の信号、すなわち変調よりも、相当に大きい場合がある
。よって、一般的に、ＤＣオフセット補償技法が必要とされる。異なる動作状態
での柔軟性を保証するために、ＤＣオフセット補償は、受信機のデジタルベース
バンド部の一部、好適にはデジタル信号処理（ＤＳＰ）ファームウェアの一部で
あってもよい。直接変換受信機の１つの応用法として、移動式又はセル式通信シ
ステムが挙げられる。このようなシステムでは、無線チャネルで受信された信号
はまた、マルチパス無線伝搬及び送信機及び／又は受信機の濾波による、符号間
干渉（ＩＳＩ）の欠点を有する。
ような受信機に関連するＤＣオフセットは、受信機性能に重大な問題を生じる。
より詳しくは、ＤＣオフセットがホモダイン処理から生じる。ＤＣオフセットの
レベルは、復調する所望の信号、すなわち変調よりも、相当に大きい場合がある
。よって、一般的に、ＤＣオフセット補償技法が必要とされる。異なる動作状態
での柔軟性を保証するために、ＤＣオフセット補償は、受信機のデジタルベース
バンド部の一部、好適にはデジタル信号処理（ＤＳＰ）ファームウェアの一部で
あってもよい。直接変換受信機の１つの応用法として、移動式又はセル式通信シ
ステムが挙げられる。このようなシステムでは、無線チャネルで受信された信号
はまた、マルチパス無線伝搬及び送信機及び／又は受信機の濾波による、符号間
干渉（ＩＳＩ）の欠点を有する。
【０００４】 より詳しくは、アナログ及びデジタル領域の両方における、様々なＤＣオフセ
ット補償技法が示唆されてきた。移動式通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）（
Global System for Mobile Communications）環境に関しては、これらの示唆さ
れた技法は、ＤＣオフセットの源に大きく依存する。これは、ＤＣオフセットの
源によって、所望の信号レベルに対して異なるレベルのＤＣオフセットが生じる
ためである。「IEEE transactions on circuits and systems - II: analog and
digital signal processing, June 97, pp 428-435」に掲載されたＢ・レザビ
（B. Rezavi）による論文「Design considerations for direct-conversion rec
eivers」に述べられている通り、直接変換受信機においてＤＣオフセットを生じ
る２つの主要な仕組みは、受信機の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）及びミキサ入力へ
の局地発振器（ＬＯ）分離と、ＬＯへの干渉漏れ（すなわち自己混合（self-mix
ing））である。この場合のＤＣオフセットのレベルは、所望の信号のレベルよ
りもはるかに大きい。
ット補償技法が示唆されてきた。移動式通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）（
Global System for Mobile Communications）環境に関しては、これらの示唆さ
れた技法は、ＤＣオフセットの源に大きく依存する。これは、ＤＣオフセットの
源によって、所望の信号レベルに対して異なるレベルのＤＣオフセットが生じる
ためである。「IEEE transactions on circuits and systems - II: analog and
digital signal processing, June 97, pp 428-435」に掲載されたＢ・レザビ
（B. Rezavi）による論文「Design considerations for direct-conversion rec
eivers」に述べられている通り、直接変換受信機においてＤＣオフセットを生じ
る２つの主要な仕組みは、受信機の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）及びミキサ入力へ
の局地発振器（ＬＯ）分離と、ＬＯへの干渉漏れ（すなわち自己混合（self-mix
ing））である。この場合のＤＣオフセットのレベルは、所望の信号のレベルよ
りもはるかに大きい。
【０００５】 これらの２つの主要な仕組みによって発生するＤＣオフセットを除去するため
に様々な技法が示唆されてきた。これらの技法の例としては、ＡＣカプリング、
コンデンサを使ったオフセット相殺、サンプル平均（平均値）推定、バーストモ
ード動作のための適応ＤＣオフセット補償、及び再積分などが挙げられる。
に様々な技法が示唆されてきた。これらの技法の例としては、ＡＣカプリング、
コンデンサを使ったオフセット相殺、サンプル平均（平均値）推定、バーストモ
ード動作のための適応ＤＣオフセット補償、及び再積分などが挙げられる。
【０００６】 ＡＣカプリングは、データ速度の０．１％のコーナ周波数を有する高域フィル
タを必要とし、ＧＳＭではこれは２７０Ｈｚ以下である。この方法に関連する問
題点は、ＤＣ付近の信号内容の消失、フィルタの群遅延特性、及び時間分割多元
接続（ＴＤＭＡ）環境におけるセトリングタイム（settling time）、などであ
る。
タを必要とし、ＧＳＭではこれは２７０Ｈｚ以下である。この方法に関連する問
題点は、ＤＣ付近の信号内容の消失、フィルタの群遅延特性、及び時間分割多元
接続（ＴＤＭＡ）環境におけるセトリングタイム（settling time）、などであ
る。
【０００７】 ＴＤＭＡシステムのための、コンデンサを使うオフセット相殺では、受信パス
のオフセットを、待機モード中にコンデンサに保存することができ、実際の受信
中に、このオフセットをバースト内の信号から減算できる。この方法に関する主
要な問題は、ｋＴ／Ｃノイズと、干渉が他のオフセットと共に保存された場合の
問題点である。
のオフセットを、待機モード中にコンデンサに保存することができ、実際の受信
中に、このオフセットをバースト内の信号から減算できる。この方法に関する主
要な問題は、ｋＴ／Ｃノイズと、干渉が他のオフセットと共に保存された場合の
問題点である。
【０００８】 サンプル平均（平均値）推定に基づく技法では、このような技法は、Ａ．ベイ
トマン及びＤ．ヘインズ（A. Bateman and D. Haines）による「Proc. VTC '89,
pp 57-62」の「Direct conversion transceiver design for compact low-cost
portable mobile radio terminals」に説明されるように、十分に長い期間での
平均化及び減算を含む。ＴＤＭＡシステムでは、平均化処理は通常、バーストの
存在期間を通して実行される。この方法に関連する問題点は、バースト内でのＤ
Ｃオフセットの変化を考慮しない、データストリームの中に異なる数の０と１が
存在することによりバーストがゼロのＤＣ成分を有さないため、なんらかのバイ
アスを導入する可能性がある、などである。その簡略性の他に、この方法は、い
くつかの望ましい統計学的性質を有する。サンプル平均推定は、ガウス確率密度
関数を有するゼロ平均のノイズでは、最小平均二乗エラー（最小分散不偏推定量
でもある）の意味からも、最尤法の意味からも、最適なＤＣオフセット推定法で
ある。ノイズの確率密度関数（ｐｄｆ）が知られていない場合でも、信号の平均
値は、最良の線形不偏推定量である。Ｓ．ケイ（S.Kay）による「Fundamentals
of statistical signal processing: estimation theory, Prentice Hall, 199
3」を参照。
トマン及びＤ．ヘインズ（A. Bateman and D. Haines）による「Proc. VTC '89,
pp 57-62」の「Direct conversion transceiver design for compact low-cost
portable mobile radio terminals」に説明されるように、十分に長い期間での
平均化及び減算を含む。ＴＤＭＡシステムでは、平均化処理は通常、バーストの
存在期間を通して実行される。この方法に関連する問題点は、バースト内でのＤ
Ｃオフセットの変化を考慮しない、データストリームの中に異なる数の０と１が
存在することによりバーストがゼロのＤＣ成分を有さないため、なんらかのバイ
アスを導入する可能性がある、などである。その簡略性の他に、この方法は、い
くつかの望ましい統計学的性質を有する。サンプル平均推定は、ガウス確率密度
関数を有するゼロ平均のノイズでは、最小平均二乗エラー（最小分散不偏推定量
でもある）の意味からも、最尤法の意味からも、最適なＤＣオフセット推定法で
ある。ノイズの確率密度関数（ｐｄｆ）が知られていない場合でも、信号の平均
値は、最良の線形不偏推定量である。Ｓ．ケイ（S.Kay）による「Fundamentals
of statistical signal processing: estimation theory, Prentice Hall, 199
3」を参照。
【０００９】 バーストモード動作のための適応ＤＣオフセット補償は、Ｓ．サンペイ及びＫ
．フェハー（S. Sampei and K. Feher）による「Proc. VTC '92, pp 93-96」で
の「Adaptive DC offset compensation algorithm for burst mode operated di
rect conversion receivers」という題名の論文に示されている。この方法は、
プレアンブルからの、典型的には３−５ビットの既知のビットを用いてＤＣオフ
セットを取得する。シミュレーションにより、この技法がＤＣオフセット比（Ｄ
Ｃオフセットと送信された符号の最大振幅との振幅比率）が４０％より小さい場
合に効果的であることが示された。性能の低下は、１．５ｄＢまでである。より
一般的な連続受信の通信シナリオにおける同様の方法が、Ｊ．バーグマンズ（J.
Bergmans）による「Digital baseband transmission and recording, Kluwer A
cademic Publishers, Section 8.8.2」に示されている。本質的には、この方法
は、動的ループトラッキングＤＣオフセット（dynamic loop tracking DC offse
t）の１つの形式である。
．フェハー（S. Sampei and K. Feher）による「Proc. VTC '92, pp 93-96」で
の「Adaptive DC offset compensation algorithm for burst mode operated di
rect conversion receivers」という題名の論文に示されている。この方法は、
プレアンブルからの、典型的には３−５ビットの既知のビットを用いてＤＣオフ
セットを取得する。シミュレーションにより、この技法がＤＣオフセット比（Ｄ
Ｃオフセットと送信された符号の最大振幅との振幅比率）が４０％より小さい場
合に効果的であることが示された。性能の低下は、１．５ｄＢまでである。より
一般的な連続受信の通信シナリオにおける同様の方法が、Ｊ．バーグマンズ（J.
Bergmans）による「Digital baseband transmission and recording, Kluwer A
cademic Publishers, Section 8.8.2」に示されている。本質的には、この方法
は、動的ループトラッキングＤＣオフセット（dynamic loop tracking DC offse
t）の１つの形式である。
【００１０】 最小平均二乗（ＬＭＳ）適応アルゴリズムに基づくデジタル補償は、Ｊ．ケイ
バーズ（J. Cavers）及びＭ．リアオ（M. Liao）による「IEEE Transactions on
Vehicular Technology, November 93, pp 581-588」の「Adaptive compensatio
n for imbalance and offset losses in direct conversion receivers」に記載
されている。このような論文は、受信機及び送信機補償（変調器及び復調器）の
モデル及び理論上の発達を説明する。最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムは、
補償回路のパラメータを設定するために適用された（同相（In-phase）（Ｉ）及
び直角（quadrature）（Ｑ）の利得及び位相不均衡及びＤＣオフセットを補償す
る）。事実上、システムは、３つの適応係数を有する。このアルゴリズムの欠点
は、収束時間の長さと、ＬＭＳのステップサイズパラメータの選択への感度であ
る。
バーズ（J. Cavers）及びＭ．リアオ（M. Liao）による「IEEE Transactions on
Vehicular Technology, November 93, pp 581-588」の「Adaptive compensatio
n for imbalance and offset losses in direct conversion receivers」に記載
されている。このような論文は、受信機及び送信機補償（変調器及び復調器）の
モデル及び理論上の発達を説明する。最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムは、
補償回路のパラメータを設定するために適用された（同相（In-phase）（Ｉ）及
び直角（quadrature）（Ｑ）の利得及び位相不均衡及びＤＣオフセットを補償す
る）。事実上、システムは、３つの適応係数を有する。このアルゴリズムの欠点
は、収束時間の長さと、ＬＭＳのステップサイズパラメータの選択への感度であ
る。
【００１１】 再積分法は、Ｂ．リンドキスト（B. Lindquist）、Ｍ．イスバーグ（M. Isber
g）、及びＰ．デント（P. Dent）による「Proc. VTC '93, pp 754-757 [7]」の
「A new approach to eliminate the DC offset in a TDMA direct conversion
receiver」という題名の論文に示される。この方法の考え方は、信号を微分し、
デジタル化し、その後再度積分することであり、これによって、ＤＣ成分を除去
する。これは、適応デルタ変調（adaptive delta modulation）に基づいており
、時間定数が存在しないため、ＴＤＭＡ直接変換受信機を対象とする。論文内に
提示されたシミュレーション結果は、ビットエラー率（ＢＥＲ）の範囲が１％か
ら０．１％の時に、静止チャネル内の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の低下が１ｄＢ
であることを示す。
g）、及びＰ．デント（P. Dent）による「Proc. VTC '93, pp 754-757 [7]」の
「A new approach to eliminate the DC offset in a TDMA direct conversion
receiver」という題名の論文に示される。この方法の考え方は、信号を微分し、
デジタル化し、その後再度積分することであり、これによって、ＤＣ成分を除去
する。これは、適応デルタ変調（adaptive delta modulation）に基づいており
、時間定数が存在しないため、ＴＤＭＡ直接変換受信機を対象とする。論文内に
提示されたシミュレーション結果は、ビットエラー率（ＢＥＲ）の範囲が１％か
ら０．１％の時に、静止チャネル内の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の低下が１ｄＢ
であることを示す。
【００１２】 ＧＳＭシステムでは、バースト全体が保存され、上述の全てのデジタル技法を
ＤＣオフセットを抽出するために適合させることができる。よって、図１を参照
し、データ受信機は、バーストのデータ、ｒ（ｋ）を保存し、ここで、ｋ＝１．
．．Ｎであり、Ｎはバースト内のサンプル数である。図示するように、各バース
トは、データ（すなわち情報ビット）間に既知のビットシーケンスを有するミッ
ドアンブル（mid-amble）を含む。このような既知のビットシーケンスは、等化
を助けるために使われ、より詳しくは、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の計
算を可能にするために使われる。図１に示すように、ＤＣオフセットの推定値（
Ａe）が計算される。ｋ＝１．．．Ｎである推定されたＤＣオフセット（Ａe）は
、受信したバーストから減算される。この結果であるｒ（ｋ）−（Ａe）（ここ
でｋ＝１．．．Ｎ）が処理され、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の推定値（
ｈe）が求められる。チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の推定値（ｈe）は、［
ｒ（ｋ）−（Ａe）］と既知のミッドアンブルビットシーケンスとの間の相互相
関によって得られる。
ＤＣオフセットを抽出するために適合させることができる。よって、図１を参照
し、データ受信機は、バーストのデータ、ｒ（ｋ）を保存し、ここで、ｋ＝１．
．．Ｎであり、Ｎはバースト内のサンプル数である。図示するように、各バース
トは、データ（すなわち情報ビット）間に既知のビットシーケンスを有するミッ
ドアンブル（mid-amble）を含む。このような既知のビットシーケンスは、等化
を助けるために使われ、より詳しくは、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の計
算を可能にするために使われる。図１に示すように、ＤＣオフセットの推定値（
Ａe）が計算される。ｋ＝１．．．Ｎである推定されたＤＣオフセット（Ａe）は
、受信したバーストから減算される。この結果であるｒ（ｋ）−（Ａe）（ここ
でｋ＝１．．．Ｎ）が処理され、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の推定値（
ｈe）が求められる。チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の推定値（ｈe）は、［
ｒ（ｋ）−（Ａe）］と既知のミッドアンブルビットシーケンスとの間の相互相
関によって得られる。
【００１３】 ＧＳＭシステムにおけるＤＣオフセット相殺の複雑さは、ベースバンドで実行
される他の信号処理機能（同期、等化）に関係する。残存するＤＣオフセットは
、データ受信機の性能に影響を及ぼす場合もある。
される他の信号処理機能（同期、等化）に関係する。残存するＤＣオフセットは
、データ受信機の性能に影響を及ぼす場合もある。
【００１４】 （発明の開示） 本発明によれば、受信した信号からＤＣオフセットを低減する方法が提供され
る。方法は、このようなＤＣオフセットとチャネルインパルス応答、（ｈe）と
を同時推定するステップと、推定されたＤＣオフセットと推定されたチャネルイ
ンパルス応答（ｈe）とに基づいてＤＣオフセットを低減するステップと、を含
む。
る。方法は、このようなＤＣオフセットとチャネルインパルス応答、（ｈe）と
を同時推定するステップと、推定されたＤＣオフセットと推定されたチャネルイ
ンパルス応答（ｈe）とに基づいてＤＣオフセットを低減するステップと、を含
む。
【００１５】 本発明のもう１つの特徴によれば、通信システムが提供され、この通信システ
ムでは、情報が離散（discrete）チャネルインパルス応答ｈ（ｋ）（ここでｋは
時間インデックス）を有するチャネルを通じて送信され、チャネルの出力として
信号ｒ（ｋ）を生成し、このｒ（ｋ）は、
ムでは、情報が離散（discrete）チャネルインパルス応答ｈ（ｋ）（ここでｋは
時間インデックス）を有するチャネルを通じて送信され、チャネルの出力として
信号ｒ（ｋ）を生成し、このｒ（ｋ）は、
【数１３】 であり、ここで、ＡはＤＣオフセット、
【数１４】 はチャネル４２を通じて送信された、変調された信号、ｂ（ｎ）は送信されたデ
ータ符号、Ｎ（ｋ）は加法的ノイズである。システムは、送信された情報を受信
するための受信機を含む。受信機は、以下の連立方程式を解くようプログラムさ
れたプロセッサを有する。
ータ符号、Ｎ（ｋ）は加法的ノイズである。システムは、送信された情報を受信
するための受信機を含む。受信機は、以下の連立方程式を解くようプログラムさ
れたプロセッサを有する。
【００１６】
【数１５】
【数１６】 ここで、ｆ（ｅ（ｋ））は、推定エラーｅ（ｋ）の、一般的には二次の関数であ
り、ｅ（ｋ）は、受信した信号と、受信した信号の推定値との差である。すなわ
ち、
り、ｅ（ｋ）は、受信した信号と、受信した信号の推定値との差である。すなわ
ち、
【数１７】 である。
【００１７】 本発明のもう１つの特徴によれば、通信システムが提供され、この通信システ
ムでは、情報が一連のバーストとしてチャネルを通じて送信され、各バーストが
、所定の一連のビットと、一連の情報ビットとを含む。システムは、送信された
情報を受信するための受信機を含む。受信機は、（ａ）所定の一連のビット、（
ｂ）情報ビットの一時的な判定、又は所定の一連のビット及び情報ビットの一時
的な判定の組合せからの、以下の連立方程式を解くようプログラムされたプロセ
ッサを備える。
ムでは、情報が一連のバーストとしてチャネルを通じて送信され、各バーストが
、所定の一連のビットと、一連の情報ビットとを含む。システムは、送信された
情報を受信するための受信機を含む。受信機は、（ａ）所定の一連のビット、（
ｂ）情報ビットの一時的な判定、又は所定の一連のビット及び情報ビットの一時
的な判定の組合せからの、以下の連立方程式を解くようプログラムされたプロセ
ッサを備える。
【００１８】
【数１８】
【数１９】 ここで、ｆ（ｅ（ｋ））は、推定エラーｅ（ｋ）の、通常は二次の関数であり
、ｅ（ｋ）は、受信した信号と受信した信号の推定値との差である。すなわち、
、ｅ（ｋ）は、受信した信号と受信した信号の推定値との差である。すなわち、
【数２０】 である。
【００１９】 （発明を実施するための最良の形態） ここで図２を参照し、通信システム１０、ここではＴＤＭＡ通信システムのブ
ロック図を示し、この通信システム１０は、この図では送信機１２として示され
る、データビットのバーストによって変調された無線周波数搬送波を生成するた
めの送信機を含む。各バーストは、既知のビットシーケンスと、ここでは情報ビ
ットである未知の一連のビットと、を含む。このような既知のビットシーケンス
は、等化を助けるために使われ、より詳しくは、チャネルインパルス応答（ＣＩ
Ｒ）の計算を可能にするために使われる。例えば、ＧＳＭでは、各バーストは、
既知のビットシーケンスをミッドアンブルとして、一連の情報ビットの対間に配
置して含む。ここで、ミッドアンブルは、後述のような方法で、受信機信号から
のＤＣオフセットを、このようなＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを
同時に推定し、推定されたＤＣオフセットと推定されたチャネルインパルス応答
とに基づいてＤＣオフセットを低減することで、低減する。
ロック図を示し、この通信システム１０は、この図では送信機１２として示され
る、データビットのバーストによって変調された無線周波数搬送波を生成するた
めの送信機を含む。各バーストは、既知のビットシーケンスと、ここでは情報ビ
ットである未知の一連のビットと、を含む。このような既知のビットシーケンス
は、等化を助けるために使われ、より詳しくは、チャネルインパルス応答（ＣＩ
Ｒ）の計算を可能にするために使われる。例えば、ＧＳＭでは、各バーストは、
既知のビットシーケンスをミッドアンブルとして、一連の情報ビットの対間に配
置して含む。ここで、ミッドアンブルは、後述のような方法で、受信機信号から
のＤＣオフセットを、このようなＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを
同時に推定し、推定されたＤＣオフセットと推定されたチャネルインパルス応答
とに基づいてＤＣオフセットを低減することで、低減する。
【００２０】 より詳しくは、情報は、データブロック発生装置１４、インターリーバ１８、
バーストフォーマッタ２０、変調器及びアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２
２を通過した後、送信機２４によって、空間（すなわち、無線伝搬チャネル２６
）を通って受信機２８に送信される。より詳しくは、受信機２８は直接変換受信
機であり、ホモダイン受信部３０と、ＡＤＣ３２と、データ受信機３４（図３に
関してより詳しく説明される）と、バースト復調器３６と、復インターリーバ３
８（de-interleaver）と、デコーダ４０と、を含む。ここで、チャネル４２が、
バーストフォーマッタ２０の出力とＡＤＣ３２の出力との間に設けられているこ
とに留意されたい。このようなチャネル４２は、離散インパルス応答ｈ（ｋ）（
ここでｋは時間インデックス）によって特徴付けることができる。
バーストフォーマッタ２０、変調器及びアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２
２を通過した後、送信機２４によって、空間（すなわち、無線伝搬チャネル２６
）を通って受信機２８に送信される。より詳しくは、受信機２８は直接変換受信
機であり、ホモダイン受信部３０と、ＡＤＣ３２と、データ受信機３４（図３に
関してより詳しく説明される）と、バースト復調器３６と、復インターリーバ３
８（de-interleaver）と、デコーダ４０と、を含む。ここで、チャネル４２が、
バーストフォーマッタ２０の出力とＡＤＣ３２の出力との間に設けられているこ
とに留意されたい。このようなチャネル４２は、離散インパルス応答ｈ（ｋ）（
ここでｋは時間インデックス）によって特徴付けることができる。
【００２１】 受信部３０は、搬送周波数ｆ0を有する、送信された無線周波数信号を受信す
るためのアンテナ４３を備える。無線周波数信号搬送波は、送信機において、従
来技術のいずれかの方法によって所望のデータで変調される。ここで、受信機は
、時間領域多元接続（ＴＤＭＡ）システムにおいて使われる。アンテナ４３は、
図示するようにミキサ４４に供給される。また、局地発振器ＬＯ発生器４６によ
って生成された局地発振器信号もまた、ミキサ４４に供給される。ここで、局地
発振器によって生成された信号の周波数もまたｆ0である。ミキサ４４の出力は
、低域フィルタ４８を通され、混合処理からの高調波が取り除かれる。この結果
の、低域フィルタの出力において生成されるベースバンド信号、ここでは、バー
ストの列は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３２に供給され、変調が、対
応するデジタルデータに変換される。データは、データ受信機３４で処理され、
このデータ受信機３４は図示するように、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を
有する。
るためのアンテナ４３を備える。無線周波数信号搬送波は、送信機において、従
来技術のいずれかの方法によって所望のデータで変調される。ここで、受信機は
、時間領域多元接続（ＴＤＭＡ）システムにおいて使われる。アンテナ４３は、
図示するようにミキサ４４に供給される。また、局地発振器ＬＯ発生器４６によ
って生成された局地発振器信号もまた、ミキサ４４に供給される。ここで、局地
発振器によって生成された信号の周波数もまたｆ0である。ミキサ４４の出力は
、低域フィルタ４８を通され、混合処理からの高調波が取り除かれる。この結果
の、低域フィルタの出力において生成されるベースバンド信号、ここでは、バー
ストの列は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３２に供給され、変調が、対
応するデジタルデータに変換される。データは、データ受信機３４で処理され、
このデータ受信機３４は図示するように、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を
有する。
【００２２】 図３を参照し、データ受信機３４を示し、データ受信機３４は、ＤＳＰ５２に
よってバーストからＤＣオフセットを除去するために使われ、ＤＣオフセット（
Ａe）とチャネルインパルス応答（ｈe）との両方の同時推定によって助けられる
等化を提供するための、バースト保存装置又はメモリ５０を含む。ＤＣオフセッ
トＡを除去するために使われる処理を理解するために、まず変換器の動的範囲が
、ＤＣオフセットと所望の信号（すなわち、ベースバンドにおける変調）との両
方を収容するために十分に大きいと仮定し、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ
）３４の出力における複素ベースバンド信号のサンプル版が、以下の式によって
表すことができると仮定する。
よってバーストからＤＣオフセットを除去するために使われ、ＤＣオフセット（
Ａe）とチャネルインパルス応答（ｈe）との両方の同時推定によって助けられる
等化を提供するための、バースト保存装置又はメモリ５０を含む。ＤＣオフセッ
トＡを除去するために使われる処理を理解するために、まず変換器の動的範囲が
、ＤＣオフセットと所望の信号（すなわち、ベースバンドにおける変調）との両
方を収容するために十分に大きいと仮定し、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ
）３４の出力における複素ベースバンド信号のサンプル版が、以下の式によって
表すことができると仮定する。
【００２３】
【数２１】 ここで、ＡはＤＣオフセットであり、
【数２２】 は、ＡＤＣが受信した、変調された信号、ｋは時間インデックス、ｂ（ｎ）はデ
ータ符号、ｈ（ｋ）はチャネル４２のインパルス応答（すなわち、送信機ベース
バンドから受信機ベースバンド）であり、変調器２２と、送信機２４と、無線伝
搬チャネル２６と、Ｒ．Ｆ．受信機３０と、ＡＤＣ３２と、を有し、Ｎ（ｋ）は
加法的ノイズである。
ータ符号、ｈ（ｋ）はチャネル４２のインパルス応答（すなわち、送信機ベース
バンドから受信機ベースバンド）であり、変調器２２と、送信機２４と、無線伝
搬チャネル２６と、Ｒ．Ｆ．受信機３０と、ＡＤＣ３２と、を有し、Ｎ（ｋ）は
加法的ノイズである。
【００２４】 この公式化は、複素（すなわち、同相（Ｉ）及び直角（Ｑ））信号を捕獲する
ため、かなり一般的である。
ため、かなり一般的である。
【００２５】 受信した信号は、３つの項を含む。（１）ＤＣオフセットと、（２）チャネル
４２を通過した信号、すなわち変調された信号と、（３）熱ノイズと、である。
直感的に、変調された信号の効果を除去することができれば、ＤＣオフセット推
定処理の全体的なノイズを低減できる。
４２を通過した信号、すなわち変調された信号と、（３）熱ノイズと、である。
直感的に、変調された信号の効果を除去することができれば、ＤＣオフセット推
定処理の全体的なノイズを低減できる。
【００２６】 この問題は、未知のＤＣオフセットと、チャネルインパルス応答の推定値を表
すチャネル４２の係数との同時推定問題として公式化できる。このようなチャネ
ル４２の係数は、ＤＳＰ５２によって設けられるデータ受信機３４イコライザ５
３（図３）に必要とされる。すなわち、エラーｅ（ｋ）の関数を、推定されたＤ
Ｃオフセット（Ａe）に対して最小化し、同時に、エラーｅ（ｋ）をチャネルイ
ンパルス応答（ｈe）に対して最小化したい。ここで、ｅ（ｋ）は実際に受信し
た変調された信号ｒ（ｋ）及び推定された変調された信号（ｒe）の関数であり
、ｋは、時間インデックスである。すなわち、ＤＣオフセット及びチャネルイン
パルス応答が、同時推定される。このｆ（ｅ）の同時最小化を実行するために、
以下の２つの連立方程式を解く。
すチャネル４２の係数との同時推定問題として公式化できる。このようなチャネ
ル４２の係数は、ＤＳＰ５２によって設けられるデータ受信機３４イコライザ５
３（図３）に必要とされる。すなわち、エラーｅ（ｋ）の関数を、推定されたＤ
Ｃオフセット（Ａe）に対して最小化し、同時に、エラーｅ（ｋ）をチャネルイ
ンパルス応答（ｈe）に対して最小化したい。ここで、ｅ（ｋ）は実際に受信し
た変調された信号ｒ（ｋ）及び推定された変調された信号（ｒe）の関数であり
、ｋは、時間インデックスである。すなわち、ＤＣオフセット及びチャネルイン
パルス応答が、同時推定される。このｆ（ｅ）の同時最小化を実行するために、
以下の２つの連立方程式を解く。
【００２７】
【数２３】
【数２４】
【数２５】 例えば、ＧＳＭシステムでは、チャネル長に対する（ｈe）の推定値を物理的
なチャネルプロフィールに基づく５つの係数に制限する。この場合、受信された
信号は、以下のようにベクトル形式で表記できる。ここで、＊、Ｔ、Ｈはそれぞ
れ、共役、転置、エルミート行列（共役転置）を意味する。
なチャネルプロフィールに基づく５つの係数に制限する。この場合、受信された
信号は、以下のようにベクトル形式で表記できる。ここで、＊、Ｔ、Ｈはそれぞ
れ、共役、転置、エルミート行列（共役転置）を意味する。
【００２８】
【数２６】 ここで、→はベクトルを意味し、
【数２７】 は、バースト内で固定されると仮定した、長さ（Ｌ＋１）のチャネルベクトルで
ある。対応するデータベクトルは、
ある。対応するデータベクトルは、
【数２８】 である。
【００２９】 ここで、ｆ（ｅ（ｋ））は、最小平均二乗エラー関数である。最適化の基準は
、最小平均二乗エラー（ＭＭＳＥ）であり、符号Ｅ｛ ｝は統計学的平均値を意
味する。
、最小平均二乗エラー（ＭＭＳＥ）であり、符号Ｅ｛ ｝は統計学的平均値を意
味する。
【００３０】
【数２９】 ＤＣオフセット値及び推定されたチャネルインパルス応答に対して微分し、得
られた傾き（gradient）をゼロと等しくすることにより、連立方程式が得られる
。すなわち、
られた傾き（gradient）をゼロと等しくすることにより、連立方程式が得られる
。すなわち、
【数３０】
【数３１】 である。
【００３１】 この連立方程式を解くことにより、
【数３２】
【数３３】 となる。
【００３２】 これらの方程式は、ＭＭＳＥの意味から最適な解を提供する（ここで、最尤法
の基準を使った場合でも、加法的ノイズがガウス分布を有すると仮定されている
ため、同じ解が得られたことに留意することが重要である）。
の基準を使った場合でも、加法的ノイズがガウス分布を有すると仮定されている
ため、同じ解が得られたことに留意することが重要である）。
【００３３】 以下に留意するべきである。統計学的平均値が与えられている場合（実際上は
そうでなく、また下に言及される）、解は直感的である。ＤＣオフセットは、一
旦チャネルの影響が取り除かれた後に、受信したサンプルを通じた平均値を求め
ることにより計算され、推定されたチャネルインパルス応答（すなわち係数）は
、受信したサンプルからＤＣオフセットを取り除いた後に得られる。方程式は相
互連接しているため、反復処理をはじめる必要がある。すなわち、まず、パラメ
ータの１つを推定し、ＤＣオフセットが所望の信号よりもはるかに大きい場合が
あることを念頭に、計算を進める。ＤＣオフセットの初期推定値は、チャネルの
影響を無視した、受信サンプルの平均値であってもよい。これもまた、直感的で
ある。ここでは、変調信号、例えば、ガウス最小シフトキーイング（Gaussian M
inimum Shift Keying）（ＧＭＳＫ）の受信した信号の統計学的平均値はゼロで
ある。これに加え、フェーディングチャネルを通過した所望の信号を、ガウス分
布を有するものとして近似できる（欧州電気通信標準化機構（ＥＴＳＩ）のモデ
ルではフェーディングチャネルのチャネル係数はガウスの複素整数（complex Ga
ussian）である）。この場合、ガウス確率密度関数（ｐｄｆ）を有する、ゼロ平
均のノイズでの最適なＤＣオフセット推定値は、受信信号の平均値から求められ
、これは、ＭＭＳＥの意味からも最尤法の意味からも最適である。ノイズのｐｄ
ｆが知られていない場合でも、信号平均は、最良の線形不偏推定量である。バー
スト内のタイミング推定値を計算する必要がある。これはミッドアンブル部から
抽出されるため、ＤＣオフセットを取り除いた後に実行されるべきである。
そうでなく、また下に言及される）、解は直感的である。ＤＣオフセットは、一
旦チャネルの影響が取り除かれた後に、受信したサンプルを通じた平均値を求め
ることにより計算され、推定されたチャネルインパルス応答（すなわち係数）は
、受信したサンプルからＤＣオフセットを取り除いた後に得られる。方程式は相
互連接しているため、反復処理をはじめる必要がある。すなわち、まず、パラメ
ータの１つを推定し、ＤＣオフセットが所望の信号よりもはるかに大きい場合が
あることを念頭に、計算を進める。ＤＣオフセットの初期推定値は、チャネルの
影響を無視した、受信サンプルの平均値であってもよい。これもまた、直感的で
ある。ここでは、変調信号、例えば、ガウス最小シフトキーイング（Gaussian M
inimum Shift Keying）（ＧＭＳＫ）の受信した信号の統計学的平均値はゼロで
ある。これに加え、フェーディングチャネルを通過した所望の信号を、ガウス分
布を有するものとして近似できる（欧州電気通信標準化機構（ＥＴＳＩ）のモデ
ルではフェーディングチャネルのチャネル係数はガウスの複素整数（complex Ga
ussian）である）。この場合、ガウス確率密度関数（ｐｄｆ）を有する、ゼロ平
均のノイズでの最適なＤＣオフセット推定値は、受信信号の平均値から求められ
、これは、ＭＭＳＥの意味からも最尤法の意味からも最適である。ノイズのｐｄ
ｆが知られていない場合でも、信号平均は、最良の線形不偏推定量である。バー
スト内のタイミング推定値を計算する必要がある。これはミッドアンブル部から
抽出されるため、ＤＣオフセットを取り除いた後に実行されるべきである。
【００３４】 受信したサンプル（ＧＳＭバースト）の有限な長さのため、実際のシステムで
は、統計学的平均値は、利用不能であるが、最適な解法を実施するためにいくつ
かの方法が存在する。これらの全てが、統計学的平均値オペレータの特定の近似
に基づく。
は、統計学的平均値は、利用不能であるが、最適な解法を実施するためにいくつ
かの方法が存在する。これらの全てが、統計学的平均値オペレータの特定の近似
に基づく。
【００３５】一般的な解法 直接変換受信機信号からＤＣオフセットを低減する処理は、このようなＤＣオ
フセットと、チャネルインパルス応答（すなわち、チャネル４２（図２）を表す
係数）と、を同時に推定し、推定されたＤＣオフセット及び推定されたチャネル
インパルス応答に基づいてＤＣオフセットを低減することにより、実行される。
より詳しくは、図４を参照し、ＤＳＰ５２は、ＤＳＰ５２内のメモリによって、
図４に示すフローチャートに基づいてプログラムされ、以下の方法を受信した信
号ｒ（ｋ）に対して実行する。ステップ１００において、受信したバーストサン
プルｒ（ｋ）が、ＤＳＰ５２のメモリ５５に保存される。次に、ステップ１０２
において、ＤＣオフセットＡ及びチャネルインパルス応答（すなわち係数ベクト
ルｈ（ｋ））とに対して共同すなわち同時最小平均二乗エラー最適化が行なわれ
、この結果、同時に解かれる連立方程式が得られる。
フセットと、チャネルインパルス応答（すなわち、チャネル４２（図２）を表す
係数）と、を同時に推定し、推定されたＤＣオフセット及び推定されたチャネル
インパルス応答に基づいてＤＣオフセットを低減することにより、実行される。
より詳しくは、図４を参照し、ＤＳＰ５２は、ＤＳＰ５２内のメモリによって、
図４に示すフローチャートに基づいてプログラムされ、以下の方法を受信した信
号ｒ（ｋ）に対して実行する。ステップ１００において、受信したバーストサン
プルｒ（ｋ）が、ＤＳＰ５２のメモリ５５に保存される。次に、ステップ１０２
において、ＤＣオフセットＡ及びチャネルインパルス応答（すなわち係数ベクト
ルｈ（ｋ））とに対して共同すなわち同時最小平均二乗エラー最適化が行なわれ
、この結果、同時に解かれる連立方程式が得られる。
【００３６】
【数３４】
【数３５】 次に、ステップ１０４において、計算されたＤＣオフセットＡ0と計算された
チャネルインパルス応答ｈ0（すなわち、係数ベクトル（ｈ0）とが、図３のデー
タ受信機３４に送られる。
チャネルインパルス応答ｈ0（すなわち、係数ベクトル（ｈ0）とが、図３のデー
タ受信機３４に送られる。
【００３７】 よって、図３を参照し、計算されたＤＣオフセットＡ0を、保存されたｒ（ｋ
）から減算器５１によって減算し、信号ｒ（ｋ）−Ａ0を生成することにより、
保存されているｒ（ｋ）は、そのＤＣオフセットＡが取り除かれる。この信号ｒ
（ｋ）−Ａ0は、計算されたチャネルインパルス応答ｈ0と共にイコライザ５３に
供給され、等化及びＩＳＩ低減を助ける。
）から減算器５１によって減算し、信号ｒ（ｋ）−Ａ0を生成することにより、
保存されているｒ（ｋ）は、そのＤＣオフセットＡが取り除かれる。この信号ｒ
（ｋ）−Ａ0は、計算されたチャネルインパルス応答ｈ0と共にイコライザ５３に
供給され、等化及びＩＳＩ低減を助ける。
【００３８】ＬＭＳに基づく適応解法 解の傾きを得ることにより、統計学的平均値を一点近似によって置換できる。
この場合、同時推定のための適応アルゴリズムは以下のようにまとめることがで
きる。
この場合、同時推定のための適応アルゴリズムは以下のようにまとめることがで
きる。
【００３９】 １．初期値を計算。
【００４０】
【数３６】
【数３７】 Ｎは、平均化に必要な（バースト長までの）サンプル数である。
【００４１】 ２．受信したサンプルからＡ（０）を減算しタイミングを抽出。
【００４２】 ３．ｎ＝０，１，２．．．に対して、
【数３８】
【数３９】
【数４０】 ４．更なる処理のために、受信したサンプルからＤＣオフセット値を減算する
。ここでμは、設計される各特定のシステムのために該システムのシミュレーシ
ョンの結果決定される、最小平均二乗（ＬＭＳ）ステップサイズパラメータであ
る。計算の観点からは、この解は、非常に単純である。エラー計算における１つ
の内積のみを必要とする。ＬＭＳ解法の潜在的な問題の１つは、長い収束時間で
あり、これは、ミッドアンブル長よりも相当に高い場合がある。したがって、受
信機イコライザ５３（図３）からフィードバックされる一時的な判断に頼る必要
がある。一方、適応解法は、バースト内のＤＣオフセット及びチャネル応答の遅
い変化を追跡できる。
。ここでμは、設計される各特定のシステムのために該システムのシミュレーシ
ョンの結果決定される、最小平均二乗（ＬＭＳ）ステップサイズパラメータであ
る。計算の観点からは、この解は、非常に単純である。エラー計算における１つ
の内積のみを必要とする。ＬＭＳ解法の潜在的な問題の１つは、長い収束時間で
あり、これは、ミッドアンブル長よりも相当に高い場合がある。したがって、受
信機イコライザ５３（図３）からフィードバックされる一時的な判断に頼る必要
がある。一方、適応解法は、バースト内のＤＣオフセット及びチャネル応答の遅
い変化を追跡できる。
【００４３】 よって、図５を参照し、ＤＳＰ５２は、ＤＳＰ５２内に保存されたメモリによ
って、図５示すフローチャートに基づきプログラムされ、受信した信号ｒ（ｋ）
に対して以下の方法を実行する。
って、図５示すフローチャートに基づきプログラムされ、受信した信号ｒ（ｋ）
に対して以下の方法を実行する。
【００４４】 ステップ２００において、受信したバーストサンプルｒ（ｎ）（ここでｎは１
からＮ）が、ＤＳＰ５２内に設けられたメモリに保存される。次のステップ２０
２において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信したサンプルから、バースト
を通じた平均値として計算される。次のステップ２０４において、初期ＤＣオフ
セットＡ（０）が、受信したバーストｒ（ｎ）（ここでｎ＝１．．．Ｎ）から減
算される（すなわち、ｒ（ｎ）−Ａ（０））。次のステップ２０６において、エ
ラー関数ｅ（ｎ）＝ｒ（ｎ）−ｈH（ｎ）ｂ(ｎ）−Ａ（ｎ）が計算される。次の
ステップ２０８において、ＤＣオフセット値の更新Ａ（ｎ＋１）＝Ａ（ｎ）＋μ
ｅ（ｎ）が実行される。次のステップ２１０において、チャネルインパルス応答
（すなわち係数ベクトル値）の更新ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋μｂ（ｎ）ｅ*（
ｎ）が実行される。次のステップ２１２において、計算されたＤＣオフセットＡ
（ｎ＋１）及びチャネルインパルス応答（すなわち係数値）ｈ（ｎ＋１）が、各
サンプルの瞬間ｎにおいて、データ受信機３４に送られる。処理は、バーストが
終了するまで、ステップ２０６に戻る（ステップ２１４）。バーストが終了した
時には、ＤＳＰ５２は、ステップ２１６において、データ受信機３４及び復号（
すなわち図２のデコーダ４０）に進む。
からＮ）が、ＤＳＰ５２内に設けられたメモリに保存される。次のステップ２０
２において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信したサンプルから、バースト
を通じた平均値として計算される。次のステップ２０４において、初期ＤＣオフ
セットＡ（０）が、受信したバーストｒ（ｎ）（ここでｎ＝１．．．Ｎ）から減
算される（すなわち、ｒ（ｎ）−Ａ（０））。次のステップ２０６において、エ
ラー関数ｅ（ｎ）＝ｒ（ｎ）−ｈH（ｎ）ｂ(ｎ）−Ａ（ｎ）が計算される。次の
ステップ２０８において、ＤＣオフセット値の更新Ａ（ｎ＋１）＝Ａ（ｎ）＋μ
ｅ（ｎ）が実行される。次のステップ２１０において、チャネルインパルス応答
（すなわち係数ベクトル値）の更新ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋μｂ（ｎ）ｅ*（
ｎ）が実行される。次のステップ２１２において、計算されたＤＣオフセットＡ
（ｎ＋１）及びチャネルインパルス応答（すなわち係数値）ｈ（ｎ＋１）が、各
サンプルの瞬間ｎにおいて、データ受信機３４に送られる。処理は、バーストが
終了するまで、ステップ２０６に戻る（ステップ２１４）。バーストが終了した
時には、ＤＳＰ５２は、ステップ２１６において、データ受信機３４及び復号（
すなわち図２のデコーダ４０）に進む。
【００４５】 適応解法のもう１つの可能性は、再帰最小二乗（Recursive Least-Squares)（
ＲＬＳ）の利用である。しかしながら、再帰は、計算の負荷が高い。
ＲＬＳ）の利用である。しかしながら、再帰は、計算の負荷が高い。
【００４６】最小二乗解法 最小二乗の決定性基準を使う解法は、統計学的平均値が時間平均値によって置
き換えられる以外は、最適ＭＭＳＥ解法と同一の形式を有する。ここでも、ＤＳ
Ｐ５２が、上述した（ａ）所定の一連のビット、（ｂ）情報ビットの一時的な判
断、又は所定の一連のビットと情報ビットの一時的な判断との組合せ、からの方
程式を同時に解くようプログラムされることに留意することが重要である。
き換えられる以外は、最適ＭＭＳＥ解法と同一の形式を有する。ここでも、ＤＳ
Ｐ５２が、上述した（ａ）所定の一連のビット、（ｂ）情報ビットの一時的な判
断、又は所定の一連のビットと情報ビットの一時的な判断との組合せ、からの方
程式を同時に解くようプログラムされることに留意することが重要である。
【００４７】
【数４１】
【数４２】 最小二乗解法は、以下のようにまとめることができる。
【００４８】 １．初期値を計算。
【００４９】
【数４３】 Ｎは平均化に必要なサンプル数（バースト長Ｎまでの数。シミュレーションによ
って決定される）である。
って決定される）である。
【００５０】 ２．受信したサンプルからＡ（０）を減算し、タイミングを抽出。
【００５１】 ３．ｎ＝０，１，２，．．．に対し、反復解法を計算。
【００５２】
【数４４】
【数４５】 ＤＣオフセット推定値Ａ（ｎ＋１）は、ミッドアンブル長を通じて又はバース
ト長Ｎ全体を通じて計算できる。
ト長Ｎ全体を通じて計算できる。
【００５３】 ４．更なる処理のために、受信したサンプルから最終のＤＣオフセット値を減
算。
算。
【００５４】 反復のインデックスｎが、ＬＭＳ解法の場合のように時間インデックスに対応
せず、反復ステップに対応していることに留意することが重要である。ＧＳＭシ
ステムにおけるミッドアンブルの相互相関性質により、行列反転が回避され、こ
れによりチャネル推定が、既知のビットシーケンスとの単純な相互相関となる。
必要な反復数は、シミュレーションによって決定する必要がある。
せず、反復ステップに対応していることに留意することが重要である。ＧＳＭシ
ステムにおけるミッドアンブルの相互相関性質により、行列反転が回避され、こ
れによりチャネル推定が、既知のビットシーケンスとの単純な相互相関となる。
必要な反復数は、シミュレーションによって決定する必要がある。
【００５５】 よって、図６を参照し、ＤＳＰ５２は、図６に示すフローチャートに基づき、
ＤＳＰ５２に保存されたメモリによってプログラムされ、受信した信号ｒ（ｋ）
に対して、以下の方法を実行する。
ＤＳＰ５２に保存されたメモリによってプログラムされ、受信した信号ｒ（ｋ）
に対して、以下の方法を実行する。
【００５６】 ステップ３００において、受信したバーストサンプルｒ（ｋ）がＤＳＰ５２内
に設けられたメモリに保存される。次のステップ３０２において、初期ＤＣオフ
セットＡ（０）が、受信したサンプルから、バーストを通じた平均値として計算
される。次のステップ３０４において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信し
たバーストから減算される。次のステップ３０６において、チャネルインパルス
応答（係数ベクトル値）、
に設けられたメモリに保存される。次のステップ３０２において、初期ＤＣオフ
セットＡ（０）が、受信したサンプルから、バーストを通じた平均値として計算
される。次のステップ３０４において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信し
たバーストから減算される。次のステップ３０６において、チャネルインパルス
応答（係数ベクトル値）、
【数４６】 が更新される。次のステップ３０８において、ＤＣオフセット値（既知のビット
を有するミッドアンブル長を通じて又は復号されたビット、すなわち情報ビット
の一時的な判断を有するバースト全体を通じて、計算される）、
を有するミッドアンブル長を通じて又は復号されたビット、すなわち情報ビット
の一時的な判断を有するバースト全体を通じて、計算される）、
【数４７】 が更新される。次のステップ３１０において、必要な反復数Ｐが実行されたかど
うかの判断が行われる（すなわち、必要な反復数Ｐが実行されたか）。もし実行
されていなければ、処理は推定チャネルインパルス応答（すなわち係数）の更新
及びＤＣオフセット値の更新に戻り、処理は、ステップ３０６に戻る。実行され
ていた場合、計算されたＤＣオフセットＡ（Ｐ）及びチャネルインパルス応答（
係数）ベクトルｈ（Ｐ）が、ステップ３１２において、チャネル受信機に送られ
る。
うかの判断が行われる（すなわち、必要な反復数Ｐが実行されたか）。もし実行
されていなければ、処理は推定チャネルインパルス応答（すなわち係数）の更新
及びＤＣオフセット値の更新に戻り、処理は、ステップ３０６に戻る。実行され
ていた場合、計算されたＤＣオフセットＡ（Ｐ）及びチャネルインパルス応答（
係数）ベクトルｈ（Ｐ）が、ステップ３１２において、チャネル受信機に送られ
る。
【００５７】シミュレーション結果 ＤＣオフセット及びチャネルインパルス応答（すなわち係数）の同時推定を実
行することにより得られる、性能の改善を数値化するために、シミュレーション
が実行された。マットラブ（Matlab）による第１のシミュレーションの集合は、
サンプル平均推定法におけるＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数と、同時
推定法におけるＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数と、を比較する。推定
エラーは、準静的チャネルモデリング（バースト中のフェーディングチャネル係
数が固定）を使い、信号の反回転（de-rotation）の後で信号の同相成分にＤＣ
オフセットが追加される連続受信機分析を適用して１０００のバーストに対して
分析された。高ＳＮＲ（ノイズ無し）の場合と、低いＳＮＲ＝８ｄＢの場合、の
２つのシナリオが分析された。この結果を、図７、図８、及び図９、及び以下の
表１及び表２に示す。
行することにより得られる、性能の改善を数値化するために、シミュレーション
が実行された。マットラブ（Matlab）による第１のシミュレーションの集合は、
サンプル平均推定法におけるＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数と、同時
推定法におけるＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数と、を比較する。推定
エラーは、準静的チャネルモデリング（バースト中のフェーディングチャネル係
数が固定）を使い、信号の反回転（de-rotation）の後で信号の同相成分にＤＣ
オフセットが追加される連続受信機分析を適用して１０００のバーストに対して
分析された。高ＳＮＲ（ノイズ無し）の場合と、低いＳＮＲ＝８ｄＢの場合、の
２つのシナリオが分析された。この結果を、図７、図８、及び図９、及び以下の
表１及び表２に示す。
【００５８】
【表１】 ここで、静止は無線伝搬チャネル２６（図２）のアンテナの代わりに直接接続
を用いた場合を表し、ＲＡはＥＴＳＩによって定義される地方領域の場合を表し
、ＴＵはＥＴＳＩによって定義される典型的な都市領域の場合を表し、ＨＴはＥ
ＴＳＩによって定義される丘陵性領域の地域を表す。更に、「平均」は統計学的
平均を表し、Ｓｔｄは、標準偏差を表す。高ＳＮＲの場合には、同時推定では、
変調された信号の存在の直接的な結果である静止チャネルに残存するＤＣオフセ
ットのバイアス成分が除去される。同時に、全てのチャネル状態において、推定
値の分散が低減された。標準分散の低減は、表１に数値化されているように、約
２倍である。
を用いた場合を表し、ＲＡはＥＴＳＩによって定義される地方領域の場合を表し
、ＴＵはＥＴＳＩによって定義される典型的な都市領域の場合を表し、ＨＴはＥ
ＴＳＩによって定義される丘陵性領域の地域を表す。更に、「平均」は統計学的
平均を表し、Ｓｔｄは、標準偏差を表す。高ＳＮＲの場合には、同時推定では、
変調された信号の存在の直接的な結果である静止チャネルに残存するＤＣオフセ
ットのバイアス成分が除去される。同時に、全てのチャネル状態において、推定
値の分散が低減された。標準分散の低減は、表１に数値化されているように、約
２倍である。
【００５９】 低ＳＮＲの場合、追加の熱ノイズのため、双方の推定法の標準偏差が高い。バ
ースト長を通じて実行された同時推定法は、静止チャネルのバイアスを除去し、
表２に数値化されているように、標準偏差を１／２に低減する。同時推定が、計
算の複雑性を低減するためにミッドアンブル長を通じて実行された場合、いくつ
かの点に注目できる。全てのチャネル状態において、サンプルサイズが小さいた
め（ミッドアンブル長と全体バーストの関係）、推定の標準偏差が大きい。静止
チャネルでは、残存ＤＣオフセットが除去され、変分は、サンプル平均の場合と
同等である。フェーディングチャネルでは、同時推定が使われた時には、残存す
るＤＣオフセットが１／２であり、標準偏差が１０％小さい。
ースト長を通じて実行された同時推定法は、静止チャネルのバイアスを除去し、
表２に数値化されているように、標準偏差を１／２に低減する。同時推定が、計
算の複雑性を低減するためにミッドアンブル長を通じて実行された場合、いくつ
かの点に注目できる。全てのチャネル状態において、サンプルサイズが小さいた
め（ミッドアンブル長と全体バーストの関係）、推定の標準偏差が大きい。静止
チャネルでは、残存ＤＣオフセットが除去され、変分は、サンプル平均の場合と
同等である。フェーディングチャネルでは、同時推定が使われた時には、残存す
るＤＣオフセットが１／２であり、標準偏差が１０％小さい。
【００６０】
【表２】 ＢＥＲに対する影響を数値化するために、静止チャネルに対して、マットラブ
シミュレーションが実行された。この結果を図１０にまとめる。
シミュレーションが実行された。この結果を図１０にまとめる。
【００６１】 以下のように、いくつかの事柄が仮定された。
【００６２】 １．ＤＣオフセットが、変調された信号より上に、５０ｄＢまでの、均一な分
布のランダム値を有する。
布のランダム値を有する。
【００６３】 ２．ＤＣオフセットはバースト存在期間中一定である。
【００６４】 ３．同時推定技法は、最も複雑性の低い実施状態と仮定された（すなわち、最
小二乗解法においては、単一の反復）： （ａ）バーストを通じた平均値による初期ＤＣの推定。
小二乗解法においては、単一の反復）： （ａ）バーストを通じた平均値による初期ＤＣの推定。
【００６５】 （ｂ）初期ＤＣ減算後に５タップチャネルインパルス応答（5-tap channel im
pulse response）（ＣＩＲ）の計算。
pulse response）（ＣＩＲ）の計算。
【００６６】 （ｃ）変調された信号を減算することによるＤＣ推定値の修正は、バースト全
体からのデータビット（判断にエラー無し）を推定されたＣＩＲを通過させ、そ
の後バーストを通じた平均を求めることにより得られた。
体からのデータビット（判断にエラー無し）を推定されたＣＩＲを通過させ、そ
の後バーストを通じた平均を求めることにより得られた。
【００６７】 （ｄ）データ受信機３４の最終チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定は、受
信した信号からＤＣ推定値を減算した後で行われた。
信した信号からＤＣ推定値を減算した後で行われた。
【００６８】 図１０に示すように、バースト長Ｎ全体を通じた同時ＤＣオフセット補償（Ｊ
Ｅ−Ｎ）は、サンプル平均推定法によって導入される残存ＤＣオフセットによる
性能低下を完全に除去できる可能性がある。ミッドアンブル長を通じた同時推定
（ＪＥ−Ｍ）の実行の結果は、８ｄＢより低いＳＮＲでは、０．１ｄＢ程度の損
失であり、８ｄＢより大きいＳＮＲでもこれより少なくない。
Ｅ−Ｎ）は、サンプル平均推定法によって導入される残存ＤＣオフセットによる
性能低下を完全に除去できる可能性がある。ミッドアンブル長を通じた同時推定
（ＪＥ−Ｍ）の実行の結果は、８ｄＢより低いＳＮＲでは、０．１ｄＢ程度の損
失であり、８ｄＢより大きいＳＮＲでもこれより少なくない。
【００６９】 他の実施形態は、添付する請求項の精神及び範囲内である。例えば、本発明は
ここまで、直接変換受信機におけるＤＣオフセットの低減について述べられてき
たが、本発明をヘテロダイン受信機などの他の種類の受信機に使うこともできる
。更に、本発明は、ＧＳＭ以外のシステムで使うこともできる。
ここまで、直接変換受信機におけるＤＣオフセットの低減について述べられてき
たが、本発明をヘテロダイン受信機などの他の種類の受信機に使うこともできる
。更に、本発明は、ＧＳＭ以外のシステムで使うこともできる。
本発明のこれら及び他の特徴は、以下の図面と共に以下の詳細な説明から明ら
かになるであろう。
かになるであろう。
【図１】 従来技術によるデータ受信機のブロック図である。
【図２】 本発明による無線通信システムのブロック図である。
【図３】 本発明による、図２に示す無線通信システムで使われるデータ受
信機のブロック図である。
信機のブロック図である。
【図４】 本発明による、図２に示すシステムにおいてＤＣオフセットとチ
ャネルインパルス応答とを同時に推定するために使われる処理を示すフローチャ
ートである。
ャネルインパルス応答とを同時に推定するために使われる処理を示すフローチャ
ートである。
【図５】 本発明の１実施形態による、図２のシステムにおける、バースト
存在期間中のサンプルごとに、最小平均二乗エラーに基づいてＤＣオフセットと
チャネルインパルス応答とを同時に推定するために使われる処理を示すフローチ
ャートである。
存在期間中のサンプルごとに、最小平均二乗エラーに基づいてＤＣオフセットと
チャネルインパルス応答とを同時に推定するために使われる処理を示すフローチ
ャートである。
【図６】 本発明のもう１つの実施形態による、図２に示すシステムにおけ
る、バースト全体を通じて特定数の反復によって処理することによる、最小二乗
エラーに基づいてＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定する
ために使われる処理を示すフローチャートである。
る、バースト全体を通じて特定数の反復によって処理することによる、最小二乗
エラーに基づいてＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定する
ために使われる処理を示すフローチャートである。
【図７】 高い信号対ノイズ比（ＳＮＲ）、すなわちノイズが無い場合のＤ
Ｃオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐｄｆ）推定を示す図であり、従来技
術（すなわち「サンプル平均」）のものと、バースト全体を通じて実行された本
発明（すなわち、「同時推定」）のものを示す。
Ｃオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐｄｆ）推定を示す図であり、従来技
術（すなわち「サンプル平均」）のものと、バースト全体を通じて実行された本
発明（すなわち、「同時推定」）のものを示す。
【図８】 ＳＮＲ＝８ｄｂの場合の、従来技術の方法及びバースト全体を通
じた本発明の方法の、ＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐｄｆ）推定
を示す図である。
じた本発明の方法の、ＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐｄｆ）推定
を示す図である。
【図９】 ＳＮＲ＝８ｄｂの場合の、従来技術及びバースト中のミッドアン
ブル部を通じた本発明の方法の、ＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐ
ｄｆ）推定を示す図である。
ブル部を通じた本発明の方法の、ＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐ
ｄｆ）推定を示す図である。
【図１０】 ビットエラー率（ＢＥＲ）をエネルギ毎ビット／ノイズ密度（
Ｅｂ／Ｎｏ）の関数として示す図であり、ＤＣオフセット補償が無い場合、従来
技術の方法による補償がある場合、本発明による方法をバーストＮ全体（ＪＥ−
Ｎ）を通じて用いた場合、及び本発明による方法をバーストのミッドアンブル部
Ｍ（ＪＥ−Ｍ）を通じて用いた場合を示す。
Ｅｂ／Ｎｏ）の関数として示す図であり、ＤＣオフセット補償が無い場合、従来
技術の方法による補償がある場合、本発明による方法をバーストＮ全体（ＪＥ−
Ｎ）を通じて用いた場合、及び本発明による方法をバーストのミッドアンブル部
Ｍ（ＪＥ−Ｍ）を通じて用いた場合を示す。
Claims (6)
- 【請求項１】 受信機信号からＤＣオフセットを低減する方法であって、 このようなＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定するステ
ップと、 推定されたＤＣオフセットとチャネルインパルス応答の推定値に基づき、前記
ＤＣオフセットを低減するステップと、 を含むことを特徴とするＤＣオフセットの低減方法。 - 【請求項２】 離散チャネルインパルス応答ｈ（ｋ）（ここでｋは時間イン
デックス）を有するチャネルを通じて情報が送信され、チャネルの出力として信
号ｒ（ｋ）、 【数１】 を生成する通信システムであって、ここで、Ａはオフセットであり、 【数２】 はチャネル上を送信された変調された信号であり、ｂ（ｎ）は送信されたデータ
符号であり、Ｎ（ｋ）は加法的ノイズ、である、通信システムであって、 送信された情報を受信する受信機であって、以下の連立方程式を解くようにプ
ログラムされたプロセッサを有する受信機を含むことを特徴とする通信システム
。 【数３】 【数４】 ここで、ｆ（ｅ（ｋ））はエラーｅ（ｋ）の二次推定式であり、 【数５】 である。 - 【請求項３】 各バーストが所定の一連のビットと一連の情報ビットとを有
する、一連のバーストとして情報がチャネルを通じて送信される通信システムで
あって、 送信された情報を受信する受信機であって、（ａ）前記所定の一連のビット、
（ｂ）前記情報ビットの一時的な判断、又は前記所定の一連のビットと前記情報
ビットの前記一時的判断との組み合わせからの以下の連立方程式を解くようプロ
グラムされたプロセッサを有する受信機を含むことを特徴とする通信システム。 【数６】 【数７】 ここで、ｆ（ｅ（ｋ））は推定エラーｅ（ｋ）の関数であり、ｅ（ｋ）は、受信
した信号と、受信した信号の推定値との差であり、 【数８】 である。 - 【請求項４】 受信機信号からＤＣオフセットを低減する方法であって、 受信したバーストサンプルｒ（ｋ）をメモリに保存するステップと、 同時に、 【数９】 【数１０】 を計算し、ＤＣオフセットＡ0とチャネルインパルス応答ｈ0とを計算するステッ
プと、 を含むことを特徴とするＤＣオフセット低減方法。 - 【請求項５】 受信機のＤＣオフセットを決定する方法であって、 サンプルのバーストｒ（ｎ）を受信するステップと、 受信したバーストサンプルｒ（ｎ）をメモリに保存するステップと、 保存された受信サンプルから、サンプルのバーストを通じた平均値として初期
ＤＣオフセットＡ（０）を計算するステップと、 前記保存された受信バーストから前記初期ＤＣオフセットＡ（０）を減算し、
ｒ（ｎ）−Ａ（０）を生成するステップと、 エラー関数ｅ（ｎ）＝ｒ（ｎ）−ｈH（ｎ）ｂ（ｎ）−Ａ（ｎ）を計算するス
テップと、 ＤＣオフセット値をＡ（ｎ＋１）＝Ａ（ｎ）＋μｅ（ｎ）によって更新するス
テップと、 チャネルインパルス応答を、ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋μｂ（ｎ）ｅ*（ｎ）
にしたがって更新するステップと、 計算されたＤＣオフセットＡ（ｎ＋１）及び計算されたチャネルインパルス応
答ｈ（ｎ＋１）をバーストの終了まで計算するステップと、 を含むことを特徴とするＤＣオフセット決定方法。 - 【請求項６】 既知の一連のビットと情報ビットとを含むバーストを受信す
る受信機のＤＣオフセットを決定する方法であって、 受信したバーストサンプルｒ（ｋ）をメモリに保存するステップと、 保存された受信サンプルから、バーストを通じた平均値として、初期ＤＣオフ
セットＡ（０）を計算するステップと、 前記保存された受信バーストから前記初期ＤＣオフセットＡ（０）を減算する
ステップと、 チャネルインパルス応答を、 【数１１】 によって更新するステップと、 ＤＣオフセット値を、前記保存された受信サンプル内の既知の一連のビット又
はバースト全体を通じて、 【数１２】 にしたがって更新するステップと、 必要反復数Ｐが実行されたか決定するステップであって、実行されていない場
合には推定されたチャネルインパルス応答及びＤＣオフセット値の更新を継続し
、実行されている場合には、計算されたＤＣオフセット及びチャネルインパルス
応答を受信機によって処理するステップと、 を含むことを特徴とするＤＣオフセットの決定方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/310,612 | 1999-05-12 | ||
| US09/310,612 US6504884B1 (en) | 1999-05-12 | 1999-05-12 | Method for correcting DC offsets in a receiver |
| PCT/US2000/012805 WO2000069023A2 (en) | 1999-05-12 | 2000-05-11 | Method for correcting dc offsets in a receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002544693A true JP2002544693A (ja) | 2002-12-24 |
| JP4540857B2 JP4540857B2 (ja) | 2010-09-08 |
Family
ID=23203326
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000617521A Expired - Lifetime JP4540857B2 (ja) | 1999-05-12 | 2000-05-11 | 受信機におけるｄｃオフセットの修正方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6504884B1 (ja) |
| EP (1) | EP1177602B1 (ja) |
| JP (1) | JP4540857B2 (ja) |
| DE (1) | DE60012504T2 (ja) |
| DK (1) | DK1177602T3 (ja) |
| WO (1) | WO2000069023A2 (ja) |
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| A621 | Written request for application examination |
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| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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| A711 | Notification of change in applicant |
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| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
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|
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|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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