JP2002507359A - 相互変調低減型高ｑ値構造体のための高温超伝導構造体と方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 有用な高温超伝導装置、具体的には共振器を作成するための新規な構造および方法が提供される。既知の構造に比べピーク電流密度を減少させる構造は、特に以前の共振器の相互変調を減らすことを含む非常に好ましい利点をもたらす。本発明の１つの態様において、スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器が提供される。スパイラル・イン、スパイラル・アウト構造とは、５本以上の奇数の長い線路を有し、これらの長い線路が折り返し線路で接続されて連続していると共に、同一の回り方向の２本以上の連続した折返し線路があって、その後に反対の回り方向の２本以上の連続した折返し線路が続いている配置を特徴とする。本発明の別の態様において、ＨＴＳ共振器における入力パッドおよび出力パッドの大きさを小さくすることによって、コンデンサと比較して相関インダク折返し線路スは増加する。別の共振器の構造は、その端子が共振器内に配置してあるスパイラル状蛇型共振器である。中間構造における広がりと、ピーク電流密度を有する共振器構造の広がりとは、電流密度が最大である領域において共振器の拡大した幅部分を利用する。本発明のまた別の態様において、基本モードを越える高モードにおける共振器の動作は、ピーク電流密度を減らす。隣接する長い線路における電流が同じ方向であるモードにおいて動作する共振器は、さらに電流密度および相互変調を減少させるように作用する。対称な電流構造および動作のモードは、遠い電界の効果が補正される場合は特に有利である。

Description

【発明の詳細な説明】 相互変調低減型高Ｑ値構造体のための高温超伝導構造体と方法 技術分野 本発明は高温超伝導体から形成される構造体と方法とに関し、より詳細には、 受動型マイクロ波デバイスとして利用する、相互変調歪を低減した高Ｑ値のデバ イスに関する。 背景技術 電気部品はインダクター、コンデンサ、抵抗器など種々の形態で使われている 。物理的大きさがその素子を透過する電磁界の波長よりもほぼ小さいと、その素 子は集中型(lumped)電気素子である。他方、この集中型電気素子のそれよりも大 きい場合、当該電気素子は分散型(distributed)電気素子である。一例として、 インダクタのような集中型素子の物理的大きさは、回路で用いる波長の数分の一 に過ぎず、一般に波長の１/８よりも小さい。 インダクター、コンデンサ、抵抗器などはグループ化されて有用な回路に用い られている。このような素子を用いた有用な回路には共振回路やフィルターなど がある。この素子の用途として、たとえば５００ＭＨｚ以上のマイクロ波レンジ で有用なフィルターの製造が挙げられる。 従来のマイクロ波フィルターの場合を考えると、そのようなフィルターは基本 的には三種ある。別途作製した空気巻回型インダクターと並列板型コンデンサと をフィルター回路に配線した集中素子型フィルターもその一種である。これらの 従来の部品は波長に比べれば比較的小さいから、小型フィルターの製造によく使 われている。しかし、別々の素子を用いていることから製造が容易ではなく、回 路毎のバラツキが大きくなっている。もう一種のフィルター回路では、分散素子 型機械的部品を用いている。フィルター回路として配置する伝送路ネットワーク を形成するのに、接続バーまたはロッドを用いている。これらのバーまたはロッ ドの長さは通常、フィルターの中心周波数での波長の１/４または１/２である。 従って、バーまたはロッドの大きさは相当なもので、数インチにもおよび、得ら れるフィルターも１フィートを越えてしまうことがよくある。そして、最後の一 種として、分散素子印刷型フィルターが用いられている。一般に、この分散素子 印刷型フィルターは、絶縁基板に印刷した金属パ折返し線路の単層からなり、絶 縁基板の背面を接地面としている。この金属パ折返し線路は伝送路ネットワーク として構成することでフィルターとなっている。この場合でも、フィルターの大 きさは相当なものである。また、中心周波数の倍数周波数において種々のレスポ ンスを受けやすい問題もある。 分散素子型薄膜構造体も種々提案されている。１９８９年１１月１４日にスワ ンソンに付与された米国特許第４,８８１,０５０号には、分散型素子を用いた薄 膜マイクロ波フィルターが開示されている。殊に、スパイラル型インダクターと コンデンサとを用いたコンデンサπ形配列型ネットワークが開示されている。一 般には多層構造体が使われ、誘電体基板の一面は当該構造体の接地面をなし、反 対面には複数の薄膜金属層と絶縁層とが形成されている。この金属像と絶縁層と を容量π形配列型ネットワークとスパイラル型インダクターとに構築することで フィルターを作製している。発明の名称を「Microwave Filter Network and Meth od of Manufacturing Same(マイクロ波フィルターネットワークとその製造方法)」 とするスワンソンの米国特許第５,１７５,５１８号は集中素子型薄膜構造体を 開示している。即ち、アルミナ製基板を用い、その一面を接地面となし、反対面 には板状多層構造体を設けている。この基板の第１板には窒化シリコンからなる 誘電体層が形成されており、第２と第３のコンデンサ板がこの誘電体層を介して 第１板に積層されている。 歴史的には、このような集中素子型回路は、通常の材料、即ち、非超伝導材料 を用いて作製される。これらの材料には固有損失があり、そのために回路にも程 度こそ異なるが損失が伴う。このような損失は共振回路の場合では重大な問題と なる。デバイスのＱ値はそのデバイスの電力消費量すなわち損失の尺度となって いる。通常の金属を用いて作製した共振回路のＱ値は、最大でも数百程度である 。 １９８６年に高温超伝導体が発見されるにいたり、これらの材料を用いて電気 デバイスを作製する試みがなされている。高温超伝導体のマイクロ波特性は高温 超伝導体の発見当時に比べて相当改善されている。現今、エピタキシャル超伝導 体薄膜が盛んに作製され、市販されている。この点については、Ｒ．Ｂ．ハモン ドらによる論文、「Epitaxial Tl₂Ca₁Ba₂Cu₂O₈ Thin Films With Low 9.6GHz Sur face Resistance at High Power and Above 77K(７７Ｋ以上、高電力での表面抵 抗が９.６ＧＨｚ以下のエピタキシャルTl₂Ca₁Ba₂Cu₂O₈薄膜)」(Appl．Phy．Lett. ，Vol．57，pp．825-27，1990)、を参照されたし。種々のフィルター構造体と共 振器とが作製されている。マイクロ波レンジでのフィルターのためのその他の回 路も発表されているところである。例えば、「IEEE Transactions on Microwave Theory and Technique(マイクロ波理論と技術に関するＩＥＥＥ研究論文集)」(Vo l．39，No．9，1991年９月，pp．1448-1554)におけるＳ．Ｈ．タリザらによる論 文、「Low-and High-Temperature Superconducting Microwave Filters(低温及び 高温超伝導マイクロ波フィルター)」、を参照されたし。 コンパクトで信頼性のある狭帯域フィルターに対する需要がますます高まって いる。遠距離通信分野で利用することが特に重要となっている。大勢のユーザー がマイクロ波帯域を利用したがっていることから、狭帯域フィルターが利用でき るようになれば、その帯域でのユーザーの数が増加するだろう。特に８００から ２,０００ＭＨｚの帯域が期待されている。米国では、８００から９００ＭＨｚ の帯域が、アナログ式移動通信に使われている。そして、１,８００から２,００ ０ＭＨｚの帯域を個人通信サービスに利用する計画がなされている。 例えば共振器やフィルター、アンテナ、遅延回路、インダクターの如くの大部 分の受動型マイクロ波デバイスは、高温超伝導体薄膜を利用して平坦形状に作製 されている。前述したように、高品質のエピタキシャル膜の作製に付随する制約 から、これらのデバイスの大きさも限られている。そのためにＨＴＳ膜で作製し たデバイスは、それ自体の公称大きさが動作波長よりも小さい疑似集中素子型と なっている。このことから、それらのデバイスが折り曲げられ易く、ひいてはラ イン間が短絡し易い。 超伝導体素子を回路に組み込むことも含めて、電気回路を改良することが明ら かに望まれているにもかかわらず、今までの努力はあらゆる面で満足できるもの ではなかった。特に、高温超伝導体材料を利用して、超伝導体膜の固有Ｑ値を著 しく損なわないで回路を構築することは困難と見なされているからである。これ らの問題には、回路構造、放射損、チューニングなどがかかわっていて、回路の 改良が明らかに望まれているにもかかわらずそのままになっている。 発明の開示 本発明は、高温超伝導体デバイス、特に共振器、の種々の新規な構造体と作製 方法に関するものである。これらのデバイスは高いＱ値、即ち、少なくとも１， ０００以上、好ましくは２５,０００以上、より好ましくは５０,０００以上のＱ 値を有している。一般に、本発明による構造体は、既知の構造体に比してピーク 電流密度を減少できる。このように電流密度を減少できるから、相互変調効果を 減少できるという著しい効果を奏している。 ある一面での本発明は、スパイラル・イン、スパイラル・アウト状(spiral in， spiral out)蛇型共振器を提供している。スパイラル・イン、スパイラル・アウト 構造とは、５本以上の奇数の長い線路を有し、これらの長い線路が折返し線路で 接続されて連続していると共に、同一の回り方向の少なくとも２本の連続した線 路があって、その後に反対の回り方向の少なくとも２本の連続した線路が続いて いる配置を特徴としているものである。 もう一つの面での本発明は、高温超伝導体共振器における入力パッド及び出力 パッドの大きさを減少することにより、容量に対してインダク折返し線路スを増 大させることができると判明したことにある。それから改良された有用なデバイ スが得られるのである。 更にもう一つの面での本発明は、その端子が共振器内に配置してあるスパイラ ル状蛇型共振器を提供している。この好ましい実施の形態では、複数の長い線路 が折返し線路で接続されており、共振器の一端における折返し線路が曲率半径の 中心を長い線路間に臨ませた同心半円形を呈している。共振器の反対側の第２の 端における折返し線路も同様に同心半円形を呈しているが、その曲率半径の中心 は中心に設けた長い線路に一端に臨ませている。 別の面での本発明は、高電流の流れる比較的幅の大きい長い線路を有する共振 器を提供している。中間構造がそれほど広幅になっているものは共振器、中でも スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器で利用できる。同様に、長い線路 の幅が小さいと電流密度が比較的高くなるが、長い線路の幅が変化するものの、 当該長い線路での電流密度を減少するように幅を選択した長い線路を有する共振 器も作製できる。インピーダンス整合などの他の要因も考慮に入れてもよい。本 発明の好ましい実施の形態に置いては、ジグザグ型または蛇型の共振器における 隣接する長い線路の相対幅は２:３となっている。 また別の面での本発明では、高調波モード、即ち、基本モードより高いモード で共振器が動作するようになっている。そのような動作でピーク電流密度を低減 できると共に、相互変調効果をも低減できる。 さらに別の面での本発明は、共振器を対称モードで動作させれば、証明された 結果が得られることが判明したことにある。この共振器では、隣接する脚部に電 流がほぼ同一方向に流れることから、電流密度を低くできる。電界効果が著しく ない、または、補償されている場合では、対称モードで動作するデバイスが特に 有利である。 また更に別の面での本発明は、高調波モードで動作するヘアピン型共振器構造 体を提供している。高調波ヘアピン型構造体とモードとにより電流の流れが対称 になる、即ち、長い線路のグループ内で隣接する長い線路に電流がほぼ同一方向 に流れる。この構造体から優れた性能が引き出せるので、基本周波数におけるヘ アピン型の動作に対して相互変調作用を１５〜２０ｄＢ程度改善できる。 従って、改良された高温超伝導体構造体を提供するのが本発明の一つの目的で ある。 また、相互変調を低減した改良型共振器を提供することも本発明のもう一つの 目的である。 ピーク電流密度を低減した共振器を提供することも本発明のまた別の目的であ る。 相互変調効果を低減した高Ｑ値の超伝導体共振器を提供することも本発明のさ らに別の目的である。 図面の簡単な説明 図１は、広幅の入力パッド及び出力パッドが蛇行状すなわちジグザグ状の共振 構造に配列した疑似集中素子型共振器の平面図である。 図２は、１/２波長共振器構造上にプロットした、基本共振周波数での１/２波 長共振器の電流と電圧の分布の図である。 図３は、有効な入力パッド及び出力パッド構造体を有しないジグザグ状蛇型共 振器の平面図である。 図４は、有効な入力パッド及び出力パッド構造体を有しないスパイラル・イン 、スパイラル・アウト状構造体の平面図である。 図５は、入力パッド及び出力パッド構造体を有するスパイラル・イン、スパイ ラル・アウト状共振器の平面図である。 図６は、有効な入力パッド及び出力パッド構造体を有しないスパイラル状蛇型 共振器の平面図である。 図７は、その端部が構造体の直線部から偏よっている、図６に示したスパイラ ル状蛇型共振器を示す図である。 図８は、中間構造が広幅になっているスパイラル・イン、スパイラル・アウト状 スパイラル集中型（lumped）共振器の平面図である。 図９は、スパイラル・イン、スパイラル・アウト状集中素子型(lumpede lement) 共振器と中間構造が広幅になっているスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共 振器とにおける入力パワーの関数としての相互変調生成物(product)を示すグラ フである。 図１０は、電磁式シミュレータを利用した共振器のシミュレーションの図であ る。 図１１は、不均等線幅を有するジグザグ状共振器を示す図である。 図１２は、電磁シミュレーションを示す図である。 図１３は、電磁シミュレーションの出力を示す図である。 図１４は、一様なジグザグ状蛇型共振器を肥大（ｆａｔ）ジグザグ状蛇型共振 器と比較する、パワー入力の関数としての相互変調パワー出力の図である。 図１５は、高モードを用いた場合でのピークエネルギー／電流密度の低減を示 す、固定周波数と貯蔵エネルギー(負荷Ｑ)について理想的な直線共振器の共振モ ードを示す図である。 図１６は、スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器の基本波と第１高調 波における相互変調生成物と入力パワーとの関係を示すグラフである。 図１７ａは、第１高調波モードにおけるジグザグ状すなわち蛇行状共振器の平 面図である。 図１７ｂは、第１高調波モードにおけるピーク部が広幅（wide at peaks）の 共振器の平面図である。 図１８ａ、１８ｂ、１８ｃ及び図１８ｄは、基本モードでの大きさ(図１８ａ) 、基本モードでの位相(図１８ｂ)、ＡＬＦモードでの大きさ(図１８ｃ)及びＡＬ Ｆモードでの位相(図１９ｄ)についての電磁シミュレーションでの出力を示す図 である。 図１９は、ジグザグ、スパイラル・イン、スパイラル・アウト、スパイラル共振 器とＡＬＦスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器のソネット(Sonnet)横 断面を示す図である。 図２０は、ヘアピン型共振器の平面図である。 図２１ａは、間隙の大きさの関数としての無負荷Ｑ値(Ｑ_u)を示すグラフであ る。 図２１ｂは、間隙幅の関数としての相互変調パワーを示すグラフである。 図２２は、ヘアピン型共振器における入力パワーの関数としての相互変調パワ ーを示すグラフである。 図２３ａと図２３ｂは、基本モード(図２３ａ)と高調波モード(図２３ｂ)とに おけるヘアピン型共振器での電流を示すグラフである。 発明の詳細な説明 図１に、拡大した入力パッド及び出力パッドを有する疑似集中素子型共振器の 平面図を示す。入力パッド１０(入力及び出力の表示は恣意的なものであって、 両者が逆になることもある)と出力パッド１６とは、蛇行状またはジグザグ状の 共振器本体１８の両側に配置してある。一般に平行な長い線路１２は入力パッド １０と出力パッド１６のそれぞれの長辺の端部と平行に配置される。入力パッド １０のすぐ近くの第１の長い線路１２は第１の折返し線路１４に接続してあり、 この第１の折返し線路１４を介して第１の長い線路１２が入力パッド１０に接続 されている。それぞれの長い線路１２は、当該長い線路１２に隣接する長い線路 １２と、対応する折返し線路１４を介して接続されている。 入力パッド１０と出力パッド１６とは、入力パッド及び出力パッドのない、ま たは、あったとしてもそれが小さい構造体に比して、接地に対する等価容量を増 加させるのに役立っている。好ましくは、接地に対する等価容量の大きさとして は、回路の電気特性条件に応じて選択するのが望ましい。図１に示したように、 入力パッド１０と出力パッド１６とが占有する全面積は、ジグザグ状共振器本体 １８の占有面積よりも大きくなっている。 このような共振器の中心周波数は下式で表される。 共振条件としては、磁界Ｗ₁に蓄えられるエネルギーと電界Ｗ_Cに蓄えられるエ ネルギーとが等しくなければならない。即ち、 Ｗ＝Ｗ_C＝Ｗ₁＝ＣＶ²／２＝ＬＩ²／２ すると、無負荷Ｑ値は、超伝導体フィルターによくあるように負荷Ｑ値よりも はるかに大きくなり、共振Ｗで蓄えられるエネルギーは負荷Ｑ値で定まることに なる。従って、周波数と負荷Ｑ値とを一定とすると、循環電流を減少するために は、Ｌを増大させると共に、Ｃを同時に減少して共振周波数を温存する必要があ る。 図２は、基本共振周波数における１/２波長共振器での電流と電圧の分布を示 す。１/２波長伝送路を実現するのにマイクロストリップ構成を用いてもよい。 そのような構成には、線２０に沿って分布する共振器を形成するインダク折返し 線路スと容量とが備わっている。そのような構成における共振時での電流分布は 、共振器の中心で最大となるsin（πｘ／l）の形を呈する。他方、電圧分布は、 共振器の端部で最大となるcos（πｘ／l）の形を呈する。 図３は、ジグザグ状すなわち蛇行状(serpentine)の蛇(snake)型の共振器３０ の平面図を示す。第１の長い線路３１は直後に隣接する長い線路３２と折返し線 路３６を介して接続されている。同様に、第３の長い線路３２もその直後に隣接 する長い線路３３と折返し線路３７を介して接続されている。そのような接続パ 折返し線路が、最後の長い線路３９に至るまで同様に繰り返されている。 図３は、図１に示した入力パッド１０と出力パッド１６とが除去されて、大き さが著しく低減されている点で図１とは異なっている。コンデンサパッド１０、 １６の大きさを低減することで、図３では図１に比して疑似集中型共振器の実効 インダクタンスを増加している。周波数と負荷Ｑ値とを一定とすると、このこと は、共振器における電流密度を大きいコンデンサパッドを除去することで著しく 低減できることを意味する。これにより、共振器をして折り畳み分散型(１/２波 長)共振器のように挙動するようにすることができる効果が得られる。また、追 加的な電流密度低減効果として、これらの共振器のライン幅は、それらに対応す るＱＬＥ共振器における最大電流点におけるライン幅よるも高いのが通常である 。 まず近似式で表すと、ＨＴＳ共振器の無負荷Ｑ値は、ｗを共振周波数、Ｒ_Sを とすれば、Ｑ＝ｗＬ／ＲＳである。従って、無負荷Ｑ値が大きいことからしても 、これらの共振器には対応するＱＬＥ共振器よりも優れた利点がまた得られるの は明らかである。 これらの構造を利用すると、下記の望ましい特性を有する面積の小さい共振器 を信頼性よく構築できる。 図４は、スパイラル・イン、スパイラル・アウト状蛇型共振器の平面図を示す。 第１の長い線路４０は第１の折返し線路５１を介して第２の長い線路４８と接続 してある。第１の長い線路５１には予め設定した回り方向があり、ここでは左回 りとしているが、左回り、右回りの表記は恣意的なものであり、両者が逆になる こともあり得る。第２の長い線路４８は、第１の折返し線路５１と同一の回り方 向の第２の折返し線路５２と接続されている。この第２の折返し線路５２は第２ の長い線路４２と、そしてこの第２の長い線路４２は、第１の折返し線路５１と 第２の折返し線路５２とも同一の回り方向の折返し線路５３とそれぞれ接続され ている。第３の折返し線路５２は第４長い線路４６に、また、この第４の長い線 路４６は、その前の折返し線路５１、５２、５３と同一回り方向の第４の折返し 線路５４にそれぞれ接続されている。第５長い線路４５は第４の折返し線路５４ に接続されている。この第５の長い線路４５は中心長い線路、即ち、共振器の対 称線をなしており、反対の回り方向の第１の折返し線路６１に接続されており、 反対の回り方向の第１の折返し線路６１は第６の長い線路４４に接続されている 。第６長い線路４４は反対の回り方向の第２の折返し線路６２に接続されている が、この折返し線路６２は、第１の折返し線路５１の回り方向とは反対側に臨む 、反対の回り方向の第１の折返し線路６２と同じ回り方向になっている。反対の 回り方向の第２の折返し線路６２は第７の長い線路４７に、そしてこの第７の長 い線路４７は、第７の長い線路７２と接続した反対の回り方向の第３の折返し線 路６３に接続されており、第７の長い線路４２は、第９すなわち最後の長い線路 ４９と接続した反対の回り方向の第４の折返し線路６４に接続されている。 図４に示したスパイラル・イン、スパイラル・アウト構造は、異なった数の長い 線路と折返し線路を用いて実現してもよい。一般に、スパイラル・イン、スパイ ラル・アウト構造の技法には、下記の基準が適用されている。即ち、スパイラル・ イン、スパイラル・アウト構造には、奇数Ｎ(但し、Ｎ＞５)の数の長い線路が含 まれている。これらの長い線路を１からＮまで順に番号付けすると、第１の長い 線路は第１の回り方向の折返し線路を介してＮ−１番目の長い線路に接続する。 Ｎ−１番目の長い線路は、第１の回り方向の第２の折返し線路を介して第３の長 い線路に接続する。この順接続を、第１の回り方向の折返し線路が(Ｎ＋１)／２ 番目の長い線路とつながるまで繰り返す。（Ｎ＋１）／２番目の長い線路は、反 対の回り方向の折返し線路を介して(Ｎ＋３)／２番目の長い線路と接続する。( Ｎ＋３)／２番目の長い線路は、反対の回り方向の第２の折返し線路を介して(Ｎ −３)／２番目の長い線路に接続する。このプロセスを、最後の長い線路(Ｎ)が つながるまで繰り返す。 図５は、拡大した入力パッド及び出力パッドを有するスパイラル・イン、スパ イラル・アウト状集中素子型共振器の平面図を示す。９本の長い線路を利用して いる図４に示した共振器と比べて、図５では７本の長い線路７１、７２、…、７ ７を利用している。第１の長い線路７１は、他の長い線路に比して幅を大きくし て容量を増やしている。この第１の長い線路７１は第１の回り方向８１の第１の 折返し線路８１を介して第６長い線路７６に接続してある。この長い線路７６は 第１の回り方向の第２の折返し線路８２を介して第３の長い線路７３に、また、 この第３の長い線路７３は第１の回り方向の第３の折返し線路８３を介して中心 の長い線路８３に接続してある。中心の長い線路８３は、反対の回り方向の第１ の折返し線路８４を介して第５の長い線路７５に接続してあり、第５の長い線路 ７５は第２の回り方向の第２の折返し線路８５を介して第２の長い線路７２に、 また、この第２の長い線路７２は第２の回り方向の第３の折り込み線路８６を介 して最後の長い線路、即ち、出力コンデンサパッド７７に接続してある。この出 力コンデンサパッド７７の幅は、内部に臨む他の長い線路に比して大きくなって おり、第１の入力コンデンサパッド、即ち、第１の長い線路７１と同一幅を有す る。 図６は、螺旋状蛇型共振器の平面図を示す。第１の長い線路９１は第１の折返 し線路１０１を介して第２の長い線路９２に接続してある。第２の長い線路９２ は第２の折返し線路１０２を介して、第１の長い線路９１と第２の長い線路９２ との間に臨む第３の長い線路９３に接続してある。第２の折返し線路１０２は第 １の折返し線路１０１と同じ回り方向を有している。第３の長い線路９３は、第 ２の長い線路９２と第３の長い線路９３との間に臨む第４の長い線路９４に接続 してある。第３の折返し線路１０３は第１の折返し線路１０１と第２の折返し線 路１０２の両方と同じ回り方向を有している。この構成を、第１の長い線路９１ と第２の長い線路９２との間の中心に臨む最後の長い線路９５で終わるまで繰り 返す。 図７は、折返し線路の部分(図６における１０１、１０２、１０３、１０４に 対応)を、図面の都合上、長い線路(図６における９１、９２…９５に対応)から 物理的に偏よせて示した螺旋状蛇型共振器を示す。動作時には、これらの部分は 図６に示したように接続されている。図７は、図６では長い線路が９本であるの に対して、７本の長い線路を利用している点で図６とは異なっている。図６で用 いたのと同一の符号付けを用いるとして、図７では長い線路の一端にまとめた配 置した偶数番目の折返し線路１０２、１０４は、点１１０を中心として互いに同 心になっている。長い線路の右側に配置した折返し線路１０１、１０３は点11２ を中心として互いに同心になっている。半径の中心１１２は最後の長い線路９５ の一端上に配置される。それに対して、曲率の中心１１０は、最後の長い線路９ ５とその直前の長い線路の端に、それらの間に配置される。長い線路の本数がＮ であるとし、そして、符号付けの約束事として、最外周の長い線路から始まって 長い線路を順に番号付けると、中心点１１０はＮ番目とＮ−１番目の長い線路の 間に臨むことになる。 図８は、中央部に広がり部を持つスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振 器の平面図を示す。図８のスパイラル・イン、スパイラル・アウトの状況は、図４ に関連して前に説明されている。（図４の中心の長い線路と比較して）対照的に 、図８は他の長い線路１２２よりも比較的広い中心の長い線路を含む。図８の構 造は、一般的に、帯域通過フィルタおよび帯域遮断フィルタに特に有用な、準集 中型素子共振器の構造を含む。基本共振モードでは、ピーク循環電流は共振器の 中心にある。中心伝導体１２０を広くすることで伝送路の断面積が増加し、これ により電流の流量が大きくなる。概して、この技術は大きなピーク電流の負荷を 和らげるのに役立つと考えられている。図８の中心伝導体１２０の幅は、他の伝 導体１２２よりも６倍広い。しかし、中心線路１２０の幅が他の長い線路の少な くとも２倍広い共振器であれば、本発明の思想を利用することができる。 図９は、図５のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状集中型（スパイラル・ イン、スパイラル・アウトをＬＥ ＳＩＳＯと名付ける）および図８の中間広幅 型スパイラル・イン、スパイラル・アウト状（中間で幅広いスパイラル・イン、ス パイラル・アウトをＷＩＭ ＳＩＳＯと名付ける）の構造について、入力電力の 関数としての相互変調生成物を示す。図示されるように、所与の入力電力につい て、図８に示すタイプの中間広幅型スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振 器のは、図５のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状集中型素子の構造と比較 して相互変調がより低い。 図１０、図１１、図１２および図１３は、段階的ライン幅の構造に関連する。 図１１は、ジグザグ状共振器すなわち蛇行状共振器の構造を示す。しかしここで は、伝導体の幅は共振器内の位置の関数として変化する。外側の長い線路１２０ は、隣接する長い線路１２２よりも比較的薄い。長い線路１２２は、次の隣接す る長い線路１２４よりも順に薄い。長い線路１２４は、隣接する長い線路１２６ よりもまだ薄い。中心の長い線路１２８は、好ましくは残りの長い線路よりも大 きい。 一般的に言えば、本明細書に記載されている技術は、電流密度の関数として折 り返し型ＨＴＳ共振器のライン幅を増加させることを目的とする。図３のような 、一様な幅の長い線路３２と、隣接する長い線路、例えば長い線路３２、３４の 間で一様な間隙を有する構造を考えると、これがまっすぐにされた場合、基本モ ードでは半波長共振器と共通点がある。この場合には、共振器の長さに沿う電流 分布は、ｓｉｎ（Ｑπｘ／λ）である。 図１０は、図１１に示される共振器の形状をシミュレートするための技術であ る。共振器が、それぞれが同一の長さの平行な長い線路を備えていると考えるこ とができるとすると、個々のラインの電流は、１つの区域内の最大電流または最 小電流を用いて、以下のとおりである。 理想的には、階段状共振器の構造は、例えば図１３に示されるような滑らかな ラインである。（例えば、直線状の非折り返し型構造のような）ある応用では、 電流分布が何らかの電力を持つような形状であることが望ましいであろう。しか し、共振器を、ライン幅の連続的変化を利用する、開示した様々な形状、例えば 、スパイラル・イン、スパイラル・アウト状、ジグザグ状すなわち蛇行状、変形ス パイラル状に折り返すと、一般に平行でないラインができる。本明細書における 好ましい実施の形態に開示した、ほぼ平行な構造を利用すると、隣接する長い線 路間の間隔は一定にすることができ、このようなシステムのモデリングはより簡 単になる。しかしこれらの発明の概念を利用する装置は、共振器のある部分で、 または全ての部分で、ライン幅が連続的に変化するようにも具体化できる。 好ましくは、共振器の端部における長い線路１２０の外側と、隣接する区域と の間の幅の比は、１：３である。しかし所定の状況の下では、これによりかなり 大きなインピーダンスの不整合を生じさせるおそれがある。実用的なサイズの要 件については、現在のプロセス技術を利用すると、長い線路の幅を十分小さくす なわち微細にできる。 図１２は、図１１の構造の模式図を示す。ここでは、隣接する長い線路１２０ と１２２の間の比は２：３である。したがって、０．３ミリメートルのラインお よび間隔を持つ等しい９本の長い線路のジグザグ状共振器を設計するためには、 全体の幅は以下に示すラインにわたって広がっている。なおｉの６〜９番は、ｉ の４〜１番が反映される。 別の例として、回路は他の方法を用いて変形することができる。例えば、前に 説明した９区域とは異なり、回路が３区域に分割されている場合は、その値はお およそ以下のようになる。 図１３は、長い線路の幅が電流密度のより高い電力の関数として変化する場合 の模式図を示す。所定の状況下では、この配置は、電流が最大の共振器の中央部 において目に見えるほどの影響はないが、共振器の端部でインピーダンスの不整 合を増加するおそれがある。 図１４は、図３に例として示されるジグザグ状共振器すなわち蛇行状共振器、 および、図１１に例として示される厚みが変化する長い線路を持つ共振器に対す る入力電力の関数としての相互変調性能のグラフを示す。共振器は実質的に等し い共振器面積を持つ。すなわち共振器は、ＨＴＳ膜上の全面積は実質的に同じで ある。図１４は、図３の構造（均一ジグザグ状蛇型と表わす）と比較して図１１ の構造（「肥大」ジグザグ状蛇型と表わす）では相互変調生成物が５ｄＢに至る まで減少していることを示す。 図１５は、４つの共振器１３０，１３２，１３４，１３６を示す。これらの共 振器に関して、共振器内の位置の関数としての電流を示す図が示されている。１ ／２波長共振器１３０については、所与の共振周波数および蓄積エネルギーに対 し、共振器に沿った電流分布がライン１３０’により示されている。同様にかつ 明らかに、共振器１３２については、次のモード番号（例えば、モード０が最小 次モードのとき、モード１）の場合がライン１３２’により示されている。所与 の共振周波数および蓄積エネルギーに対して、ピークエネルギー密度はモード番 号の逆比である。より高いモードの利用は、共振器にかかる負荷を減少するのに 役立ち、相互変調生成物を減少させる。この発見は、本明細書で説明する任意の １／２波長共振器とともに利用することができる。 図１６は、スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器の基本波及び第１高 調波（例えば、図４および５）における、入力電力の関数としての相互変調生成 物をプロットした図を示す。図示されるように、第１高調波は基本波と比較して より小さい相互変調生成物を持つ。 図１７ｂは、第１高調波において動作可能な、ジグザグ状すなわち蛇行状共振 器を示す。図１７と比較すると、図３は、基本調波においてジグザグ状すなわち 蛇行状共振器を示す。回路面積を保持したいが、しかし図３の基本波と比較して 図１７ｂの第１高調波を用いたい場合には、長い線路の幅が小さく、好ましくは 半分にされ、それにより共振器の電気回線の長さを２倍にすることができる。図 １７ｂは、第１高調波で動作可能であり、かつ上に述べた図１５および１６に関 連して説明した広幅のピーク構造を利用する共振器を示す。したがって、第１高 調波で動作する場合には、図１７ｂの構造には長い線路の比較的広い領域に対応 する領域が存在する。長い線路においては電流密度は小さくなる。このピーク部 が広幅の共振器の構造は、相互変調性能を向上する点が有利である。広幅ピーク （wide at peaks）の技術の原理は、また、スパイラル・イン、スパイラル・アウ ト状蛇行型共振器にも適用できる。このような共振器では、スパイラル・イン、 スパイラル・アウト状の折り畳みの性質上、共振器の奇数高調波は、基本波モー ドのスパイラル共振器の波により近い。 図１８ａと図１８ｂは、それぞれ、スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共 振器のモデリングシステムにおける、大きさおよび位相を示す。モデル構造は、 図４に示し、かつ上で説明した構造の共振器に基づいている。図示されるように 、このシステムは直線かつ隣接する「折返し線路」と実質的に平行な「単一折返 し線路」を有するようにモデル化されている。この構造はモデル化のために用い られる一方、さらにまたこれらの構造の物理的実装にも用いられる。実際、本明 細書で説明される構造は、丸いまたは丸められた折返し線路、角型折返し線路、 留め継ぎ型（mitred）折返し線路、または長い線路間の相互変調として機能する 任意の折返し線路を使用することができる。しかし、これは本発明の目標すなわ ち目的を達成するために、実質的に否定的な悪影響を与えるものではない。モデ リングソフトウェアの出所の１つとして、ソネットソフトウエア社のSuite of P lanar 3DEM Tools（「Sonnet」または「em」と呼ぶ）があり、New York 13088， Liverpool，Suite 210，North Street 10207のソネットソフトウエア社から入手 可能である。図１８ａに示す大きさは、共振器の端部から中心線の中ほどの最大 値まで増加する。モデリングした時の周波数は、０.７１７４２ＧＨｚである。 位相は、奇数番号が付された長い線路（図４の４０、４３、４５、４７、４９） の区域では、偶数番号が付された長い線路（図４の４０、４２、４４、４６、４ ８）とは位相が実質的１８０°反対になることを示す。 図１８ｃと図１８ｄは、それぞれ、同じスパイラルイン、スパイラルアウト共 振器の、第１高調波での同じシミュレーションのための大きさと位相を示す。こ の大きさが示すように、大きさは、共振器の両端から、ラインの長さのおよそ１ ／４と３／４の長さにある２つのピークの位置へ増加し、さらに、ピークから共 振器の中央へ低下する。図１８ｄに示す位相が示すように、共振器の実質的に上 半分は、１つの位相であり、これに対し、共振器の実質的に下半分は１８０°位 相がずれている。この位相変化は、実質的に中間の長い線路の中央にある（図４ の長い線路４５）。図１８ｂに示されるように、対称モード、すなわち、共振器 の隣接する脚部において電流が同じ方向に流れるモード、の使用が優れた結果を 示すことが発見された。特に、対称モードの使用は、非対称モードに比べ、電流 密度を減少するのに役立つ。電流密度の減少の直接の有利な結果の１つは、相互 変調効果の減少である。非対称モード、すなわち、共振器の隣接する脚部におい て電流が反対方向に流れるモード、は遠い電界遮蔽に関して有益であるが、もし 遠い電界が十分に押せるなら、対称モードが上述の効果を持つ。実験結果 以下の表は、寸法と面積が確認されているスパイラル共振器とスパイラル・イ ン、スパイラル・アウト蛇状共振器に関するデータを示す。 図１９は、ジグザグ共振器、スパイラル・イン、スパイラル・アウト共振器、 スパイラル共振器及び高調波モード(ＡＬＦ)スパイラル・イン、スパイラル・ア ウト共振器のソネット断面を示す。特に、図１９は、図１８ａと図１８ｂにカッ ト１９として表示されているような縦方向への切断の場合の共振器についての定 量的結果を示す。こうして、基本モードにおけるスパイラル・イン、スパイラル ・アウト構造について（図１８ａ、図１８ｃおよび図１９のＳＩＳＯと記された 左下部）、電流は、隣接する長い線路から交互の方向に観察される。こうして、 図１９のＳＩＳＯにおいて、外側の最も長い線路が中央の共振器の値１４２、１ ４８、…、１４５に対応する。図に示されるように、電流は隣接するラインにつ いて逆方向である（１４１の正の値を１４２の負の値と比較せよ）。高次モード のスパイラルイン、スパイラルアウト共振器（図１８ｂ、図１８ｄおよび図１９ のＳＩＳＯと記された右下部）において、同じ数字の便宜を用いて、信号１５１ 、１５２、１５３、１５４に対応する隣接する共振器がすべて負であることを示 し、従って、同じ方向の電流を示す。対照的に、信号１５６、１５７、１５８、 １５９に対応する長い線路における電流は、同じ方向に流れ、その方向は信号１ ５１、１５２、１５３、１５４に対応する長い線路における電流の方向と反対で ある。図に示されるように、中央の共振器に対応する信号１５５は、実質的に０ で示される。図１９のグラフに示されるように、電流は、共振器の長い線路の 端での分岐を示す。さらに、ＡＬＦ ＳＩＣＯが、図１９のＳＩＳＯにおいて使 用されているような基本周波数に比べ、高い周波数（したがって高調波）であり 、ＡＬＦ ＳＩＳＯは、図示される他の構造に比べてより小さい電流密度に対応 して、より小さい包絡線を示す。 図２０は、ヘアピン共振器１６０の平面図を示す。このヘアピン共振器１６０ は、長さＬと幅Ｗの第１の長い線路１６２、同じく長さＬと幅Ｗの第２の長い線 路１６４とを備えることを特徴とし、第１の長い線路１６２と第２の長い線路１ ６４は実質的に互いに平行であり、間隔Ｇで隔てられる。長い線路は、折返し線 路１６６に接続される。ヘアピン共振器１６０は、伝導体１６８と距離Ｓで隔て られ、長い線路１６２、１６４に一般的に平行である。この特別な幾何形状がこ れらの共振器における損失と相互変調に影響することが発見された。第１高調波 モードは、基本モードに比べより高い損失を生じるけれども、第１高調波モード は、基本モードに比べより少ない相互変調を生じ、これは、そのモードのより広 がった電界によるものと信じられる。作動状態で、マイクロ波エネルギーは、伝 送ライン１６８を介する帯域排除方式でこれらの共振器に結合される。伝送ライ ン１６８と共振器１６０との間隔Ｓは、結合の強度したがって共振器に蓄えられ たエネルギーを決定し、これは、本装置の負荷特性因子Ｑ_Lにより特徴付けられ る。 帯域排除（reject）共振器の応答は、３つの性質、すなわち、共鳴周波数Ｆ_o 、負荷特性因子Ｑ_L、無負荷特性因子Ｑ_U、により特徴づけられる。Ｆ_oとＱ_Lは、 共振器１６０と基板の幾何形状により決定される。 実行された実際の実験について、線路１６２、１６４の幅は、０.４ｍｍに固 定され、Ｌ、Ｇ、Ｓは、調節可能パラメータである。７.４ＭＨｚの共振周波数 が選択された。 図２３は、基本波モードにおける図２０のヘアピン共振器における電流のグラ フを示す。電流は、ヘアピン共振器１６０の隣接する脚部において、反対方向に 流れるのが観察できる。図２３ｂは、高調波モードにおけるヘアピン共振器１６ ０における電流分布を示す。電流は、隣接する脚部において同じ方向に流れ、し たがって、対称モードで作動する。 ［注：Ａ＞１００,０００で共振器についての試験データを加える。］ ４組の共振器が設計された。 １． ０.４、０.２、０.１、０.０５ｍｍの空隙幅ｇについて、第１共鳴がｆ_O ＝７.４ＧＨｚでＱ_L＝２０００であるようにｌとＳが調節され、こうしてｌ〜 ４ｍｍでありＳ〜１ｍｍである。電流が共振器の２つの脚部において反対方向に 流れるので、これらは非対称共振器ともいう。 ２． ０.４、０.２、０.１、０.０５ｍｍの空隙幅ｇについて、第１共鳴がｆ_O ＝７．４ＧＨｚであるようにｌとＳが調節され、こうしてｌ〜７ｍｍでありＳ 〜２ｍｍである。電流が共振器の２つの脚部において同じ方向に流れるので、こ れらは対称共振器という。 ３． ０.４ｍｍの空隙幅ｇについて、第２共鳴がｆ_O＝７.４ＧＨｚであるよ うにｌとＳが調節されたが、結合強度は、Ｑ_L＝２０００、１０００、５００、 ２００である。 ４． 第１共鳴がｆ_O＝７.４ＧＨｚでＱ_L＝２０００であるように直線(straig ht)共振器が設計され、ここにｌ〜７.７ｍｍでありＳ〜２ｍｍである。 これらの回路は、適当な熱的かつ電気的接触を確保するため、回路の下でイン ジウム箔を用いた金めっき試験取り付け具の中にクリップされる。次に、マイク ロ波回路は、５０Ωスルーラインの両端でワイヤボンディングにより完成される 。なお、共振器により見られる電気的接地面は、大部分、基板の背面の上のパタ ーン化されていない膜により与えられる。 マイクロ波送信Ｓ２１は、低マイクロ波で回路の線形応答を特徴付けるｆ_O、 Ｑ_U、Ｑ_Lを決定するため、ＨＰ社の８７２０Ｂのベクター・ネットワーク・アナ ライザを用いて測定された。Ｑｓは、−３ｄＢの部分的バンド幅Δｆ_-2dB、挿入 損失Ｓ₂₁（ｆ_O）、および、最小値の３ｄＢ上の共鳴幅Δｆ_+3dBの直接測定から 得られた。すべての場合において、共振器への入力パワーは、Ｐ_IN＝−２０ｄＢ に固定された。 測定されたＱ_Lと計算されたＱ_Lは、図２１Ａに示される。計算において、７. ４Ｈｚでの表面抵抗Ｒ_S＝２１０Ωと、浸入深さλ（７７Ｋ）＝０.３μｍが使用 された。 非対称共振器について、計算は、測定とよく一致した。より小さい空隙値でＱ_U は劣化された。これは、空隙領域で流れる反対方向の平行な電流から理解され る。したがって、高電流密度は、超伝導膜からこの電界を遮蔽（screen out）す るため脚部の内側の端に流れねばならない。この高電流密度は、損失を増加し、 相互変調を大きくする。対照的に、対称モードでは、平行の電流は、空隙内で打 ち消す電界を生じ、そのような劣化は予期されない。このモードでは、非対称モ ードＱ_sを評価するために用いたのと同じ表面インピーダンスを用いて、測定値 のほぼ正確に２倍を見出した（点線は計算値の半分を示す）。 回路は、回路の０.１５０インチ上におかれたアルミニウムふた状部(lid)を用 いて、また、用いずに試験された。共振器の第１組では、ふた状部を除いた効果 は共振周波数のわずかな変化のみであり、Ｑ_UとＱ_Lの変化は検出できなかった。 第１高調波を用いた共振器（第２組と第３組）について、この効果は、もっと厳 しくなる。Ｑ_Uは、ふた状部を除くと１桁ほど低下した。これは、共振器に関連 するマイクロ波電界が非対称モードについてより対称モードでよりずっと広がる ことを示す。 相互変調を生じるため要求される２つのマイクロ波信号は、３０kHzの信号分 離について、ｆ_Oより１５ｋＨｚ上と下に対称的に配置される。連続波（ＣＷ） 信号は、ＨＰ社の８３４１ＢとＨＰ社の８３６４０Ａ合成掃引装置を用いて作ら れ、信号は、テクトロニクス社の３７８４スペクトルアナライザを用いて検出さ れた。２つの電源の出力パワーは、ＨＰ社の４３７Ｂパワーメータを用いて測定 され、この２つの信号が同じ強度で試料に到達するように調節された。 第３次相互変調生成物の絶対強度Ｐ_IMDが、装置に与えらた入力パワーＰ_INの 関数として測定された。ここで用いた３０ｋＨｚの信号分離に対して、これらの 信号は、ｆ_O±４５ｋＨｚで発生された。図２２からわかるように、Ｐ_IMDは、純 ３次非線形性から予想される３:１（破線）より２:１（点線）に非常に近い勾配 をもつ。 Ｐ_IN＋−２０ｄＢｍの固定入力パワーでのＰ_IMDは、共振器の初めの２組と直 線共振器とについて間隙幅の関数として図２１ｂに表わされる。Ｐ_IMDは、Ｑの １／４のパワーに比例する相互変調値を用いて、Ｑ＝１７００に設定された。中 空の記号は、生データを表わし、黒の記号は、調節値を表わす。 上述の発明は、明瞭さと理解のため、説明と例を用いて詳細に説明されたが、 本発明の教えを基に当業者に容易に理解されるように、添付の請求の範囲の精神 からはずれることなしに、変化や変更がおこなえる。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】平成１１年７月２日（１９９９．７．２） 【補正内容】 請求の範囲 １． 複数の長い線路と、長い線路と連続する複数の折返し線路と、信号源に結 合するための結合部とを備えるスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器 であって、 前記折返し線路は前記長い線路と接続されて、スパイラル・イン、スパイラル ・アウト状の構造を形成し、このスパイラル・イン、スパイラル・アウト状の構 造は、基本共鳴周波数においてもその高調波においても共鳴を生じるのに十分な 電気的長さを区画し、この構造は、Ｎが５以上である奇数のＮ本の長い線路を備 え、第１の長い線路は、第１の回り方向の折返し線路で第２の長い線路と接続さ れ、第２の長い線路は、前記第１の回り方向の折返し線路で第３の長い線路と接 続され、この第１の回り方向は、ある長い線路から第１の回り方向の折返し線路 を経て他の長い線路へ流れる電流がスパイラル・イン、スパイラル・アウト状の 構造に関して時計回り方向と反時計回り方向の一方に流れる方向であり、Ｎ−２ 番目の長い線路は、前記第１の回り方向と反対の利き手の折返し線路でＮ−１番 目の長い線路と接続され、Ｎ−１番目の長い線路は、前記反対の回り方向の折返 し線路でＮ番目の長い線路と接続され、前記反対の回り方向は、前記のある長い 線路から反対の回り方向の折返し線路を経て他の長い線路へ流れる電流がスパイ ラル・イン、スパイラル・アウト状の構造に関して時計回り方向と反時計回り方 向のなかの前記の一方でない他の方向に流れる方向である スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ２． Ｎが５である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状 共振器。 ３． Ｎが７である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状 共振器。 ４． Ｎが９である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状 共振器。 ５． Ｎが９以上の請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状 共振器。 ６． 共振器が７７Ｋ以上で少なくとも１，０００のＱ値を有する請求項１に記 載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ７． 共振器が７７Ｋ以上で少なくとも１０，０００のＱ値を有する請求項１に 記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ８． 共振器が７７Ｋ以上で少なくとも５０，０００のＱ値を有する請求項１に 記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ９． 前記の複数の長い線路のいくつかはより大きな電流密度にさらされ、前記 の複数の長い線路のいくつかはより小さな電流密度にさらされ、より大きな電流 密度にさらされる長い線路は、より小さな電流密度にさらされる長い線路より広 い請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １０． （Ｎ＋１）／２番目の長い線路は、その他の長い線路より広い請求項９ に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １１． （Ｎ＋１）／２番目の長い線路は、その他の共振器より少なくとも２倍 広い請求項１０に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １２． （Ｎ＋１）／２番目の長い線路は、その他の長い線路より６倍以上広い 請求項１０に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １３． 複数の長い線路および折返し線路は、高温超伝導物質で形成される請求 項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １４． 高温超伝導物質は、タリウムを含む超伝導体である請求項１３に記載の スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １５． 高温超伝導体は、ＹＢＣＯ高温超伝導体である請求項１３に記載のスパ イラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １６． 複数の長い線路と折返し線路は、基板上に配置された薄いフィルムに形 成される請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １７． 接地面は、基板上に配置される請求項１６に記載のスパイラル・イン、 スパイラル・アウト状共振器。 １８． 折返し線路は半円状である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイ ラル・アウト状共振器。 １９． 折返し線路は留め継ぎされている請求項１に記載のスパイラル・イン、 スパイラル・アウト状共振器。 ２０． 折返し線路は直線でありかつ長い線路に対して実質的に直角である請求 項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ２１． 電流分布は対称である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル ・アウト状共振器。 ２２． 電流分布は非対称である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラ ル・アウト状共振器。 ２３． 複数の長い線路と、 スパイラル状の蛇構造において、前記の長い線路を互いに連続させる複数の折 返し線路と を含む共振器であって、 第１の長い線路は、第１の回り方向の第１の折返し線路によって第２の長い線 路と連続しており、第２の長い線路は、前記第１の回り方向の折返し線路によっ て第３の長い線路と連続しており、第３の長い線路は、第１と第２の長い線路の 間に配置され、残りの長い線路は、同様の方法で連続しており、Ｎ番目の長い線 路は、一端だけに折返し線路を有することを特徴とする共振器。 ２４． ３つの長い線路で構成される請求項２３に記載のスパイラルスネーク共 振器。 ２５． ４つの長い線路で構成される請求項２３に記載のスパイラルスネーク共 振器。 ２６． Ｎが５である請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウ ト状共振器。 ２７． Ｎが７である請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウ ト状共振器。 ２８． Ｎが９である請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウ ト状共振器。 ２９． Ｎが９以上である請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・ アウト状共振器。 ３０． 共振器が少なくとも１，０００のＱ値を有する請求項２３に記載のスパ イラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３１． 共振器が少なくとも１０，０００のＱ値を有する請求項２３に記載のス パイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３２． 共振器が少なくとも５０，０００のＱ値を有する請求項２３に記載のス パイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３３． より大きな電流密度にさらされる長い線路は、より小さな電流密度にさ らされる長い線路より広い請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・ アウト状共振器。 ３４． 複数の長い線路および折返し線路は、高温超伝導物質で形成される請求 項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３５． 高温超伝導物質は、タリウムを含む超伝導体である請求項３４に記載の スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３６． 高温超伝導体は、ＹＢＣＯ高温超伝導体である請求項３４に記載のスパ イラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３７． 複数の長い線路および折返し線路は、基板上に配置された薄いフィルム に形成される請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振 器。 ３８． 複数の長い線路および折返し線路は、高温超伝導物質で形成される請求 項３７に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３９． 幅を有する複数の長い線路と、 長い線路と連続するように適合させた複数の折返し線路と、 を含む共振器であって、 長い線路の幅は可変であり、少なくとも１つの長い線路は、その他の長い線路 の少なくとも一部より広いことを特徴とする共振器。 ４０． 可変幅の長い線路を有するジグザグ構造に形成された請求項３９に記載 の共振器。 ４１． 隣接する共振器との幅の比は１：３である請求項４０に記載の共振器。 ４２． 隣接する長い線路との幅の比は２：３である請求項４０に記載の共振器 。 ４３． 共振器は、中央の長い線路構造において、比較的広い幅を有する請求項 ３９に記載の共振器。 ４４． 共振器が、高調波モードにおいて動作するのに適している請求項３９に 記載の共振器。 ４５． 共振器が、第１高調波モードにおいて動作するのに適している請求項３ ８に記載の共振器。 ４６． 複数の長い線路を有し、前記の長い線路が実質的に互いに対して平行な 位置に配置されかつ折返し線路により接続されて、高調波で動作するスパイラル ・イン、スパイラル・アウト状共振器と、スパイラル蛇状共振器とで構成される グループから選択される１つの構造が形成される共振器の動作方法であって、第 １の複数の隣接する長い線路における電流は、同じ方向であり、第２の複数の隣 接する長い線路における電流は、第１の方向と反対の方向であることを特徴とす る方法。 ４７． 複数の長い線路を有し、前記の長い線路が実質的に互いに対して平行な 位置に配置されかつ折返し線路により接続される共振器における電流密度低減方 法であって、この共振器は、ジグザグ共振器と、スパイラル・イン、スパイラル ・アウト状共振器と、スパイラル蛇状共振器とを含むグループから選択される構 造に形成され、 同一構造で同等な面積の共振器と比較して、共振器は、長い線路において均一 な幅Ｗを有し、 最後の長い線路は、Ｗ’＞Ｗである幅Ｗ’を有し、 得られる電流密度は、比較している線路の電流密度より小さいことを特徴とす る方法。 ４８． 準集中素子型の高温超伝導共振器であって、 高温超伝導のヘアピン共振器を含み、 該ヘアピン共振器は、実質的に平行である第１の長い線路と第２の長い線路と 、 第１の長い線路と第２の長い線路をつなぐ折返し線路と、 長い線路と実質的に平行である伝送線路とを備え、 電流が第１の長い線路と第２の長い線路とで対称である動作の第１高調波モー ドを有する共振器。 ４９． 前記の間接結合部は、容量性結合部からなることを特徴とする請求項１ に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ５０． 前記のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器の電気的な長さ は、基本共鳴周波数の１／４波長に実質的に等しいことを特徴とする請求項１に 記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 カードナ，アルバート・エイチ アメリカ合衆国93110カリフォルニア州サ ンタ・バーバラ、カミノ・デル・ロブルズ 4611番 (72)発明者 フェンジ，ニール・オー アメリカ合衆国93111カリフォルニア州サ ンタ・バーバラ、バーティス・ストリート 650番 (72)発明者 フォース，ロジャー・ジェイ アメリカ合衆国93111カリフォルニア州サ ンタ・バーバラ、ビア・ルビ4610番 【要約の続き】 る。本発明のまた別の態様において、基本モードを越え る高モードにおける共振器の動作は、ピーク電流密度を 減らす。隣接する長い線路における電流が同じ方向であ るモードにおいて動作する共振器は、さらに電流密度お よび相互変調を減少させるように作用する。対称な電流 構造および動作のモードは、遠い電界の効果が補正され る場合は特に有利である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 複数の長い線路と、長い線路と連続する複数の折返し線路とを含むスパイ ラル・イン、スパイラル・アウト状共振器であって、 折返し線路は長い線路と接続されてスパイラル・イン、スパイラル・アウト状 の構造を形成し、この構造は、Ｎが５以上である奇数のＮ本の長い線路を備え、 第１の長い線路は、第１の回り方向の折返し線路で第２の長い線路と接続され、 第２の長い線路は、前記第１の回り方向の折返し線路で第３の長い線路と接続さ れ、Ｎ−２番目の長い線路は、前記第１の回り方向と反対の利き手の折返し線路 でＮ−１番目の長い線路と接続され、Ｎ−１番目の長い線路は、前記反対の回り 方向の折返し線路でＮ番目の長い線路と接続される スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ２． Ｎが５である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状 共振器。 ３． Ｎが７である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状 共振器。 ４． Ｎが９である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状 共振器。 ５． Ｎが９以上の請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状 共振器。 ６． 共振器が少なくとも１，０００のＱ値を有する請求項１に記載のスパイラ ル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ７． 共振器が少なくとも１０，０００のＱ値を有する請求項１に記載のスパイ ラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ８． 共振器が少なくとも５０，０００のＱ値を有する請求項１に記載のスパイ ラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ９． より大きな電流密度にさらされる長い線路は、より小さな電流密度にさら される長い線路より広い請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウ ト状共振器。 １０． 中心の長い線路は、その他の長い線路より広い請求項９に記載のスパイ ラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １１． 中心の長い線路は、その他の共振器より少なくとも２倍広い請求項１０ に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １２． 中心の長い線路は、その他の長い線路より６倍以上広い請求項１０に記 載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １３． 複数の長い線路および折返し線路は、高温超伝導物質で形成される請求 項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １４． 高温超伝導物質は、タリウムを含む超伝導体である請求項１３に記載の スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １５． 高温超伝導体は、ＹＢＣＯ高温超伝導体である請求項１３に記載のスパ イラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １６． 複数の長い線路と折返し線路は、基板上に配置された薄いフィルムに形 成される請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 １７． 接地面は、基板上に配置される請求項１６に記載のスパイラル・イン、 スパイラル・アウト状共振器。 １８． 折返し線路は半導体である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイ ラル・アウト状共振器。 １９． 折返し線路は留め継ぎされている請求項１に記載のスパイラル・イン、 スパイラル・アウト状共振器。 ２０． 折返し線路は直線でありかつ長い線路に対して実質的に直角である請求 項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ２１． 電流分布は対称である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラル ・アウト状共振器。 ２２． 電流分布は非対称である請求項１に記載のスパイラル・イン、スパイラ ル・アウト状共振器。 ２３． 複数の長い線路と、 スパイラル状の蛇構造において、前記の長い線路を互いに連続させる複数の折 返し線路と を含む共振器であって、 第１の長い線路は、第１の回り方向の第１の折返し線路によって第２の長い線 路と連続しており、第２の長い線路は、前記第１の回り方向の折返し線路によっ て第３の長い線路と連続しており、第３の長い線路は、第１と第２の長い線路の 間に配置され、残りの長い線路は、同様の方法で連続しており、Ｎ番目の長い線 路は、一端だけに折返し線路を有することを特徴とする共振器。 ２４． ３つの長い線路で構成される請求項２３に記載のスパイラルスネーク共 振器。 ２５． ４つの長い線路で構成される請求項２３に記載のスパイラルスネーク共 振器。 ２６． Ｎが５である請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウ ト状共振器。 ２７． Ｎが７である請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウ ト状共振器。 ２８． Ｎが９である請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウ ト状共振器。 ２９． Ｎが９以上である請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・ アウト状共振器。 ３０． 共振器が少なくとも１，０００のＱ値を有する請求項２３に記載のスパ イラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３１． 共振器が少なくとも１０，０００のＱ値を有する請求項２３に記載のス パイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３２． 共振器が少なくとも５０，０００のＱ値を有する請求項２３に記載のス パイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３３． より大きな電流密度にさらされる長い線路は、より小さな電流密度にさ らされる長い線路より広い請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・ アウト状共振器。 ３４． 複数の長い線路および折返し線路は、高温超伝導物質で形成される請求 項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３５． 高温超伝導物質は、タリウムを含む超伝導体である請求項３４に記載の スパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３６． 高温超伝導体は、ＹＢＣＯ高温超伝導体である請求項３４に記載のスパ イラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３７． 複数の長い線路および折返し線路は、基板上に配置された薄いフィルム に形成される請求項２３に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振 器。 ３８． 複数の長い線路および折返し線路は、高温超伝導物質で形成される請求 項３７に記載のスパイラル・イン、スパイラル・アウト状共振器。 ３９． 幅を有する複数の長い線路と、 長い線路と連続するように適合させた複数の折返し線路と、 を含む共振器であって、 長い線路の幅は可変であり、少なくとも１つの長い線路は、その他の長い線路 の少なくとも一部より広いことを特徴とする共振器。 ４０． 可変幅の長い線路を有するジグザグ構造に形成された請求項３９に記載 の共振器。 ４１． 隣接する共振器との幅の比は１：３である請求項４０に記載の共振器。 ４２． 隣接する長い線路との幅の比は２：３である請求項４０に記載の共振器 。 ４３． 共振器は、中央の長い線路構造において、比較的広い幅を有する請求項 ３９に記載の共振器。 ４４． 共振器が、高調波モードにおいて動作するのに適している請求項３９に 記載の共振器。 ４５． 共振器が、第１高調波モードにおいて動作するのに適している請求項３ ８に記載の共振器。 ４６． 複数の長い線路を有し、前記の長い線路が実質的に互いに対して平行な 位置に配置されかつ折返し線路により接続されて、高調波で動作するスパイラル ・イン、スパイラル・アウト状共振器と、スパイラル蛇状共振器とで構成される グループから選択される１つの構造が形成される共振器の動作方法であって、 第１の複数の隣接する長い線路における電流は、同じ方向であり、第２の複数 の隣接する長い線路における電流は、第１の方向と反対の方向であることを特徴 とする方法。 ４７． 複数の長い線路を有し、前記の長い線路が実質的に互いに対して平行な 位置に配置されかつ折返し線路により接続される共振器における電流密度低減方 法であって、この共振器は、ジグザグ共振器と、スパイラル・イン、スパイラル ・アウト状共振器と、スパイラル蛇状共振器とを含むグループから選択される構 造に形成され、 同一構造で同等な面積の共振器と比較して、共振器は、長い線路において均一 な幅Ｗを有し、 最後の長い線路は、Ｗ’＞Ｗである幅ｗ’を有し、 得られる電流密度は、比較している線路の電流密度より小さいことを特徴とす る方法。 ４８． ある程度１つの要素になっている高温超伝導の共振器であって、 高温超伝導のへアピン共振器を含み、 該ヘアピン共振器は、実質的に平行である第１の長い線路と第２の長い線路と 、 第１の長い線路と第２の長い線路をつなぐ折返し線路と、 長い線路と実質的に平行である伝送線路とを備え、 電流が第１の長い線路と第２の長い線路とで対称である動作の第１高調波モー ドを有する共振器。