JP4540857B2 - 受信機におけるｄｃオフセットの修正方法 - Google Patents
受信機におけるｄｃオフセットの修正方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4540857B2 JP4540857B2 JP2000617521A JP2000617521A JP4540857B2 JP 4540857 B2 JP4540857 B2 JP 4540857B2 JP 2000617521 A JP2000617521 A JP 2000617521A JP 2000617521 A JP2000617521 A JP 2000617521A JP 4540857 B2 JP4540857 B2 JP 4540857B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- offset
- burst
- receiver
- channel
- impulse response
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
- H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
- H04L25/025—Channel estimation channel estimation algorithms using least-mean-square [LMS] method
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【０００１】
（技術分野）
本発明は無線周波数受信機に関し、特に、このような受信機においてＤＣオフセットを低減する方法に関する。
【０００２】
（背景技術）
この技術分野では既知のように、受信した無線周波数信号は、様々な受信機を使いベースバンドに変換される。ホモダイン受信機では、受信した無線周波数信号が、受信した無線周波数信号の搬送周波数と周波数が等しい局地的な発振器と混合され、搬送周波数がＤＣに置き換えられ、受信した無線周波数信号の変調の、ＤＣでの変調への「直接変換」を提供する。よって、ホモダイン受信機は時に、直接変換受信機とも呼ばれる。
【０００３】
このような直接変換受信機は、低減されたコストという利点を有するが、このような受信機に関連するＤＣオフセットは、受信機性能に重大な問題を生じる。より詳しくは、ＤＣオフセットがホモダイン処理から生じる。ＤＣオフセットのレベルは、復調する所望の信号、すなわち変調よりも、相当に大きい場合がある。よって、一般的に、ＤＣオフセット補償技法が必要とされる。異なる動作状態での柔軟性を保証するために、ＤＣオフセット補償は、受信機のデジタルベースバンド部の一部、好適にはデジタル信号処理（ＤＳＰ）ファームウェアの一部であってもよい。直接変換受信機の１つの応用法として、移動式又はセル式通信システムが挙げられる。このようなシステムでは、無線チャネルで受信された信号はまた、マルチパス無線伝搬及び送信機及び／又は受信機の濾波による、符号間干渉（ＩＳＩ）の欠点を有する。
【０００４】
より詳しくは、アナログ及びデジタル領域の両方における、様々なＤＣオフセット補償技法が示唆されてきた。移動式通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）（Global System for Mobile Communications）環境に関しては、これらの示唆された技法は、ＤＣオフセットの源に大きく依存する。これは、ＤＣオフセットの源によって、所望の信号レベルに対して異なるレベルのＤＣオフセットが生じるためである。「IEEE transactions on circuits and systems - II: analog and digital signal processing, June 97, pp 428-435」に掲載されたＢ・レザビ（B. Rezavi）による論文「Design considerations for direct-conversion receivers」に述べられている通り、直接変換受信機においてＤＣオフセットを生じる２つの主要な仕組みは、受信機の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）及びミキサ入力への局地発振器（ＬＯ）分離と、ＬＯへの干渉漏れ（すなわち自己混合（self-mixing））である。この場合のＤＣオフセットのレベルは、所望の信号のレベルよりもはるかに大きい。
【０００５】
これらの２つの主要な仕組みによって発生するＤＣオフセットを除去するために様々な技法が示唆されてきた。これらの技法の例としては、ＡＣカプリング、コンデンサを使ったオフセット相殺、サンプル平均（平均値）推定、バーストモード動作のための適応ＤＣオフセット補償、及び再積分などが挙げられる。
【０００６】
ＡＣカプリングは、データ速度の０．１％のコーナ周波数を有する高域フィルタを必要とし、ＧＳＭではこれは２７０Ｈｚ以下である。この方法に関連する問題点は、ＤＣ付近の信号内容の消失、フィルタの群遅延特性、及び時間分割多元接続（ＴＤＭＡ）環境におけるセトリングタイム（settling time）、などである。
【０００７】
ＴＤＭＡシステムのための、コンデンサを使うオフセット相殺では、受信パスのオフセットを、待機モード中にコンデンサに保存することができ、実際の受信中に、このオフセットをバースト内の信号から減算できる。この方法に関する主要な問題は、ｋＴ／Ｃノイズと、干渉が他のオフセットと共に保存された場合の問題点である。
【０００８】
サンプル平均（平均値）推定に基づく技法では、このような技法は、Ａ．ベイトマン及びＤ．ヘインズ（A. Bateman and D. Haines）による「Proc. VTC '89, pp 57-62」の「Direct conversion transceiver design for compact low-cost portable mobile radio terminals」に説明されるように、十分に長い期間での平均化及び減算を含む。ＴＤＭＡシステムでは、平均化処理は通常、バーストの存在期間を通して実行される。この方法に関連する問題点は、バースト内でのＤＣオフセットの変化を考慮しない、データストリームの中に異なる数の０と１が存在することによりバーストがゼロのＤＣ成分を有さないため、なんらかのバイアスを導入する可能性がある、などである。その簡略性の他に、この方法は、いくつかの望ましい統計学的性質を有する。サンプル平均推定は、ガウス確率密度関数を有するゼロ平均のノイズでは、最小平均二乗エラー（最小分散不偏推定量でもある）の意味からも、最尤法の意味からも、最適なＤＣオフセット推定法である。ノイズの確率密度関数（ｐｄｆ）が知られていない場合でも、信号の平均値は、最良の線形不偏推定量である。Ｓ．ケイ（S.Kay）による「Fundamentals of statistical signal processing: estimation theory, Prentice Hall, 1993」を参照。
【０００９】
バーストモード動作のための適応ＤＣオフセット補償は、Ｓ．サンペイ及びＫ．フェハー（S. Sampei and K. Feher）による「Proc. VTC '92, pp 93-96」での「Adaptive DC offset compensation algorithm for burst mode operated direct conversion receivers」という題名の論文に示されている。この方法は、プレアンブルからの、典型的には３−５ビットの既知のビットを用いてＤＣオフセットを取得する。シミュレーションにより、この技法がＤＣオフセット比（ＤＣオフセットと送信された符号の最大振幅との振幅比率）が４０％より小さい場合に効果的であることが示された。性能の低下は、１．５ｄＢまでである。より一般的な連続受信の通信シナリオにおける同様の方法が、Ｊ．バーグマンズ（J. Bergmans）による「Digital baseband transmission and recording, Kluwer Academic Publishers, Section 8.8.2」に示されている。本質的には、この方法は、動的ループトラッキングＤＣオフセット（dynamic loop tracking DC offset）の１つの形式である。
【００１０】
最小平均二乗（ＬＭＳ）適応アルゴリズムに基づくデジタル補償は、Ｊ．ケイバーズ（J. Cavers）及びＭ．リアオ（M. Liao）による「IEEE Transactions on Vehicular Technology, November 93, pp 581-588」の「Adaptive compensation for imbalance and offset losses in direct conversion receivers」に記載されている。このような論文は、受信機及び送信機補償（変調器及び復調器）のモデル及び理論上の発達を説明する。最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムは、補償回路のパラメータを設定するために適用された（同相（In-phase）（Ｉ）及び直角（quadrature）（Ｑ）の利得及び位相不均衡及びＤＣオフセットを補償する）。事実上、システムは、３つの適応係数を有する。このアルゴリズムの欠点は、収束時間の長さと、ＬＭＳのステップサイズパラメータの選択への感度である。
【００１１】
再積分法は、Ｂ．リンドキスト（B. Lindquist）、Ｍ．イスバーグ（M. Isberg）、及びＰ．デント（P. Dent）による「Proc. VTC '93, pp 754-757 [7]」の「A new approach to eliminate the DC offset in a TDMA direct conversion receiver」という題名の論文に示される。この方法の考え方は、信号を微分し、デジタル化し、その後再度積分することであり、これによって、ＤＣ成分を除去する。これは、適応デルタ変調（adaptive delta modulation）に基づいており、時間定数が存在しないため、ＴＤＭＡ直接変換受信機を対象とする。論文内に提示されたシミュレーション結果は、ビットエラー率（ＢＥＲ）の範囲が１％から０．１％の時に、静止チャネル内の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の低下が１ｄＢであることを示す。
【００１２】
ＧＳＭシステムでは、バースト全体が保存され、上述の全てのデジタル技法をＤＣオフセットを抽出するために適合させることができる。よって、図１を参照し、データ受信機は、バーストのデータ、ｒ（ｋ）を保存し、ここで、ｋ＝１．．．Ｎであり、Ｎはバースト内のサンプル数である。図示するように、各バーストは、データ（すなわち情報ビット）間に既知のビットシーケンスを有するミッドアンブル（mid-amble）を含む。このような既知のビットシーケンスは、等化を助けるために使われ、より詳しくは、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の計算を可能にするために使われる。図１に示すように、ＤＣオフセットの推定値（Ａe）が計算される。ｋ＝１．．．Ｎである推定されたＤＣオフセット（Ａe）は、受信したバーストから減算される。この結果であるｒ（ｋ）−（Ａe）（ここでｋ＝１．．．Ｎ）が処理され、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の推定値（ｈe）が求められる。チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の推定値（ｈe）は、［ｒ（ｋ）−（Ａe）］と既知のミッドアンブルビットシーケンスとの間の相互相関によって得られる。
【００１３】
ＧＳＭシステムにおけるＤＣオフセット相殺の複雑さは、ベースバンドで実行される他の信号処理機能（同期、等化）に関係する。残存するＤＣオフセットは、データ受信機の性能に影響を及ぼす場合もある。
【００１４】
（発明の開示）
本発明によれば、受信した信号からＤＣオフセットを低減する方法が提供される。方法は、このようなＤＣオフセットとチャネルインパルス応答、（ｈe）とを同時推定するステップと、推定されたＤＣオフセットと推定されたチャネルインパルス応答（ｈe）とに基づいてＤＣオフセットを低減するステップと、を含む。
【００１５】
本発明のもう１つの特徴によれば、通信システムが提供され、この通信システムでは、情報が離散（discrete）チャネルインパルス応答ｈ（ｋ）（ここでｋは時間インデックス）を有するチャネルを通じて送信され、チャネルの出力として信号ｒ（ｋ）を生成し、このｒ（ｋ）は、
【数１３】
であり、ここで、ＡはＤＣオフセット、
【数１４】
はチャネル４２を通じて送信された、変調された信号、ｂ（ｎ）は送信されたデータ符号、Ｎ（ｋ）は加法的ノイズである。システムは、送信された情報を受信するための受信機を含む。受信機は、以下の連立方程式を解くようプログラムされたプロセッサを有する。
【００１６】
【数１５】
【数１６】
ここで、ｆ（ｅ（ｋ））は、推定エラーｅ（ｋ）の、一般的には二次の関数であり、ｅ（ｋ）は、受信した信号と、受信した信号の推定値との差である。すなわち、
【数１７】
である。
【００１７】
本発明のもう１つの特徴によれば、通信システムが提供され、この通信システムでは、情報が一連のバーストとしてチャネルを通じて送信され、各バーストが、所定の一連のビットと、一連の情報ビットとを含む。システムは、送信された情報を受信するための受信機を含む。受信機は、（ａ）所定の一連のビット、（ｂ）情報ビットの一時的な判定、又は所定の一連のビット及び情報ビットの一時的な判定の組合せからの、以下の連立方程式を解くようプログラムされたプロセッサを備える。
【００１８】
【数１８】
【数１９】
ここで、ｆ（ｅ（ｋ））は、推定エラーｅ（ｋ）の、通常は二次の関数であり、ｅ（ｋ）は、受信した信号と受信した信号の推定値との差である。すなわち、
【数２０】
である。
【００１９】
（発明を実施するための最良の形態）
ここで図２を参照し、通信システム１０、ここではＴＤＭＡ通信システムのブロック図を示し、この通信システム１０は、この図では送信機１２として示される、データビットのバーストによって変調された無線周波数搬送波を生成するための送信機を含む。各バーストは、既知のビットシーケンスと、ここでは情報ビットである未知の一連のビットと、を含む。このような既知のビットシーケンスは、等化を助けるために使われ、より詳しくは、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の計算を可能にするために使われる。例えば、ＧＳＭでは、各バーストは、既知のビットシーケンスをミッドアンブルとして、一連の情報ビットの対間に配置して含む。ここで、ミッドアンブルは、後述のような方法で、受信機信号からのＤＣオフセットを、このようなＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定し、推定されたＤＣオフセットと推定されたチャネルインパルス応答とに基づいてＤＣオフセットを低減することで、低減する。
【００２０】
より詳しくは、情報は、データブロック発生装置１４、インターリーバ１８、バーストフォーマッタ２０、変調器及びアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２２を通過した後、送信機２４によって、空間（すなわち、無線伝搬チャネル２６）を通って受信機２８に送信される。より詳しくは、受信機２８は直接変換受信機であり、ホモダイン受信部３０と、ＡＤＣ３２と、データ受信機３４（図３に関してより詳しく説明される）と、バースト復調器３６と、復インターリーバ３８（de-interleaver）と、デコーダ４０と、を含む。ここで、チャネル４２が、バーストフォーマッタ２０の出力とＡＤＣ３２の出力との間に設けられていることに留意されたい。このようなチャネル４２は、離散インパルス応答ｈ（ｋ）（ここでｋは時間インデックス）によって特徴付けることができる。
【００２１】
受信部３０は、搬送周波数ｆ0を有する、送信された無線周波数信号を受信するためのアンテナ４３を備える。無線周波数信号搬送波は、送信機において、従来技術のいずれかの方法によって所望のデータで変調される。ここで、受信機は、時間領域多元接続（ＴＤＭＡ）システムにおいて使われる。アンテナ４３は、図示するようにミキサ４４に供給される。また、局地発振器ＬＯ発生器４６によって生成された局地発振器信号もまた、ミキサ４４に供給される。ここで、局地発振器によって生成された信号の周波数もまたｆ0である。ミキサ４４の出力は、低域フィルタ４８を通され、混合処理からの高調波が取り除かれる。この結果の、低域フィルタの出力において生成されるベースバンド信号、ここでは、バーストの列は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３２に供給され、変調が、対応するデジタルデータに変換される。データは、データ受信機３４で処理され、このデータ受信機３４は図示するように、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を有する。
【００２２】
図３を参照し、データ受信機３４を示し、データ受信機３４は、ＤＳＰ５２によってバーストからＤＣオフセットを除去するために使われ、ＤＣオフセット（Ａe）とチャネルインパルス応答（ｈe）との両方の同時推定によって助けられる等化を提供するための、バースト保存装置又はメモリ５０を含む。ＤＣオフセットＡを除去するために使われる処理を理解するために、まず変換器の動的範囲が、ＤＣオフセットと所望の信号（すなわち、ベースバンドにおける変調）との両方を収容するために十分に大きいと仮定し、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３４の出力における複素ベースバンド信号のサンプル版が、以下の式によって表すことができると仮定する。
【００２３】
【数２１】
ここで、ＡはＤＣオフセットであり、
【数２２】
は、ＡＤＣが受信した、変調された信号、ｋは時間インデックス、ｂ（ｎ）はデータ符号、ｈ（ｋ）はチャネル４２のインパルス応答（すなわち、送信機ベースバンドから受信機ベースバンド）であり、変調器２２と、送信機２４と、無線伝搬チャネル２６と、Ｒ．Ｆ．受信機３０と、ＡＤＣ３２と、を有し、Ｎ（ｋ）は加法的ノイズである。
【００２４】
この公式化は、複素（すなわち、同相（Ｉ）及び直角（Ｑ））信号を捕獲するため、かなり一般的である。
【００２５】
受信した信号は、３つの項を含む。（１）ＤＣオフセットと、（２）チャネル４２を通過した信号、すなわち変調された信号と、（３）熱ノイズと、である。直感的に、変調された信号の効果を除去することができれば、ＤＣオフセット推定処理の全体的なノイズを低減できる。
【００２６】
この問題は、未知のＤＣオフセットと、チャネルインパルス応答の推定値を表すチャネル４２の係数との同時推定問題として公式化できる。このようなチャネル４２の係数は、ＤＳＰ５２によって設けられるデータ受信機３４イコライザ５３（図３）に必要とされる。すなわち、エラーｅ（ｋ）の関数を、推定されたＤＣオフセット（Ａe）に対して最小化し、同時に、エラーｅ（ｋ）をチャネルインパルス応答（ｈe）に対して最小化したい。ここで、ｅ（ｋ）は実際に受信した変調された信号ｒ（ｋ）及び推定された変調された信号（ｒe）の関数であり、ｋは、時間インデックスである。すなわち、ＤＣオフセット及びチャネルインパルス応答が、同時推定される。このｆ（ｅ）の同時最小化を実行するために、以下の２つの連立方程式を解く。
【００２７】
【数２３】
【数２４】
【数２５】
例えば、ＧＳＭシステムでは、チャネル長に対する（ｈe）の推定値を物理的なチャネルプロフィールに基づく５つの係数に制限する。この場合、受信された信号は、以下のようにベクトル形式で表記できる。ここで、＊、Ｔ、Ｈはそれぞれ、共役、転置、エルミート行列（共役転置）を意味する。
【００２８】
【数２６】
ここで、→はベクトルを意味し、
【数２７】
は、バースト内で固定されると仮定した、長さ（Ｌ＋１）のチャネルベクトルである。対応するデータベクトルは、
【数２８】
である。
【００２９】
ここで、ｆ（ｅ（ｋ））は、最小平均二乗エラー関数である。最適化の基準は、最小平均二乗エラー（ＭＭＳＥ）であり、符号Ｅ｛ ｝は統計学的平均値を意味する。
【００３０】
【数２９】
ＤＣオフセット値及び推定されたチャネルインパルス応答に対して微分し、得られた傾き（gradient）をゼロと等しくすることにより、連立方程式が得られる。すなわち、
【数３０】
【数３１】
である。
【００３１】
この連立方程式を解くことにより、
【数３２】
【数３３】
となる。
【００３２】
これらの方程式は、ＭＭＳＥの意味から最適な解を提供する（ここで、最尤法の基準を使った場合でも、加法的ノイズがガウス分布を有すると仮定されているため、同じ解が得られたことに留意することが重要である）。
【００３３】
以下に留意するべきである。統計学的平均値が与えられている場合（実際上はそうでなく、また下に言及される）、解は直感的である。ＤＣオフセットは、一旦チャネルの影響が取り除かれた後に、受信したサンプルを通じた平均値を求めることにより計算され、推定されたチャネルインパルス応答（すなわち係数）は、受信したサンプルからＤＣオフセットを取り除いた後に得られる。方程式は相互連接しているため、反復処理をはじめる必要がある。すなわち、まず、パラメータの１つを推定し、ＤＣオフセットが所望の信号よりもはるかに大きい場合があることを念頭に、計算を進める。ＤＣオフセットの初期推定値は、チャネルの影響を無視した、受信サンプルの平均値であってもよい。これもまた、直感的である。ここでは、変調信号、例えば、ガウス最小シフトキーイング（Gaussian Minimum Shift Keying）（ＧＭＳＫ）の受信した信号の統計学的平均値はゼロである。これに加え、フェーディングチャネルを通過した所望の信号を、ガウス分布を有するものとして近似できる（欧州電気通信標準化機構（ＥＴＳＩ）のモデルではフェーディングチャネルのチャネル係数はガウスの複素整数（complex Gaussian）である）。この場合、ガウス確率密度関数（ｐｄｆ）を有する、ゼロ平均のノイズでの最適なＤＣオフセット推定値は、受信信号の平均値から求められ、これは、ＭＭＳＥの意味からも最尤法の意味からも最適である。ノイズのｐｄｆが知られていない場合でも、信号平均は、最良の線形不偏推定量である。バースト内のタイミング推定値を計算する必要がある。これはミッドアンブル部から抽出されるため、ＤＣオフセットを取り除いた後に実行されるべきである。
【００３４】
受信したサンプル（ＧＳＭバースト）の有限な長さのため、実際のシステムでは、統計学的平均値は、利用不能であるが、最適な解法を実施するためにいくつかの方法が存在する。これらの全てが、統計学的平均値オペレータの特定の近似に基づく。
【００３５】
一般的な解法
直接変換受信機信号からＤＣオフセットを低減する処理は、このようなＤＣオフセットと、チャネルインパルス応答（すなわち、チャネル４２（図２）を表す係数）と、を同時に推定し、推定されたＤＣオフセット及び推定されたチャネルインパルス応答に基づいてＤＣオフセットを低減することにより、実行される。より詳しくは、図４を参照し、ＤＳＰ５２は、ＤＳＰ５２内のメモリによって、図４に示すフローチャートに基づいてプログラムされ、以下の方法を受信した信号ｒ（ｋ）に対して実行する。ステップ１００において、受信したバーストサンプルｒ（ｋ）が、ＤＳＰ５２のメモリ５５に保存される。次に、ステップ１０２において、ＤＣオフセットＡ及びチャネルインパルス応答（すなわち係数ベクトルｈ（ｋ））とに対して共同すなわち同時最小平均二乗エラー最適化が行なわれ、この結果、同時に解かれる連立方程式が得られる。
【００３６】
【数３４】
【数３５】
次に、ステップ１０４において、計算されたＤＣオフセットＡ0と計算されたチャネルインパルス応答ｈ0（すなわち、係数ベクトル（ｈ0）とが、図３のデータ受信機３４に送られる。
【００３７】
よって、図３を参照し、計算されたＤＣオフセットＡ0を、保存されたｒ（ｋ）から減算器５１によって減算し、信号ｒ（ｋ）−Ａ0を生成することにより、保存されているｒ（ｋ）は、そのＤＣオフセットＡが取り除かれる。この信号ｒ（ｋ）−Ａ0は、計算されたチャネルインパルス応答ｈ0と共にイコライザ５３に供給され、等化及びＩＳＩ低減を助ける。
【００３８】
ＬＭＳに基づく適応解法
解の傾きを得ることにより、統計学的平均値を一点近似によって置換できる。この場合、同時推定のための適応アルゴリズムは以下のようにまとめることができる。
【００３９】
１．初期値を計算。
【００４０】
【数３６】
【数３７】
Ｎは、平均化に必要な（バースト長までの）サンプル数である。
【００４１】
２．受信したサンプルからＡ（０）を減算しタイミングを抽出。
【００４２】
３．ｎ＝０，１，２．．．に対して、
【数３８】
【数３９】
【数４０】
４．更なる処理のために、受信したサンプルからＤＣオフセット値を減算する。ここでμは、設計される各特定のシステムのために該システムのシミュレーションの結果決定される、最小平均二乗（ＬＭＳ）ステップサイズパラメータである。計算の観点からは、この解は、非常に単純である。エラー計算における１つの内積のみを必要とする。ＬＭＳ解法の潜在的な問題の１つは、長い収束時間であり、これは、ミッドアンブル長よりも相当に高い場合がある。したがって、受信機イコライザ５３（図３）からフィードバックされる一時的な判断に頼る必要がある。一方、適応解法は、バースト内のＤＣオフセット及びチャネル応答の遅い変化を追跡できる。
【００４３】
よって、図５を参照し、ＤＳＰ５２は、ＤＳＰ５２内に保存されたメモリによって、図５示すフローチャートに基づきプログラムされ、受信した信号ｒ（ｋ）に対して以下の方法を実行する。
【００４４】
ステップ２００において、受信したバーストサンプルｒ（ｎ）（ここでｎは１からＮ）が、ＤＳＰ５２内に設けられたメモリに保存される。次のステップ２０２において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信したサンプルから、バーストを通じた平均値として計算される。次のステップ２０４において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信したバーストｒ（ｎ）（ここでｎ＝１．．．Ｎ）から減算される（すなわち、ｒ（ｎ）−Ａ（０））。次のステップ２０６において、エラー関数ｅ（ｎ）＝ｒ（ｎ）−ｈH（ｎ）ｂ(ｎ）−Ａ（ｎ）が計算される。次のステップ２０８において、ＤＣオフセット値の更新Ａ（ｎ＋１）＝Ａ（ｎ）＋μｅ（ｎ）が実行される。次のステップ２１０において、チャネルインパルス応答（すなわち係数ベクトル値）の更新ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋μｂ（ｎ）ｅ*（ｎ）が実行される。次のステップ２１２において、計算されたＤＣオフセットＡ（ｎ＋１）及びチャネルインパルス応答（すなわち係数値）ｈ（ｎ＋１）が、各サンプルの瞬間ｎにおいて、データ受信機３４に送られる。処理は、バーストが終了するまで、ステップ２０６に戻る（ステップ２１４）。バーストが終了した時には、ＤＳＰ５２は、ステップ２１６において、データ受信機３４及び復号（すなわち図２のデコーダ４０）に進む。
【００４５】
適応解法のもう１つの可能性は、再帰最小二乗（Recursive Least-Squares)（ＲＬＳ）の利用である。しかしながら、再帰は、計算の負荷が高い。
【００４６】
最小二乗解法
最小二乗の決定性基準を使う解法は、統計学的平均値が時間平均値によって置き換えられる以外は、最適ＭＭＳＥ解法と同一の形式を有する。ここでも、ＤＳＰ５２が、上述した（ａ）所定の一連のビット、（ｂ）情報ビットの一時的な判断、又は所定の一連のビットと情報ビットの一時的な判断との組合せ、からの方程式を同時に解くようプログラムされることに留意することが重要である。
【００４７】
【数４１】
【数４２】
最小二乗解法は、以下のようにまとめることができる。
【００４８】
１．初期値を計算。
【００４９】
【数４３】
Ｎは平均化に必要なサンプル数（バースト長Ｎまでの数。シミュレーションによって決定される）である。
【００５０】
２．受信したサンプルからＡ（０）を減算し、タイミングを抽出。
【００５１】
３．ｎ＝０，１，２，．．．に対し、反復解法を計算。
【００５２】
【数４４】
【数４５】
ＤＣオフセット推定値Ａ（ｎ＋１）は、ミッドアンブル長を通じて又はバースト長Ｎ全体を通じて計算できる。
【００５３】
４．更なる処理のために、受信したサンプルから最終のＤＣオフセット値を減算。
【００５４】
反復のインデックスｎが、ＬＭＳ解法の場合のように時間インデックスに対応せず、反復ステップに対応していることに留意することが重要である。ＧＳＭシステムにおけるミッドアンブルの相互相関性質により、行列反転が回避され、これによりチャネル推定が、既知のビットシーケンスとの単純な相互相関となる。必要な反復数は、シミュレーションによって決定する必要がある。
【００５５】
よって、図６を参照し、ＤＳＰ５２は、図６に示すフローチャートに基づき、ＤＳＰ５２に保存されたメモリによってプログラムされ、受信した信号ｒ（ｋ）に対して、以下の方法を実行する。
【００５６】
ステップ３００において、受信したバーストサンプルｒ（ｋ）がＤＳＰ５２内に設けられたメモリに保存される。次のステップ３０２において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信したサンプルから、バーストを通じた平均値として計算される。次のステップ３０４において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信したバーストから減算される。次のステップ３０６において、チャネルインパルス応答（係数ベクトル値）、
【数４６】
が更新される。次のステップ３０８において、ＤＣオフセット値（既知のビットを有するミッドアンブル長を通じて又は復号されたビット、すなわち情報ビットの一時的な判断を有するバースト全体を通じて、計算される）、
【数４７】
が更新される。次のステップ３１０において、必要な反復数Ｐが実行されたかどうかの判断が行われる（すなわち、必要な反復数Ｐが実行されたか）。もし実行されていなければ、処理は推定チャネルインパルス応答（すなわち係数）の更新及びＤＣオフセット値の更新に戻り、処理は、ステップ３０６に戻る。実行されていた場合、計算されたＤＣオフセットＡ（Ｐ）及びチャネルインパルス応答（係数）ベクトルｈ（Ｐ）が、ステップ３１２において、チャネル受信機に送られる。
【００５７】
シミュレーション結果
ＤＣオフセット及びチャネルインパルス応答（すなわち係数）の同時推定を実行することにより得られる、性能の改善を数値化するために、シミュレーションが実行された。マットラブ（Matlab）による第１のシミュレーションの集合は、サンプル平均推定法におけるＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数と、同時推定法におけるＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数と、を比較する。推定エラーは、準静的チャネルモデリング（バースト中のフェーディングチャネル係数が固定）を使い、信号の反回転（de-rotation）の後で信号の同相成分にＤＣオフセットが追加される連続受信機分析を適用して１０００のバーストに対して分析された。高ＳＮＲ（ノイズ無し）の場合と、低いＳＮＲ＝８ｄＢの場合、の２つのシナリオが分析された。この結果を、図７、図８、及び図９、及び以下の表１及び表２に示す。
【００５８】
【表１】
ここで、静止は無線伝搬チャネル２６（図２）のアンテナの代わりに直接接続を用いた場合を表し、ＲＡはＥＴＳＩによって定義される地方領域の場合を表し、ＴＵはＥＴＳＩによって定義される典型的な都市領域の場合を表し、ＨＴはＥＴＳＩによって定義される丘陵性領域の地域を表す。更に、「平均」は統計学的平均を表し、Ｓｔｄは、標準偏差を表す。高ＳＮＲの場合には、同時推定では、変調された信号の存在の直接的な結果である静止チャネルに残存するＤＣオフセットのバイアス成分が除去される。同時に、全てのチャネル状態において、推定値の分散が低減された。標準分散の低減は、表１に数値化されているように、約２倍である。
【００５９】
低ＳＮＲの場合、追加の熱ノイズのため、双方の推定法の標準偏差が高い。バースト長を通じて実行された同時推定法は、静止チャネルのバイアスを除去し、表２に数値化されているように、標準偏差を１／２に低減する。同時推定が、計算の複雑性を低減するためにミッドアンブル長を通じて実行された場合、いくつかの点に注目できる。全てのチャネル状態において、サンプルサイズが小さいため（ミッドアンブル長と全体バーストの関係）、推定の標準偏差が大きい。静止チャネルでは、残存ＤＣオフセットが除去され、変分は、サンプル平均の場合と同等である。フェーディングチャネルでは、同時推定が使われた時には、残存するＤＣオフセットが１／２であり、標準偏差が１０％小さい。
【００６０】
【表２】
ＢＥＲに対する影響を数値化するために、静止チャネルに対して、マットラブシミュレーションが実行された。この結果を図１０にまとめる。
【００６１】
以下のように、いくつかの事柄が仮定された。
【００６２】
１．ＤＣオフセットが、変調された信号より上に、５０ｄＢまでの、均一な分布のランダム値を有する。
【００６３】
２．ＤＣオフセットはバースト存在期間中一定である。
【００６４】
３．同時推定技法は、最も複雑性の低い実施状態と仮定された（すなわち、最小二乗解法においては、単一の反復）：
（ａ）バーストを通じた平均値による初期ＤＣの推定。
【００６５】
（ｂ）初期ＤＣ減算後に５タップチャネルインパルス応答（5-tap channel impulse response）（ＣＩＲ）の計算。
【００６６】
（ｃ）変調された信号を減算することによるＤＣ推定値の修正は、バースト全体からのデータビット（判断にエラー無し）を推定されたＣＩＲを通過させ、その後バーストを通じた平均を求めることにより得られた。
【００６７】
（ｄ）データ受信機３４の最終チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定は、受信した信号からＤＣ推定値を減算した後で行われた。
【００６８】
図１０に示すように、バースト長Ｎ全体を通じた同時ＤＣオフセット補償（ＪＥ−Ｎ）は、サンプル平均推定法によって導入される残存ＤＣオフセットによる性能低下を完全に除去できる可能性がある。ミッドアンブル長を通じた同時推定（ＪＥ−Ｍ）の実行の結果は、８ｄＢより低いＳＮＲでは、０．１ｄＢ程度の損失であり、８ｄＢより大きいＳＮＲでもこれより少なくない。
【００６９】
他の実施形態は、添付する請求項の精神及び範囲内である。例えば、本発明はここまで、直接変換受信機におけるＤＣオフセットの低減について述べられてきたが、本発明をヘテロダイン受信機などの他の種類の受信機に使うこともできる。更に、本発明は、ＧＳＭ以外のシステムで使うこともできる。
【図面の簡単な説明】
本発明のこれら及び他の特徴は、以下の図面と共に以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
【図１】 従来技術によるデータ受信機のブロック図である。
【図２】 本発明による無線通信システムのブロック図である。
【図３】 本発明による、図２に示す無線通信システムで使われるデータ受信機のブロック図である。
【図４】 本発明による、図２に示すシステムにおいてＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定するために使われる処理を示すフローチャートである。
【図５】 本発明の１実施形態による、図２のシステムにおける、バースト存在期間中のサンプルごとに、最小平均二乗エラーに基づいてＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定するために使われる処理を示すフローチャートである。
【図６】 本発明のもう１つの実施形態による、図２に示すシステムにおける、バースト全体を通じて特定数の反復によって処理することによる、最小二乗エラーに基づいてＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定するために使われる処理を示すフローチャートである。
【図７】 高い信号対ノイズ比（ＳＮＲ）、すなわちノイズが無い場合のＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐｄｆ）推定を示す図であり、従来技術（すなわち「サンプル平均」）のものと、バースト全体を通じて実行された本発明（すなわち、「同時推定」）のものを示す。
【図８】 ＳＮＲ＝８ｄｂの場合の、従来技術の方法及びバースト全体を通じた本発明の方法の、ＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐｄｆ）推定を示す図である。
【図９】 ＳＮＲ＝８ｄｂの場合の、従来技術及びバースト中のミッドアンブル部を通じた本発明の方法の、ＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐｄｆ）推定を示す図である。
【図１０】 ビットエラー率（ＢＥＲ）をエネルギ毎ビット／ノイズ密度（Ｅｂ／Ｎｏ）の関数として示す図であり、ＤＣオフセット補償が無い場合、従来技術の方法による補償がある場合、本発明による方法をバーストＮ全体（ＪＥ−Ｎ）を通じて用いた場合、及び本発明による方法をバーストのミッドアンブル部Ｍ（ＪＥ−Ｍ）を通じて用いた場合を示す。
（技術分野）
本発明は無線周波数受信機に関し、特に、このような受信機においてＤＣオフセットを低減する方法に関する。
【０００２】
（背景技術）
この技術分野では既知のように、受信した無線周波数信号は、様々な受信機を使いベースバンドに変換される。ホモダイン受信機では、受信した無線周波数信号が、受信した無線周波数信号の搬送周波数と周波数が等しい局地的な発振器と混合され、搬送周波数がＤＣに置き換えられ、受信した無線周波数信号の変調の、ＤＣでの変調への「直接変換」を提供する。よって、ホモダイン受信機は時に、直接変換受信機とも呼ばれる。
【０００３】
このような直接変換受信機は、低減されたコストという利点を有するが、このような受信機に関連するＤＣオフセットは、受信機性能に重大な問題を生じる。より詳しくは、ＤＣオフセットがホモダイン処理から生じる。ＤＣオフセットのレベルは、復調する所望の信号、すなわち変調よりも、相当に大きい場合がある。よって、一般的に、ＤＣオフセット補償技法が必要とされる。異なる動作状態での柔軟性を保証するために、ＤＣオフセット補償は、受信機のデジタルベースバンド部の一部、好適にはデジタル信号処理（ＤＳＰ）ファームウェアの一部であってもよい。直接変換受信機の１つの応用法として、移動式又はセル式通信システムが挙げられる。このようなシステムでは、無線チャネルで受信された信号はまた、マルチパス無線伝搬及び送信機及び／又は受信機の濾波による、符号間干渉（ＩＳＩ）の欠点を有する。
【０００４】
より詳しくは、アナログ及びデジタル領域の両方における、様々なＤＣオフセット補償技法が示唆されてきた。移動式通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）（Global System for Mobile Communications）環境に関しては、これらの示唆された技法は、ＤＣオフセットの源に大きく依存する。これは、ＤＣオフセットの源によって、所望の信号レベルに対して異なるレベルのＤＣオフセットが生じるためである。「IEEE transactions on circuits and systems - II: analog and digital signal processing, June 97, pp 428-435」に掲載されたＢ・レザビ（B. Rezavi）による論文「Design considerations for direct-conversion receivers」に述べられている通り、直接変換受信機においてＤＣオフセットを生じる２つの主要な仕組みは、受信機の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）及びミキサ入力への局地発振器（ＬＯ）分離と、ＬＯへの干渉漏れ（すなわち自己混合（self-mixing））である。この場合のＤＣオフセットのレベルは、所望の信号のレベルよりもはるかに大きい。
【０００５】
これらの２つの主要な仕組みによって発生するＤＣオフセットを除去するために様々な技法が示唆されてきた。これらの技法の例としては、ＡＣカプリング、コンデンサを使ったオフセット相殺、サンプル平均（平均値）推定、バーストモード動作のための適応ＤＣオフセット補償、及び再積分などが挙げられる。
【０００６】
ＡＣカプリングは、データ速度の０．１％のコーナ周波数を有する高域フィルタを必要とし、ＧＳＭではこれは２７０Ｈｚ以下である。この方法に関連する問題点は、ＤＣ付近の信号内容の消失、フィルタの群遅延特性、及び時間分割多元接続（ＴＤＭＡ）環境におけるセトリングタイム（settling time）、などである。
【０００７】
ＴＤＭＡシステムのための、コンデンサを使うオフセット相殺では、受信パスのオフセットを、待機モード中にコンデンサに保存することができ、実際の受信中に、このオフセットをバースト内の信号から減算できる。この方法に関する主要な問題は、ｋＴ／Ｃノイズと、干渉が他のオフセットと共に保存された場合の問題点である。
【０００８】
サンプル平均（平均値）推定に基づく技法では、このような技法は、Ａ．ベイトマン及びＤ．ヘインズ（A. Bateman and D. Haines）による「Proc. VTC '89, pp 57-62」の「Direct conversion transceiver design for compact low-cost portable mobile radio terminals」に説明されるように、十分に長い期間での平均化及び減算を含む。ＴＤＭＡシステムでは、平均化処理は通常、バーストの存在期間を通して実行される。この方法に関連する問題点は、バースト内でのＤＣオフセットの変化を考慮しない、データストリームの中に異なる数の０と１が存在することによりバーストがゼロのＤＣ成分を有さないため、なんらかのバイアスを導入する可能性がある、などである。その簡略性の他に、この方法は、いくつかの望ましい統計学的性質を有する。サンプル平均推定は、ガウス確率密度関数を有するゼロ平均のノイズでは、最小平均二乗エラー（最小分散不偏推定量でもある）の意味からも、最尤法の意味からも、最適なＤＣオフセット推定法である。ノイズの確率密度関数（ｐｄｆ）が知られていない場合でも、信号の平均値は、最良の線形不偏推定量である。Ｓ．ケイ（S.Kay）による「Fundamentals of statistical signal processing: estimation theory, Prentice Hall, 1993」を参照。
【０００９】
バーストモード動作のための適応ＤＣオフセット補償は、Ｓ．サンペイ及びＫ．フェハー（S. Sampei and K. Feher）による「Proc. VTC '92, pp 93-96」での「Adaptive DC offset compensation algorithm for burst mode operated direct conversion receivers」という題名の論文に示されている。この方法は、プレアンブルからの、典型的には３−５ビットの既知のビットを用いてＤＣオフセットを取得する。シミュレーションにより、この技法がＤＣオフセット比（ＤＣオフセットと送信された符号の最大振幅との振幅比率）が４０％より小さい場合に効果的であることが示された。性能の低下は、１．５ｄＢまでである。より一般的な連続受信の通信シナリオにおける同様の方法が、Ｊ．バーグマンズ（J. Bergmans）による「Digital baseband transmission and recording, Kluwer Academic Publishers, Section 8.8.2」に示されている。本質的には、この方法は、動的ループトラッキングＤＣオフセット（dynamic loop tracking DC offset）の１つの形式である。
【００１０】
最小平均二乗（ＬＭＳ）適応アルゴリズムに基づくデジタル補償は、Ｊ．ケイバーズ（J. Cavers）及びＭ．リアオ（M. Liao）による「IEEE Transactions on Vehicular Technology, November 93, pp 581-588」の「Adaptive compensation for imbalance and offset losses in direct conversion receivers」に記載されている。このような論文は、受信機及び送信機補償（変調器及び復調器）のモデル及び理論上の発達を説明する。最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムは、補償回路のパラメータを設定するために適用された（同相（In-phase）（Ｉ）及び直角（quadrature）（Ｑ）の利得及び位相不均衡及びＤＣオフセットを補償する）。事実上、システムは、３つの適応係数を有する。このアルゴリズムの欠点は、収束時間の長さと、ＬＭＳのステップサイズパラメータの選択への感度である。
【００１１】
再積分法は、Ｂ．リンドキスト（B. Lindquist）、Ｍ．イスバーグ（M. Isberg）、及びＰ．デント（P. Dent）による「Proc. VTC '93, pp 754-757 [7]」の「A new approach to eliminate the DC offset in a TDMA direct conversion receiver」という題名の論文に示される。この方法の考え方は、信号を微分し、デジタル化し、その後再度積分することであり、これによって、ＤＣ成分を除去する。これは、適応デルタ変調（adaptive delta modulation）に基づいており、時間定数が存在しないため、ＴＤＭＡ直接変換受信機を対象とする。論文内に提示されたシミュレーション結果は、ビットエラー率（ＢＥＲ）の範囲が１％から０．１％の時に、静止チャネル内の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の低下が１ｄＢであることを示す。
【００１２】
ＧＳＭシステムでは、バースト全体が保存され、上述の全てのデジタル技法をＤＣオフセットを抽出するために適合させることができる。よって、図１を参照し、データ受信機は、バーストのデータ、ｒ（ｋ）を保存し、ここで、ｋ＝１．．．Ｎであり、Ｎはバースト内のサンプル数である。図示するように、各バーストは、データ（すなわち情報ビット）間に既知のビットシーケンスを有するミッドアンブル（mid-amble）を含む。このような既知のビットシーケンスは、等化を助けるために使われ、より詳しくは、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の計算を可能にするために使われる。図１に示すように、ＤＣオフセットの推定値（Ａe）が計算される。ｋ＝１．．．Ｎである推定されたＤＣオフセット（Ａe）は、受信したバーストから減算される。この結果であるｒ（ｋ）−（Ａe）（ここでｋ＝１．．．Ｎ）が処理され、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の推定値（ｈe）が求められる。チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の推定値（ｈe）は、［ｒ（ｋ）−（Ａe）］と既知のミッドアンブルビットシーケンスとの間の相互相関によって得られる。
【００１３】
ＧＳＭシステムにおけるＤＣオフセット相殺の複雑さは、ベースバンドで実行される他の信号処理機能（同期、等化）に関係する。残存するＤＣオフセットは、データ受信機の性能に影響を及ぼす場合もある。
【００１４】
（発明の開示）
本発明によれば、受信した信号からＤＣオフセットを低減する方法が提供される。方法は、このようなＤＣオフセットとチャネルインパルス応答、（ｈe）とを同時推定するステップと、推定されたＤＣオフセットと推定されたチャネルインパルス応答（ｈe）とに基づいてＤＣオフセットを低減するステップと、を含む。
【００１５】
本発明のもう１つの特徴によれば、通信システムが提供され、この通信システムでは、情報が離散（discrete）チャネルインパルス応答ｈ（ｋ）（ここでｋは時間インデックス）を有するチャネルを通じて送信され、チャネルの出力として信号ｒ（ｋ）を生成し、このｒ（ｋ）は、
【数１３】
【数１４】
【００１６】
【数１５】
【数１７】
【００１７】
本発明のもう１つの特徴によれば、通信システムが提供され、この通信システムでは、情報が一連のバーストとしてチャネルを通じて送信され、各バーストが、所定の一連のビットと、一連の情報ビットとを含む。システムは、送信された情報を受信するための受信機を含む。受信機は、（ａ）所定の一連のビット、（ｂ）情報ビットの一時的な判定、又は所定の一連のビット及び情報ビットの一時的な判定の組合せからの、以下の連立方程式を解くようプログラムされたプロセッサを備える。
【００１８】
【数１８】
【数２０】
【００１９】
（発明を実施するための最良の形態）
ここで図２を参照し、通信システム１０、ここではＴＤＭＡ通信システムのブロック図を示し、この通信システム１０は、この図では送信機１２として示される、データビットのバーストによって変調された無線周波数搬送波を生成するための送信機を含む。各バーストは、既知のビットシーケンスと、ここでは情報ビットである未知の一連のビットと、を含む。このような既知のビットシーケンスは、等化を助けるために使われ、より詳しくは、チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の計算を可能にするために使われる。例えば、ＧＳＭでは、各バーストは、既知のビットシーケンスをミッドアンブルとして、一連の情報ビットの対間に配置して含む。ここで、ミッドアンブルは、後述のような方法で、受信機信号からのＤＣオフセットを、このようなＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定し、推定されたＤＣオフセットと推定されたチャネルインパルス応答とに基づいてＤＣオフセットを低減することで、低減する。
【００２０】
より詳しくは、情報は、データブロック発生装置１４、インターリーバ１８、バーストフォーマッタ２０、変調器及びアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２２を通過した後、送信機２４によって、空間（すなわち、無線伝搬チャネル２６）を通って受信機２８に送信される。より詳しくは、受信機２８は直接変換受信機であり、ホモダイン受信部３０と、ＡＤＣ３２と、データ受信機３４（図３に関してより詳しく説明される）と、バースト復調器３６と、復インターリーバ３８（de-interleaver）と、デコーダ４０と、を含む。ここで、チャネル４２が、バーストフォーマッタ２０の出力とＡＤＣ３２の出力との間に設けられていることに留意されたい。このようなチャネル４２は、離散インパルス応答ｈ（ｋ）（ここでｋは時間インデックス）によって特徴付けることができる。
【００２１】
受信部３０は、搬送周波数ｆ0を有する、送信された無線周波数信号を受信するためのアンテナ４３を備える。無線周波数信号搬送波は、送信機において、従来技術のいずれかの方法によって所望のデータで変調される。ここで、受信機は、時間領域多元接続（ＴＤＭＡ）システムにおいて使われる。アンテナ４３は、図示するようにミキサ４４に供給される。また、局地発振器ＬＯ発生器４６によって生成された局地発振器信号もまた、ミキサ４４に供給される。ここで、局地発振器によって生成された信号の周波数もまたｆ0である。ミキサ４４の出力は、低域フィルタ４８を通され、混合処理からの高調波が取り除かれる。この結果の、低域フィルタの出力において生成されるベースバンド信号、ここでは、バーストの列は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３２に供給され、変調が、対応するデジタルデータに変換される。データは、データ受信機３４で処理され、このデータ受信機３４は図示するように、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を有する。
【００２２】
図３を参照し、データ受信機３４を示し、データ受信機３４は、ＤＳＰ５２によってバーストからＤＣオフセットを除去するために使われ、ＤＣオフセット（Ａe）とチャネルインパルス応答（ｈe）との両方の同時推定によって助けられる等化を提供するための、バースト保存装置又はメモリ５０を含む。ＤＣオフセットＡを除去するために使われる処理を理解するために、まず変換器の動的範囲が、ＤＣオフセットと所望の信号（すなわち、ベースバンドにおける変調）との両方を収容するために十分に大きいと仮定し、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３４の出力における複素ベースバンド信号のサンプル版が、以下の式によって表すことができると仮定する。
【００２３】
【数２１】
【数２２】
【００２４】
この公式化は、複素（すなわち、同相（Ｉ）及び直角（Ｑ））信号を捕獲するため、かなり一般的である。
【００２５】
受信した信号は、３つの項を含む。（１）ＤＣオフセットと、（２）チャネル４２を通過した信号、すなわち変調された信号と、（３）熱ノイズと、である。直感的に、変調された信号の効果を除去することができれば、ＤＣオフセット推定処理の全体的なノイズを低減できる。
【００２６】
この問題は、未知のＤＣオフセットと、チャネルインパルス応答の推定値を表すチャネル４２の係数との同時推定問題として公式化できる。このようなチャネル４２の係数は、ＤＳＰ５２によって設けられるデータ受信機３４イコライザ５３（図３）に必要とされる。すなわち、エラーｅ（ｋ）の関数を、推定されたＤＣオフセット（Ａe）に対して最小化し、同時に、エラーｅ（ｋ）をチャネルインパルス応答（ｈe）に対して最小化したい。ここで、ｅ（ｋ）は実際に受信した変調された信号ｒ（ｋ）及び推定された変調された信号（ｒe）の関数であり、ｋは、時間インデックスである。すなわち、ＤＣオフセット及びチャネルインパルス応答が、同時推定される。このｆ（ｅ）の同時最小化を実行するために、以下の２つの連立方程式を解く。
【００２７】
【数２３】
【００２８】
【数２６】
【数２７】
【数２８】
【００２９】
ここで、ｆ（ｅ（ｋ））は、最小平均二乗エラー関数である。最適化の基準は、最小平均二乗エラー（ＭＭＳＥ）であり、符号Ｅ｛ ｝は統計学的平均値を意味する。
【００３０】
【数２９】
【数３０】
【００３１】
この連立方程式を解くことにより、
【数３２】
【００３２】
これらの方程式は、ＭＭＳＥの意味から最適な解を提供する（ここで、最尤法の基準を使った場合でも、加法的ノイズがガウス分布を有すると仮定されているため、同じ解が得られたことに留意することが重要である）。
【００３３】
以下に留意するべきである。統計学的平均値が与えられている場合（実際上はそうでなく、また下に言及される）、解は直感的である。ＤＣオフセットは、一旦チャネルの影響が取り除かれた後に、受信したサンプルを通じた平均値を求めることにより計算され、推定されたチャネルインパルス応答（すなわち係数）は、受信したサンプルからＤＣオフセットを取り除いた後に得られる。方程式は相互連接しているため、反復処理をはじめる必要がある。すなわち、まず、パラメータの１つを推定し、ＤＣオフセットが所望の信号よりもはるかに大きい場合があることを念頭に、計算を進める。ＤＣオフセットの初期推定値は、チャネルの影響を無視した、受信サンプルの平均値であってもよい。これもまた、直感的である。ここでは、変調信号、例えば、ガウス最小シフトキーイング（Gaussian Minimum Shift Keying）（ＧＭＳＫ）の受信した信号の統計学的平均値はゼロである。これに加え、フェーディングチャネルを通過した所望の信号を、ガウス分布を有するものとして近似できる（欧州電気通信標準化機構（ＥＴＳＩ）のモデルではフェーディングチャネルのチャネル係数はガウスの複素整数（complex Gaussian）である）。この場合、ガウス確率密度関数（ｐｄｆ）を有する、ゼロ平均のノイズでの最適なＤＣオフセット推定値は、受信信号の平均値から求められ、これは、ＭＭＳＥの意味からも最尤法の意味からも最適である。ノイズのｐｄｆが知られていない場合でも、信号平均は、最良の線形不偏推定量である。バースト内のタイミング推定値を計算する必要がある。これはミッドアンブル部から抽出されるため、ＤＣオフセットを取り除いた後に実行されるべきである。
【００３４】
受信したサンプル（ＧＳＭバースト）の有限な長さのため、実際のシステムでは、統計学的平均値は、利用不能であるが、最適な解法を実施するためにいくつかの方法が存在する。これらの全てが、統計学的平均値オペレータの特定の近似に基づく。
【００３５】
一般的な解法
直接変換受信機信号からＤＣオフセットを低減する処理は、このようなＤＣオフセットと、チャネルインパルス応答（すなわち、チャネル４２（図２）を表す係数）と、を同時に推定し、推定されたＤＣオフセット及び推定されたチャネルインパルス応答に基づいてＤＣオフセットを低減することにより、実行される。より詳しくは、図４を参照し、ＤＳＰ５２は、ＤＳＰ５２内のメモリによって、図４に示すフローチャートに基づいてプログラムされ、以下の方法を受信した信号ｒ（ｋ）に対して実行する。ステップ１００において、受信したバーストサンプルｒ（ｋ）が、ＤＳＰ５２のメモリ５５に保存される。次に、ステップ１０２において、ＤＣオフセットＡ及びチャネルインパルス応答（すなわち係数ベクトルｈ（ｋ））とに対して共同すなわち同時最小平均二乗エラー最適化が行なわれ、この結果、同時に解かれる連立方程式が得られる。
【００３６】
【数３４】
【００３７】
よって、図３を参照し、計算されたＤＣオフセットＡ0を、保存されたｒ（ｋ）から減算器５１によって減算し、信号ｒ（ｋ）−Ａ0を生成することにより、保存されているｒ（ｋ）は、そのＤＣオフセットＡが取り除かれる。この信号ｒ（ｋ）−Ａ0は、計算されたチャネルインパルス応答ｈ0と共にイコライザ５３に供給され、等化及びＩＳＩ低減を助ける。
【００３８】
ＬＭＳに基づく適応解法
解の傾きを得ることにより、統計学的平均値を一点近似によって置換できる。この場合、同時推定のための適応アルゴリズムは以下のようにまとめることができる。
【００３９】
１．初期値を計算。
【００４０】
【数３６】
【００４１】
２．受信したサンプルからＡ（０）を減算しタイミングを抽出。
【００４２】
３．ｎ＝０，１，２．．．に対して、
【数３８】
【００４３】
よって、図５を参照し、ＤＳＰ５２は、ＤＳＰ５２内に保存されたメモリによって、図５示すフローチャートに基づきプログラムされ、受信した信号ｒ（ｋ）に対して以下の方法を実行する。
【００４４】
ステップ２００において、受信したバーストサンプルｒ（ｎ）（ここでｎは１からＮ）が、ＤＳＰ５２内に設けられたメモリに保存される。次のステップ２０２において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信したサンプルから、バーストを通じた平均値として計算される。次のステップ２０４において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信したバーストｒ（ｎ）（ここでｎ＝１．．．Ｎ）から減算される（すなわち、ｒ（ｎ）−Ａ（０））。次のステップ２０６において、エラー関数ｅ（ｎ）＝ｒ（ｎ）−ｈH（ｎ）ｂ(ｎ）−Ａ（ｎ）が計算される。次のステップ２０８において、ＤＣオフセット値の更新Ａ（ｎ＋１）＝Ａ（ｎ）＋μｅ（ｎ）が実行される。次のステップ２１０において、チャネルインパルス応答（すなわち係数ベクトル値）の更新ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋μｂ（ｎ）ｅ*（ｎ）が実行される。次のステップ２１２において、計算されたＤＣオフセットＡ（ｎ＋１）及びチャネルインパルス応答（すなわち係数値）ｈ（ｎ＋１）が、各サンプルの瞬間ｎにおいて、データ受信機３４に送られる。処理は、バーストが終了するまで、ステップ２０６に戻る（ステップ２１４）。バーストが終了した時には、ＤＳＰ５２は、ステップ２１６において、データ受信機３４及び復号（すなわち図２のデコーダ４０）に進む。
【００４５】
適応解法のもう１つの可能性は、再帰最小二乗（Recursive Least-Squares)（ＲＬＳ）の利用である。しかしながら、再帰は、計算の負荷が高い。
【００４６】
最小二乗解法
最小二乗の決定性基準を使う解法は、統計学的平均値が時間平均値によって置き換えられる以外は、最適ＭＭＳＥ解法と同一の形式を有する。ここでも、ＤＳＰ５２が、上述した（ａ）所定の一連のビット、（ｂ）情報ビットの一時的な判断、又は所定の一連のビットと情報ビットの一時的な判断との組合せ、からの方程式を同時に解くようプログラムされることに留意することが重要である。
【００４７】
【数４１】
【００４８】
１．初期値を計算。
【００４９】
【数４３】
【００５０】
２．受信したサンプルからＡ（０）を減算し、タイミングを抽出。
【００５１】
３．ｎ＝０，１，２，．．．に対し、反復解法を計算。
【００５２】
【数４４】
【００５３】
４．更なる処理のために、受信したサンプルから最終のＤＣオフセット値を減算。
【００５４】
反復のインデックスｎが、ＬＭＳ解法の場合のように時間インデックスに対応せず、反復ステップに対応していることに留意することが重要である。ＧＳＭシステムにおけるミッドアンブルの相互相関性質により、行列反転が回避され、これによりチャネル推定が、既知のビットシーケンスとの単純な相互相関となる。必要な反復数は、シミュレーションによって決定する必要がある。
【００５５】
よって、図６を参照し、ＤＳＰ５２は、図６に示すフローチャートに基づき、ＤＳＰ５２に保存されたメモリによってプログラムされ、受信した信号ｒ（ｋ）に対して、以下の方法を実行する。
【００５６】
ステップ３００において、受信したバーストサンプルｒ（ｋ）がＤＳＰ５２内に設けられたメモリに保存される。次のステップ３０２において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信したサンプルから、バーストを通じた平均値として計算される。次のステップ３０４において、初期ＤＣオフセットＡ（０）が、受信したバーストから減算される。次のステップ３０６において、チャネルインパルス応答（係数ベクトル値）、
【数４６】
【数４７】
【００５７】
シミュレーション結果
ＤＣオフセット及びチャネルインパルス応答（すなわち係数）の同時推定を実行することにより得られる、性能の改善を数値化するために、シミュレーションが実行された。マットラブ（Matlab）による第１のシミュレーションの集合は、サンプル平均推定法におけるＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数と、同時推定法におけるＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数と、を比較する。推定エラーは、準静的チャネルモデリング（バースト中のフェーディングチャネル係数が固定）を使い、信号の反回転（de-rotation）の後で信号の同相成分にＤＣオフセットが追加される連続受信機分析を適用して１０００のバーストに対して分析された。高ＳＮＲ（ノイズ無し）の場合と、低いＳＮＲ＝８ｄＢの場合、の２つのシナリオが分析された。この結果を、図７、図８、及び図９、及び以下の表１及び表２に示す。
【００５８】
【表１】
【００５９】
低ＳＮＲの場合、追加の熱ノイズのため、双方の推定法の標準偏差が高い。バースト長を通じて実行された同時推定法は、静止チャネルのバイアスを除去し、表２に数値化されているように、標準偏差を１／２に低減する。同時推定が、計算の複雑性を低減するためにミッドアンブル長を通じて実行された場合、いくつかの点に注目できる。全てのチャネル状態において、サンプルサイズが小さいため（ミッドアンブル長と全体バーストの関係）、推定の標準偏差が大きい。静止チャネルでは、残存ＤＣオフセットが除去され、変分は、サンプル平均の場合と同等である。フェーディングチャネルでは、同時推定が使われた時には、残存するＤＣオフセットが１／２であり、標準偏差が１０％小さい。
【００６０】
【表２】
【００６１】
以下のように、いくつかの事柄が仮定された。
【００６２】
１．ＤＣオフセットが、変調された信号より上に、５０ｄＢまでの、均一な分布のランダム値を有する。
【００６３】
２．ＤＣオフセットはバースト存在期間中一定である。
【００６４】
３．同時推定技法は、最も複雑性の低い実施状態と仮定された（すなわち、最小二乗解法においては、単一の反復）：
（ａ）バーストを通じた平均値による初期ＤＣの推定。
【００６５】
（ｂ）初期ＤＣ減算後に５タップチャネルインパルス応答（5-tap channel impulse response）（ＣＩＲ）の計算。
【００６６】
（ｃ）変調された信号を減算することによるＤＣ推定値の修正は、バースト全体からのデータビット（判断にエラー無し）を推定されたＣＩＲを通過させ、その後バーストを通じた平均を求めることにより得られた。
【００６７】
（ｄ）データ受信機３４の最終チャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定は、受信した信号からＤＣ推定値を減算した後で行われた。
【００６８】
図１０に示すように、バースト長Ｎ全体を通じた同時ＤＣオフセット補償（ＪＥ−Ｎ）は、サンプル平均推定法によって導入される残存ＤＣオフセットによる性能低下を完全に除去できる可能性がある。ミッドアンブル長を通じた同時推定（ＪＥ−Ｍ）の実行の結果は、８ｄＢより低いＳＮＲでは、０．１ｄＢ程度の損失であり、８ｄＢより大きいＳＮＲでもこれより少なくない。
【００６９】
他の実施形態は、添付する請求項の精神及び範囲内である。例えば、本発明はここまで、直接変換受信機におけるＤＣオフセットの低減について述べられてきたが、本発明をヘテロダイン受信機などの他の種類の受信機に使うこともできる。更に、本発明は、ＧＳＭ以外のシステムで使うこともできる。
【図面の簡単な説明】
本発明のこれら及び他の特徴は、以下の図面と共に以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
【図１】 従来技術によるデータ受信機のブロック図である。
【図２】 本発明による無線通信システムのブロック図である。
【図３】 本発明による、図２に示す無線通信システムで使われるデータ受信機のブロック図である。
【図４】 本発明による、図２に示すシステムにおいてＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定するために使われる処理を示すフローチャートである。
【図５】 本発明の１実施形態による、図２のシステムにおける、バースト存在期間中のサンプルごとに、最小平均二乗エラーに基づいてＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定するために使われる処理を示すフローチャートである。
【図６】 本発明のもう１つの実施形態による、図２に示すシステムにおける、バースト全体を通じて特定数の反復によって処理することによる、最小二乗エラーに基づいてＤＣオフセットとチャネルインパルス応答とを同時に推定するために使われる処理を示すフローチャートである。
【図７】 高い信号対ノイズ比（ＳＮＲ）、すなわちノイズが無い場合のＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐｄｆ）推定を示す図であり、従来技術（すなわち「サンプル平均」）のものと、バースト全体を通じて実行された本発明（すなわち、「同時推定」）のものを示す。
【図８】 ＳＮＲ＝８ｄｂの場合の、従来技術の方法及びバースト全体を通じた本発明の方法の、ＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐｄｆ）推定を示す図である。
【図９】 ＳＮＲ＝８ｄｂの場合の、従来技術及びバースト中のミッドアンブル部を通じた本発明の方法の、ＤＣオフセット推定エラーの確率密度関数（ｐｄｆ）推定を示す図である。
【図１０】 ビットエラー率（ＢＥＲ）をエネルギ毎ビット／ノイズ密度（Ｅｂ／Ｎｏ）の関数として示す図であり、ＤＣオフセット補償が無い場合、従来技術の方法による補償がある場合、本発明による方法をバーストＮ全体（ＪＥ−Ｎ）を通じて用いた場合、及び本発明による方法をバーストのミッドアンブル部Ｍ（ＪＥ−Ｍ）を通じて用いた場合を示す。
Claims (5)
- 離散チャネルインパルス応答ｈ（ｋ）（ここでｋは時間インデックス）を有するチャネルを通じて情報が送信され、チャネルの出力として信号ｒ（ｋ）、
- 各バーストが所定の一連のビットと一連の情報ビットとを有する、一連のバーストとして情報がチャネルを通じて送信される通信システムであって、 送信された情報を受信する受信機であって、（ａ）前記所定の一連のビット、（ｂ）前記情報ビットの一時的な判断、又は前記所定の一連のビットと前記情報ビットの前記一時的判断との組み合わせからの以下の連立方程式を解くようプログラムされたプロセッサを有する受信機を含むことを特徴とする通信システム。
- 受信機信号からＤＣオフセットを低減する方法であって、受信したバーストサンプルｒ（ｋ）をメモリに保存するステップと、同時に、
- 受信機のＤＣオフセットを決定する方法であって、サンプルのバーストｒ（ｎ）を受信するステップと、受信したバーストサンプルｒ（ｎ）をメモリに保存するステップと、保存された受信サンプルから、サンプルのバーストを通じた平均値として初期ＤＣオフセットＡ（０）を計算するステップと、前記保存された受信バーストから前記初期ＤＣオフセットＡ（０）を減算し、ｒ（ｎ）−Ａ（０）を生成するステップと、エラー関数ｅ（ｎ）＝ｒ（ｎ）−ｈH（ｎ）ｂ（ｎ）−Ａ（ｎ）を計算するステップと、ＤＣオフセット値をＡ（ｎ＋１）＝Ａ（ｎ）＋μｅ（ｎ）によって更新するステップと、チャネルインパルス応答を、ｈ（ｎ＋１）＝ｈ（ｎ）＋μｂ（ｎ）ｅ*（ｎ）にしたがって更新するステップと、計算されたＤＣオフセットＡ（ｎ＋１）及び計算されたチャネルインパルス応答ｈ（ｎ＋１）をバーストの終了まで計算するステップと、を含むことを特徴とするＤＣオフセット決定方法。ここで、ｂ（ｎ）は送信されたデータ符号である。
- 既知の一連のビットと情報ビットとを含むバーストを受信する受信機のＤＣオフセットを決定する方法であって、受信したバーストサンプルｒ（ｋ）をメモリに保存するステップと、 保存された受信サンプルから、バーストを通じた平均値として、初期ＤＣオフセットＡ（０）を計算するステップと、前記保存された受信バーストから前記初期ＤＣオフセットＡ（０）を減算するステップと、チャネルインパルス応答を、
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/310,612 US6504884B1 (en) | 1999-05-12 | 1999-05-12 | Method for correcting DC offsets in a receiver |
| US09/310,612 | 1999-05-12 | ||
| PCT/US2000/012805 WO2000069023A2 (en) | 1999-05-12 | 2000-05-11 | Method for correcting dc offsets in a receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002544693A JP2002544693A (ja) | 2002-12-24 |
| JP4540857B2 true JP4540857B2 (ja) | 2010-09-08 |
Family
ID=23203326
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000617521A Expired - Lifetime JP4540857B2 (ja) | 1999-05-12 | 2000-05-11 | 受信機におけるｄｃオフセットの修正方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6504884B1 (ja) |
| EP (1) | EP1177602B1 (ja) |
| JP (1) | JP4540857B2 (ja) |
| DE (1) | DE60012504T2 (ja) |
| DK (1) | DK1177602T3 (ja) |
| WO (1) | WO2000069023A2 (ja) |
Families Citing this family (69)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BR9917357A (pt) * | 1999-06-11 | 2002-02-26 | Nokia Corp | Método e aparelho para realização de uma estimativa de interferência num sistema de espectro espalhado, e, transceptor para um sistema de espectro espalhado |
| US6449320B1 (en) * | 1999-07-02 | 2002-09-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Equalization with DC-offset compensation |
| WO2001031867A1 (en) * | 1999-10-27 | 2001-05-03 | Nokia Corporation | Dc offset correction in a mobile communication system |
| GB2355900B (en) * | 1999-10-29 | 2004-03-17 | Ericsson Telefon Ab L M | Radio receiver |
| JP3351412B2 (ja) * | 2000-01-17 | 2002-11-25 | 日本電気株式会社 | Ｄｃオフセット除去方式及びｄｃオフセット除去回路を備えた受信回路 |
| AU5056401A (en) * | 2000-04-03 | 2001-10-15 | Nokia Corporation | Communications method and system |
| US6661858B1 (en) * | 2000-09-12 | 2003-12-09 | Beaudin Andre | DC restoration circuit for a radio receiver |
| US6801581B1 (en) * | 2000-09-13 | 2004-10-05 | Intel Corporation | DC offset cancellation |
| US6748200B1 (en) | 2000-10-02 | 2004-06-08 | Mark A. Webster | Automatic gain control system and method for a ZIF architecture |
| US7068987B2 (en) | 2000-10-02 | 2006-06-27 | Conexant, Inc. | Packet acquisition and channel tracking for a wireless communication device configured in a zero intermediate frequency architecture |
| US6901121B1 (en) * | 2001-02-20 | 2005-05-31 | Comsys Communication & Signal Processing Ltd. | Compensation of DC offset impairment in a communications receiver |
| US7133442B2 (en) * | 2001-03-29 | 2006-11-07 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Rapid identification of transmission media channel characteristics |
| US20020168972A1 (en) * | 2001-05-11 | 2002-11-14 | Justiss James E. | Antenna feedforward interference cancellation system |
| US7224943B2 (en) * | 2001-05-21 | 2007-05-29 | Nokia Corporation | Communication system and method using transmit diversity |
| EP1271872A1 (en) * | 2001-06-28 | 2003-01-02 | Nokia Corporation | Method and device for estimating the DC offset of a signal |
| US7058144B2 (en) * | 2001-08-07 | 2006-06-06 | Conexant, Inc. | Intelligent control system and method for compensation application in a wireless communications system |
| US7349469B1 (en) * | 2001-08-17 | 2008-03-25 | Ati Research, Inc. | DC offset correction for constant modulus equalization |
| GB0123290D0 (en) * | 2001-09-27 | 2001-11-21 | Nokia Corp | DC offset correction in a mobile communication system |
| CN100490304C (zh) * | 2002-02-01 | 2009-05-20 | Nxp股份有限公司 | 输入突发信号中包含的加性直流分量检测 |
| EP1337083A1 (en) * | 2002-02-13 | 2003-08-20 | Agere Systems Limited | DC offset and channel impulse response estimation |
| US7428278B2 (en) * | 2002-05-09 | 2008-09-23 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for parallel midamble cancellation |
| US7269234B2 (en) * | 2002-06-14 | 2007-09-11 | Siemens Communications, Inc. | Arrangement for dynamic DC offset compensation |
| US8559559B2 (en) * | 2002-06-20 | 2013-10-15 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for compensating DC offsets in communication systems |
| US6987797B2 (en) * | 2002-07-26 | 2006-01-17 | Qualcomm Incorporated | Non-parametric matched filter receiver for wireless communication systems |
| US6999537B2 (en) * | 2002-10-25 | 2006-02-14 | Qualcomm Incorporated | Method of removing DC offset for a ZIF-based GSM radio solution with digital frequency correlation |
| EP1801985A3 (en) * | 2002-10-25 | 2007-07-18 | Qualcomm, Incorporated | Method of removing DC offset for a ZIF-based GSM radio receiver with digital frequency offset correction |
| AU2003271714A1 (en) * | 2002-11-20 | 2004-06-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and corresponding arrangement for dc offset compensation using channel estimation |
| US7342979B2 (en) | 2002-12-09 | 2008-03-11 | Broadcom Corporation | Incremental redundancy support in a cellular wireless terminal having IR processing module |
| EP1429506A3 (en) * | 2002-12-09 | 2007-01-24 | Broadcom Corporation | Pipeline architecture for equalisers |
| CN1224280C (zh) * | 2002-12-27 | 2005-10-19 | 大唐移动通信设备有限公司 | 用于分时隙移动通信系统的时变信道校准方法 |
| US7266359B2 (en) * | 2003-03-18 | 2007-09-04 | Freescale Semiconductor, Inc. | DC interference removal in wireless communications |
| US7231001B2 (en) * | 2003-03-24 | 2007-06-12 | Agere Systems Inc. | Processing servo data having DC level shifts |
| US20040190652A1 (en) * | 2003-03-27 | 2004-09-30 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for mitigating the effects of non-ideal receiver processing |
| DE10321743B4 (de) * | 2003-05-14 | 2005-07-07 | Infineon Technologies Ag | Verbesserte Kanaldecodierung bei der Mehrträger-Signalübertragung durch DC-Offset- und Trägerfrequenz-Offset-abhängige Gewichtung von Zuverlässigkeitsinformationen |
| US7406139B2 (en) | 2003-06-16 | 2008-07-29 | Broadcom Corporation | System and method to identify a modulation format of a data frame within a cellular wireless network |
| US7342956B2 (en) | 2003-06-16 | 2008-03-11 | Broadcom Corporation | System and method to extract uplink status flag bits in a cellular wireless network |
| US7068735B2 (en) | 2003-06-16 | 2006-06-27 | Broadcom Corp. | System and method to perform DC compensation on a radio frequency burst in a cellular wireless network |
| US7352720B2 (en) | 2003-06-16 | 2008-04-01 | Broadcom Corporation | System and method to determine a bit error probability of received communications within a cellular wireless network |
| US7203461B2 (en) | 2003-06-16 | 2007-04-10 | Broadcom Corporation | Adaptive channel quality estimation algorithm to support link adaptation |
| US7107080B2 (en) | 2003-06-16 | 2006-09-12 | Broadcom Corporation | System and method to conduct idle mode paging channel monitoring within a cellular wireless network |
| US7349495B2 (en) * | 2003-09-25 | 2008-03-25 | Intel Corporation | Soft bits normalization apparatus, method, and system |
| US7457379B2 (en) * | 2003-10-16 | 2008-11-25 | Broadcom Corporation | Adaptive multi-step combined DC offset compensation for EDGE 8-PSK |
| US7266160B2 (en) * | 2003-10-20 | 2007-09-04 | Analog Devices, Inc. | Method for joint DC offset correction and channel coefficient estimation in a receiver |
| WO2005048548A2 (en) * | 2003-11-12 | 2005-05-26 | Analog Devices, Inc. | Digital data receiver for edge cellular standard |
| US7164901B2 (en) * | 2003-12-24 | 2007-01-16 | Agency For Science, Technology And Research | DC offset-free RF front-end circuits and systems for direct conversion receivers |
| US7639736B2 (en) | 2004-05-21 | 2009-12-29 | Rambus Inc. | Adaptive receive-side equalization |
| US20060009186A1 (en) * | 2004-07-08 | 2006-01-12 | Bin Liu | Receiver front-end filtering using low pass filtering and equalization |
| DE102004039440A1 (de) * | 2004-08-13 | 2006-02-23 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren zur Ermittlung von Offset-Fehlern in Modulatoren und Demodulatoren |
| GB0419487D0 (en) * | 2004-09-02 | 2004-10-06 | Ttp Communications Ltd | DC estimation in received signals |
| ITVA20040054A1 (it) * | 2004-11-23 | 2005-02-23 | St Microelectronics Srl | Metodo per stimare coefficienti di attenuazione di canali, metodo di ricezione di simboli e relativi ricevitore e trasmettitore a singola antenna o multi-antenna |
| US8090001B2 (en) * | 2004-12-03 | 2012-01-03 | Lantiq Deutschland Gmbh | Fast frequency-hopping transceiver and method |
| KR100638592B1 (ko) * | 2004-12-11 | 2006-10-26 | 한국전자통신연구원 | Ｏｆｄｍ 시스템의 단말의 수신기용 ｄｃ 오프셋 제거 장치및 그 방법 |
| US7508884B2 (en) * | 2005-03-24 | 2009-03-24 | Harris Corporation | System and method for communicating data using constant amplitude equalized waveform |
| US7899431B2 (en) * | 2005-04-04 | 2011-03-01 | Freescale Semiconductor, Inc. | DC offset correction system for a receiver with baseband gain control |
| TWI323590B (en) * | 2005-04-14 | 2010-04-11 | Realtek Semiconductor Corp | Method and circuit for equalizing and compensating iq imbalance simultaneously |
| US7627030B2 (en) * | 2005-08-05 | 2009-12-01 | Freescale Semiconductors, Inc. | Radio receiver with selectively disabled equalizer |
| US20070110199A1 (en) * | 2005-11-15 | 2007-05-17 | Afshin Momtaz | Receive equalizer with adaptive loops |
| KR100666179B1 (ko) * | 2005-11-18 | 2007-01-09 | 삼성전자주식회사 | 타이밍으로 출력 데이터를 초기강화하는 출력 드라이버 및출력 드라이빙 방법 |
| US8331512B2 (en) | 2006-04-04 | 2012-12-11 | Rambus Inc. | Phase control block for managing multiple clock domains in systems with frequency offsets |
| US7639737B2 (en) | 2006-04-27 | 2009-12-29 | Rambus Inc. | Adaptive equalization using correlation of edge samples with data patterns |
| GB2437574B (en) * | 2006-04-28 | 2008-06-25 | Motorola Inc | Receiver for use in wireless communications and method of operation of the receiver |
| FR2903546A1 (fr) * | 2006-07-07 | 2008-01-11 | St Microelectronics Sa | Procede et dispositif de reduction de la composante continue d'un signal transpose en bande de base,en particulier dans un recepteur du type a conversion directe |
| EP2241050B1 (en) | 2008-02-01 | 2018-08-08 | Rambus Inc. | Receiver with enhanced clock and data recovery |
| US7957412B2 (en) * | 2008-03-19 | 2011-06-07 | Cray Inc. | Lonely pulse compensation |
| US8027651B2 (en) * | 2008-12-05 | 2011-09-27 | Motorola Solutions, Inc. | Method and apparatus for removing DC offset in a direct conversion receiver |
| US8565351B2 (en) * | 2011-04-28 | 2013-10-22 | Mediatek Singapore Pte. Ltd. | Channel impulse response (CIR)/DC offset (DCO) joint estimation block and method |
| US9231637B2 (en) * | 2012-11-27 | 2016-01-05 | Aviacomm Inc. | Adaptive DC offset cancellation for direct conversion RF receivers |
| US8942316B2 (en) | 2013-03-15 | 2015-01-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Wireless communication system with signal processing mechanism and method of operation thereof |
| US8837066B1 (en) | 2014-04-17 | 2014-09-16 | Lsi Corporation | Adaptive baseline correction involving estimation of filter parameter using a least mean squares algorithm |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3438918B2 (ja) | 1992-11-27 | 2003-08-18 | コモンウェルス サイエンティフィック アンド インダストリアル リサーチ オーガニゼーション | ワイヤレスｌａｎ |
| JPH07321862A (ja) | 1994-05-25 | 1995-12-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ディジタル変調波復調装置 |
| JP3024524B2 (ja) * | 1995-09-25 | 2000-03-21 | 日本電気株式会社 | キャリア同期ユニット及び同期方法 |
| US5748681A (en) * | 1995-10-27 | 1998-05-05 | Lucent Technologies Inc | Offset correction for a homodyne radio |
| US5748677A (en) | 1996-01-16 | 1998-05-05 | Kumar; Derek D. | Reference signal communication method and system |
| DE19606102C2 (de) * | 1996-02-19 | 1998-09-03 | Siemens Ag | Verfahren zum Ausgleich des Gleichspannungsstöranteils von Empfangssignalen und derartig ausgestaltete Empfangseinrichtung bzw. Funkstation |
| FI962140A (fi) * | 1996-05-21 | 1997-11-22 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä impulssivasteen estimoimiseksi sekä vastaanotin |
| FI101919B (fi) * | 1996-11-21 | 1998-09-15 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä impulssivasteen laskemiseksi ja vastaanotin |
| US6421399B1 (en) * | 1998-03-05 | 2002-07-16 | Agere Systems Guardian Corporation | Frequency and phase estimation for MPSK signals |
| JPH11284677A (ja) * | 1998-03-27 | 1999-10-15 | Nec Corp | 復調器とこれを用いたディジタル無線通信システム |
| US6269131B1 (en) * | 1998-05-28 | 2001-07-31 | Glenayre Electronics, Inc. | Physical channel estimator |
| US6173011B1 (en) * | 1998-05-28 | 2001-01-09 | Glenayre Electronics, Inc. | Forward-backward channel interpolator |
| US6542560B1 (en) * | 1999-04-23 | 2003-04-01 | Lucent Technologies Inc. | Method of channel estimation and compensation based thereon |
-
1999
- 1999-05-12 US US09/310,612 patent/US6504884B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-05-11 WO PCT/US2000/012805 patent/WO2000069023A2/en active IP Right Grant
- 2000-05-11 DK DK00928949T patent/DK1177602T3/da active
- 2000-05-11 EP EP00928949A patent/EP1177602B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-11 JP JP2000617521A patent/JP4540857B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-11 DE DE60012504T patent/DE60012504T2/de not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-12-23 US US10/328,275 patent/US6717995B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002544693A (ja) | 2002-12-24 |
| EP1177602A2 (en) | 2002-02-06 |
| DK1177602T3 (da) | 2004-12-06 |
| EP1177602B1 (en) | 2004-07-28 |
| WO2000069023A2 (en) | 2000-11-16 |
| US20030099310A1 (en) | 2003-05-29 |
| WO2000069023A3 (en) | 2001-05-25 |
| DE60012504T2 (de) | 2005-09-01 |
| DE60012504D1 (de) | 2004-09-02 |
| EP1177602A4 (en) | 2003-03-05 |
| US6504884B1 (en) | 2003-01-07 |
| US6717995B2 (en) | 2004-04-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4540857B2 (ja) | 受信機におけるｄｃオフセットの修正方法 | |
| JP4579472B2 (ja) | Ｄｃオフセット補償を伴う等化 | |
| Anttila et al. | Frequency-selective I/Q mismatch calibration of wideband direct-conversion transmitters | |
| US7609789B2 (en) | Phase noise compensation for MIMO WLAN systems | |
| JP4536985B2 (ja) | 二段階の直流オフセット修正、同期およびチャネル推定を有する無線受信機 | |
| Sohn et al. | Data-aided approach to I/Q mismatch and DC offset compensation in communication receivers | |
| WO2001003395A1 (en) | A method and apparatus for performing dc-offset compensation in a radio receiver | |
| KR100799016B1 (ko) | 최소 제곱(ｌｓ) 알고리즘을 이용한 결합 ｄｃ 오프셋 및채널 추정 | |
| WO2020055629A1 (en) | Radio frequency impairments compensator for broadband quadrature-conversion architectures | |
| US20040259504A1 (en) | Multiuser detection for wireless communications systems in the presence of interference | |
| US6934346B2 (en) | Apparatus and method for substantially eliminating a near-channel interfering amplitude modulated signal | |
| JPH10512417A (ja) | ディジタル変調信号用キャリヤ再生方法および装置 | |
| Gerzaguet et al. | Performance of a digital transmitter leakage LMS-based cancellation algorithm for multi-standard radio-frequency transceivers | |
| KR100489409B1 (ko) | 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 방법 | |
| Chiu et al. | Estimation scheme of the receiver IQ imbalance under carrier frequency offset in communication system | |
| CA2336483A1 (en) | Physical channel estimator | |
| JP3779554B2 (ja) | 周波数オフセット推定方法及び周波数オフセット推定器 | |
| JP2002043962A (ja) | 通信システムにおける受信方法及び受信機 | |
| KR100452619B1 (ko) | I/q부정합의 추정 및 보상방법과 그 장치, i/q부정합과 dc옵셋의 추정 및 보상방법과 그 장치 | |
| Hu et al. | Residual synchronization error elimination in OFDM baseband receivers | |
| Jia et al. | Low Complexity Self-Interference Cancellation Based on Two-Stage RLS Filtering for Full-Duplex Radios | |
| Arriaga-Trejo | Estimation of the Channel and I/Q Imbalances with Zero Correlation Zone Sequences and Superimposed Training | |
| KR100744092B1 (ko) | 직접 변환 수신기 및 수신 방법 | |
| JP2000013128A (ja) | アダプティブアレイ送受信機 | |
| Nadh et al. | Estimation of the self-interference channel with received signal in full-duplex radios |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070327 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20070327 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20080424 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20090521 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20090522 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20091021 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20091110 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100208 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100525 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100623 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4540857 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130702 Year of fee payment: 3 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |