JP2002345290A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 インバータ回路によりモータを駆動するモー
タ駆動装置において、制動運転時にインバータ回路出力
電圧を進角制御することによりインバータ回路直流電圧
上昇を抑える。 【解決手段】 交流電源１に接続された整流回路３の直
流電力をインバータ回路４により交流電力に変換してモ
ータ５を駆動し、モータ５のロータ位置を検出するロー
タ位置検出手段５ａと制御手段１２によりインバータ回
路４を制御してモータ５を正弦波駆動する。制動時に制
御手段１２によりモータ５の誘起電圧位相よりもインバ
ータ回路出力電圧位相を９０度近傍の位相に進角させて
トルクを下げた後、さらにモータ印加電圧位相を１８０
度近傍に進めて制動トルクを発生させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ回路に
よりモータを駆動するモータ駆動装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、直流ブラシレスモータをインバー
タ装置により駆動して制動時の時間短縮と制動装置の信
頼性を向上するものが提案されている。

【０００３】従来、この種の制動装置は、特開２００１
−４６７７７号公報に示すように構成していた。すなわ
ち、ホールＩＣよりなるロータ位置検知手段の出力信号
より正弦波状の３相交流電圧波形をインバータ回路によ
り発生させて脱水槽を直接駆動する直流ブラシレスモー
タを駆動するようにし、脱水運転の制動時には、直流電
圧可変電源によりインバータ回路の直流電源電圧を下
げ、誘起電圧位相の逆位相の電圧ベクトルを発生させて
制動運転させていた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来の構成では、モータ誘起電圧によるインバータ回路の
直流電源への電圧回生が発生するので、インバータ回路
の直流電源電圧を下げる必要があるため、可変直流電源
回路が必要となり、高価となる欠点があり、さらに、制
動運転時のモータ電流が増加してモータあるいはインバ
ータ装置のパワー半導体が温度上昇する欠点があった。

【０００５】本発明は上記従来課題を解決するもので、
制動時にインバータ出力電圧位相をモータ誘起電圧位相
よりも進めてほぼ１８０度進角させた電圧を加えること
により、発電エネルギーをモータ抵抗により消費させ、
モータ誘起電圧による回生電圧の増加を防ぎ、さらにモ
ータ電流を減らした効率の高い制動運転を行うことを目
的としている。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、交流電源に接続された整流回路の直流電力
をインバータ回路により交流電力に変換してモータを駆
動し、モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手
段と制御手段によりインバータ回路を制御してモータを
正弦波駆動し、制動時に制御手段によりモータの誘起電
圧位相よりもインバータ回路出力電圧位相を９０度近傍
の位相に進角させてトルクを下げた後、さらにモータ印
加電圧位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生さ
せるようにしたものである。

【０００７】これにより、高速回転時のモータ制動運転
による発電エネルギーはモータの抵抗分により消費さ
れ、インバータ回路の直流電圧を上昇させずに制動動作
をさせることができ、さらにモータ誘起電圧と逆位相の
電圧を印加するので制動時のモータ電流を減らすことが
でき、制動時のモータとパワー半導体の温度上昇が低く
なり、信頼性の高い制動運転が可能となる。

【０００８】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路
と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するイン
バータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモ
ータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置
検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段と
を備え、前記制御手段は、前記モータの誘起電圧位相よ
りも前記インバータ回路出力電圧位相を９０度近傍の位
相に進角させてトルクを下げた後、さらに電圧位相を１
８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにした
ものであり、モータの誘起電圧を直流電源側に回生させ
ることなく、少ない電流でモータに制動トルクを発生さ
せることができ、モータとパワー半導体の温度上昇、お
よびパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。

【０００９】請求項２に記載の発明は、上記請求項１に
記載の発明において、制御手段は、モータ高速回転時に
おいてモータ誘起電圧の約半分程度のインバータ回路出
力電圧となるように初期電圧を設定して制動するように
したものであり、高速回転時には、主として誘起電圧に
より制動トルクを発生させることによりインバータ回路
の電流を減らすことができ、高効率の制動が可能とな
り、モータとインバータ回路のパワー半導体の温度上昇
を抑制できる。

【００１０】請求項３に記載の発明は、上記請求項１に
記載の発明において、制御手段は、モータ低速回転時に
おいてモータ誘起電圧よりも大きいインバータ回路出力
電圧となるようにして制動するようにしたものであり、
低速回転時には、主としてインバータ回路電圧によりモ
ータ電流を流して制動トルクを発生させるようにするの
で、低速回転時の制動トルクの低下を防止できる。

【００１１】請求項４に記載の発明は、上記請求項１に
記載の発明において、制御手段は、インバータ回路出力
電圧位相を、初期位相から連続的に１８０度近傍まで進
角させて位相を保持するようにしたものであり、モータ
回転中に瞬時に位相を変えた場合のインバータ回路の過
度電圧上昇とモータ異常音を防止することができる。

【００１２】請求項５に記載の発明は、上記請求項１に
記載の発明において、制御手段は、モータ電流に対応し
た電流を検知してインバータ回路出力電圧を制御するよ
うにしたものであり、回転数低下によるモータ電流とイ
ンバータ回路電流の増加を防ぐことができ、モータとイ
ンバータ回路のパワー半導体の温度上昇を抑制できる。

【００１３】請求項６に記載の発明は、上記請求項１に
記載の発明において、制御手段は、回転数に応じてイン
バータ回路出力電圧を制御しモータ電流を制御するよう
にしたものであり、回転数低下によるモータ電流とイン
バータ回路電流の増加を防ぐことができ、モータとイン
バータ回路のパワー半導体の温度上昇を抑制できる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の洗濯機への実施例について、
図面を参照しながら説明する。

【００１５】（実施例１）図１に示すように、交流電源
１は、ラインフィルター２を介して整流回路３に交流電
力を加え、整流回路３により直流電力に変換する。整流
回路３は倍電圧整流回路を構成し、交流電源１が正電圧
のとき、全波整流ダイオード３０によりコンデンサ３１
ａを充電し、交流電源１が負電圧のとき、コンデンサ３
１ｂを充電し、直列接続されたコンデンサ３１ａ、３１
ｂの両端には倍電圧直流電圧が発生し、インバータ回路
４に倍電圧直流電圧を加える。

【００１６】インバータ回路４は、６個のパワースイッ
チング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリ
ッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートパ
ワートランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよ
びその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェント
パワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成してい
る。インバータ回路４の出力端子にモータ５を接続し、
撹拌翼（図示せず）または洗濯兼脱水槽（図示せず）を
駆動する。

【００１７】モータ５は直流ブラシレスモータにより構
成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置
（回転子位置）をロータ位置検出手段５ａにより検出す
る。ロータ位置検出手段５ａは、通常、３個のホールＩ
Ｃにより構成している。インバータ回路４の負電圧端子
と整流回路３の負電圧端子間に電流検出手段６、いわゆ
るシャント抵抗を接続している。

【００１８】ラインフィルター２の出力交流電圧端子間
には、給水弁７、排水弁８、クラッチ９を接続し、スイ
ッチング手段１０により制御する。給水弁７は水道水を
洗濯兼脱水槽に給水するもので、電磁弁により構成し、
排水弁８は洗濯兼脱水槽内の水の排水を制御する。クラ
ッチ９は、モータ５の回転駆動軸を撹拌翼に結合するか
洗濯兼脱水槽に結合するかを制御する。スイッチング手
段１０は、双方向性サイリスタなどのソリッドステート
リレー、またはメカニカルリレーで構成している。

【００１９】制御回路１１は、インバータ回路４および
スイッチング手段１０を制御するもので、マイクロコン
ピュータより構成した制御手段１２と、制御手段１２の
出力信号によりインバータ回路４のＩＰＭを制御してモ
ータ５の回転駆動を制御するインバータ駆動回路１３
と、スイッチング手段１０を制御するスイッチング手段
駆動回路１４と、電流検出手段６の出力信号によりイン
バータ回路４の電流を検知し制御手段１２にモータ電流
に応じた信号を加える電流検知回路１５とで構成してい
る。電流検知回路１５の出力信号は制御手段１２のＡ／
Ｄ変換回路に加え、マイクロコンピュータはＡ／Ｄ変換
されたモータ電流に対応した信号によりインバータ回路
４の出力電流を制御する。

【００２０】制御手段１２は、キャリヤ信号発生回路と
比較回路とを有しインバータ回路４のＩＰＭを制御する
ＰＷＭ制御手段１２ａと、インバータ回路４の出力電圧
を所望の波形に出力する波形記憶手段１２ｂと、ロータ
位置検出手段５ａの出力信号とキャリヤ信号発生回路の
出力信号より電気角を演算する電気角制御手段１２ｃ
と、キャリヤ信号発生回路の出力信号に同期して電気角
制御手段１２ｃより波形記憶手段１２ｂの信号を呼び出
しＰＷＭ制御手段１２ａに信号を出力する出力レベル変
換回路１２ｄと、電流検知回路１５により検知したモー
タ電流に対応した電流信号と、ロータ位置検出手段５ａ
により検出した回転数信号によりインバータ回路４の出
力電流とモータ印加電圧位相を制御する電流制御手段１
２ｅと、制動時にモータ電流あるいはモータ印加電圧位
相を制御する制動設定手段１２ｆとで構成している。

【００２１】この制御手段１２は、図２に示すように構
成しており、ＰＷＭ制御手段１２ａは、キャリヤ信号発
生回路１２０ａにより鋸歯状波を発生させ、比較回路１
２１ａの入力端子に信号ｖｃを加え、比較回路１２１ａ
の他方の入力端子に電圧設定手段１２２ａの信号ｖｕを
加える。キャリヤ信号発生回路１２０ａの周期は、キャ
リヤ周波数を１５．６ｋＨｚに設定すると６４μｓとな
り、時間に比例して信号レベルが変化する鋸歯状波を発
生させる。鋸歯状波の方が三角波よりもＰＷＭ分解能が
高く優れている。また、鋸歯状波の場合にはキャリヤ周
波数のＮ次高調波が三角波に比べて増加する欠点がある
が、キャリヤ周波数を超音波周波数に設定すれば、キャ
リヤ周波数のＮ次高調波は騒音への影響がなくなるの
で、この問題はなくなる。

【００２２】比較回路１２１ａはマイクロコンピュータ
内のディジタルコンパレータで、ダブルバッファより構
成される電圧設定手段１２２ａのデータと鋸歯状波のキ
ャリヤ信号と比較してＰＷＭ波形を生成する。図２に示
すＰＷＭ制御手段１２ａは３相出力の１相分で、３相出
力の場合には同様の回路を３個有する。ただし、キャリ
ヤ信号発生回路１２０ａは１つで共用化できる。

【００２３】波形記憶手段１２ｂは、電気角に対応した
所望の電圧信号（正弦波データ）を記憶したもので、２
５６（８ビット）から５１２（９ビット）個の数値デー
タの配列である。電圧振幅に相当する数値データは９ビ
ットデータで、通常は−２５６から＋２５６まで電気角
に対応した正弦波データを記憶している。この数値デー
タは、いわゆる正規化データであり、データの持ち方は
特に決まってはいないので、できるだけプログラムの実
行速度が早くなる数値配列が望ましい。

【００２４】電気角検知手段１２ｃは、ロータ位置検出
手段５ａの出力信号を検知し回転周期を検出する回転周
期検知手段１２０ｃと、基準となるロータ位置検出手段
５ａの出力信号Ｈ1からの位相角φを設定する位相設定
手段１２１ｃと、回転周期検知手段１２０ｃより検知し
た電気角６０度に相当する期間内にキャリヤ信号発生回
路１２０ａの出力パルス数ｋをカウントし、キャリヤ信
号１周期の電気角Δθを演算してロータ位置に対応する
電気角を演算する電気角演算手段１２２ｃと、電気角演
算手段１２２ｃより演算したロータ電気角と位相設定手
段１２１ｃより印加電圧電気角を設定する電気角設定手
段１２３ｃより構成される。

【００２５】出力レベル変換回路１２ｄは、波形記憶手
段１２ｂより電気角に対応した振幅信号Ａを呼び出す呼
び出し手段１２０ｄと、呼び出し手段１２０ｄの出力信
号Ａに変調度Ｇを演算してＰＷＭ制御手段１２ａに出力
する電圧演算手段１２１ｄとで構成している。通常、波
形記憶手段１２ｂのデータは、インバータ回路４の最大
出力レベルに対応した数値なので、電圧演算手段１２１
ｄの演算はインバータ出力電圧レベルを減らす演算とな
り、変調度Ｇは１よりも小さな数値となる。通常、正弦
波ＰＷＭ制御における変調度Ｇはパーセンテイジ（％）
で呼ばれる。

【００２６】位相角φと変調度Ｇは電流制御手段１２ｅ
より出力され、電流制御手段１２ｅは、電流検知回路１
５の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路１２０ｅ
と、Ａ／Ｄ変換回路１２０ｅの出力信号と電流設定手段
１２１ｅの出力信号を比較する電流比較回路１２２ｅ
と、比較した誤差信号に応じて変調度を制御する変調度
度制御手段１２３ｅと、変調度制御手段１２３ｅの出力
信号により変調度Ｇ、あるいは位相φを制御する位相・
電流制御手段１２４ｅより構成される。

【００２７】さらに、ロータ位置検出手段５ａの基準信
号Ｈ１を検知して回転数を検知する回転数検知手段１２
５ｅと回転数信号により変調度を変更する変調度変更手
段１２６ｅを設け、変調度変更手段１２６ｅの出力信号
を変調度制御手段１２３ｅに加えて回転数に応じて変調
度を制御できるようにする。

【００２８】制動設定手段１２ｆは、制動時にインバー
タ回路出力電圧とその位相を設定制御するもので、制動
指令によりインバータ回路出力電圧位相をモータ誘起電
圧位相より進角９０度から進角１８０度まで進め、モー
タ誘起電圧の逆位相を加えて逆トルク、すなわち、制動
トルクを発生させるものである。

【００２９】上記構成において電気角に対応した各部波
形関係は、図３および図４に示すようになる。

【００３０】図３は、制動前のモータ回転駆動時の各部
波形関係を示すもので、図３において、Ｅｃはモータ誘
起電圧波形で、ロータ位置検出手段５ａのロータ位置信
号Ｈ1、Ｈ2、Ｈ3は、電気角６０度ごとに信号が変化
し、基準信号Ｈ1がローからハイに変化したタイミング
を０度とすると、モータ誘起電圧Ｅｃは電気角３０度遅
れた位相となる。ロータ位置信号Ｈ1、Ｈ2、Ｈ3の変化
に同期してロータ位置信号Ｈ1、Ｈ2、Ｈ3の状態データ
を読み込み、状態データより６０度ごとのロータ電気角
を検出できる。

【００３１】信号ｖｃはキャリヤ信号発生回路１２０ａ
の鋸歯状波の出力信号で、０から５１２まで変化するタ
イマカウンタのタイマ値である。タイマ値が５１２にな
ると、タイマカウンタがオーバーフローして０に戻り、
キャリヤ割り込み信号ｃを発生させる。

【００３２】信号ｖｕは、比較回路１２１ａの一方の入
力信号で、基本的には出力レベル変換回路１２ｄの出力
信号と同じであり、この場合は、位相角φは０度で変調
度Ｇは１００％の場合を示す。この信号ｖｕは波形記憶
手段１２ｂに記憶した正弦波データの振幅信号Ａ（−２
５６〜＋２５６）に変調度Ｇを掛けて２５６を足したも
ので、ｖｕ＝Ａ×Ｇ＋２５６より計算される。２５６を
中心値として０から５１２まで正弦波状に変化する。

【００３３】信号ｕは信号ｖｕとキャリヤ信号発生回路
１２０ａの出力データｖｃと大小比較したＰＷＭ波形を
示す。この信号ｕによりインバータ駆動回路１３を介し
てインバータ回路４を駆動し、モータ５に電圧を印加す
ることにより、ほぼ正弦波状の電流でモータ５を駆動す
ることができ、モータ５から発生する騒音、振動を低減
することができる。

【００３４】この信号ｕはＵ相の上アームトランジスタ
の駆動信号で、下アームトランジスタの駆動信号は信号
ｕの反転信号となる。実際にトランジスタに加える信号
は、さらにターンオフタイムを考慮したデッドタイム制
御が加わり、上下アームトランジスタの同時導通を禁止
する期間を設けている。

【００３５】これにより、キャリヤ信号に同期して演算
によりロータ位置電気角を検出し、波形記憶手段１２ｂ
に記憶した正弦波データを読み出すことができるので、
キャリヤ信号の周波数を高くしてロータ位置検出分解性
能を高くすることができ、ほぼ正弦波状のモータ電流を
流すことができ、モータ５の回転数制御性能を向上する
ことができ、モータ騒音を減らすことができる。

【００３６】図４は、制動運転時の各部波形関係を示
し、インバータ出力電圧位相を誘起電圧位相からほぼ１
８０度進ませた波形を示す。ここで、Ｕ相モータ誘起電
圧波形Ｅｃに対し、インバータ出力電圧Ｖｕ位相は逆位
相となる。Ｕ相電流Ｉｕ波形は、誘起電圧波形Ｅｃに対
して１２０度進角した波形となる。

【００３７】このときの制御位相角φはほぼ進角１５０
度で、変調度Ｇは４０％の波形で、比較回路１２１ａの
一方の入力信号ｖｕは正弦波データＡ×０．４となり、
−１０２から＋１０２の間で正弦波状に変化する。モー
タ誘起電圧位相から制御位相角φを６０度近く進める
と、インバータ回路出力電圧位相はほぼ９０度進角し、
モータトルクは減少する。通常のモータ駆動において
は、モータ誘起電圧位相から制御位相角φを進めると、
いわゆる弱め界磁制御となり、モータ電流が増加しトル
クが増加するが、急速に制御位相φを９０度に進めると
モータ電流は増加せずにトルクはほとんど零となる。

【００３８】モータ出力Ｐは、一般的に誘起電圧をＥ
ｃ、モータ相電流をＩ、誘起電圧Ｅｃと相電流の位相を
αとすると、Ｐ＝Ｅｃ×Ｉ×ｃｏｓαとなり、電気角α
を９０度にするとモータ出力Ｐとモータトルクは零とな
る。

【００３９】さらに、位相φを１５０度まで進角させる
と、モータ誘起電圧位相からモータ印加電圧位相はほぼ
１８０度進角となり、位相αは１２０度となり、ｃｏｓ
α＝−０．５となり、負のパワー、すなわち、発電ブレ
ーキとなる。

【００４０】つぎに、図５は、制動運転でのブレーキ制
御プログラムのフローチャートで、図５を参照しながら
ブレーキ行程での動作を説明する。

【００４１】図５のステップ２００よりブレーキ制御を
開始し、ステップ２０１にてキャリヤ信号割込ｃの有無
を判断し、キャリヤ信号割込ｃが発生するとステップ２
０２に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンを実行す
る。キャリヤ信号割り込みの優先度は異常割り込みを除
き、最も高い優先度とする。

【００４２】キャリヤ信号割り込みサブルーチンの詳細
については、図７により説明するが、簡単に説明する
と、キャリヤ信号をカウントすることによりロータ位置
電気角を検出し、電気角に応じて波形記憶手段１２ｂよ
り正弦波データを呼び出し、ＰＷＭ制御データを設定す
るものである。このサブルーチンの実行とリターンに
は、数μｓｅｃから１０数μｓｅｃ以内に処理する必要
がある。

【００４３】つぎに、ステップ２０３に進み、インバー
タ回路４を構成するＩＧＢＴの駆動制御を行う。ＰＷＭ
制御回路１２ａの電圧設定手段１２２ａはダブルバッフ
ァ構造となっており、ＰＷＭ値が変更されてから実際に
出力される信号は、つぎのキャリヤ信号のタイミングと
なる。

【００４４】ステップ２０４は、ロータ位置信号の変化
を検出するもので、ロータ位置信号Ｈ1、Ｈ2、Ｈ3のエ
ッジ信号を検出して割り込み信号が発生したかどうかを
検出し、割り込み信号が発生するとステップ２０５に進
み、位置信号割り込みサブルーチンを実行する。位置信
号割り込みの優先度は、キャリヤ信号割り込みのつぎに
設定する。

【００４５】位置信号割り込みサブルーチン２０５の詳
細については、図６により説明するが、簡単に説明する
と、ロータ回転周期と回転数の検出、０度、６０度、１
２０度等の６０度ごとの電気角の設定、キャリヤ信号１
周期の電気角の演算等の処理を実行する。

【００４６】この位置信号割り込みサブルーチン２０５
も、キャリヤ信号割り込みサブルーチンと同様に高速処
理が必要であり、数μｓｅｃから１０数μｓｅｃ以内に
処理する必要がある。なぜなら、２つの割り込みが同時
に重なっても、キャリヤ信号１周期（６４μｓ）の５０
％の時間内に処理しないと、メインルーチンの実行が不
可能となり、プログラムの実行に支障をきたす場合が生
じる。

【００４７】つぎに、ステップ２０６にてロータ位置基
準信号Ｈ1からの進角位相φをΔφインクリメントす
る。通常、脱水運転では初期位相φ０は０度に設定され
ており、誘起電圧Ｅｃからの位相は３０度進角してい
る。また、Δφは５度あるいは１０度程度でよい。Δφ
を大きくして位相を急速に変化させるとインバータ直流
電圧が過度的に上昇し、急激な電流変化によりモータに
騒音が発生するのでできるだけ小さく設定する。しか
し、小さくし過ぎると、逆に位相を９０度以上まで進角
させる時間が長くなり、途中で電流が増加してモータト
ルクが増加するので、０．５から１秒程度で変化させる
ことが望ましい。

【００４８】つぎに、ステップ２０７に進んで位相φが
６０度進角したかどうか判定する。位相φが６０度では
誘起電圧に対して９０度進角するのでモータトルクはほ
ぼ０となり、このとき、ステップ２０８に進んで回転数
Ｎに応じて変調度Ｇを制御し、インバータ出力電圧をモ
ータ誘起電圧に応じた値に設定する。例えば、図９に示
すような回転数Ｎと変調度の関係を示すテーブルをマイ
クロコンピュータのＲＯＭ内に記憶させてルックアップ
テーブルにより変調度Ｇを設定する。ステップ２０８の
処理は、一回でよいので処理が済めばフラグを立てて次
回は実行しないようにする。

【００４９】脱水高速回転から制動運転する場合、誘起
電圧のほぼ半分程度のモータ電圧が各相に印加されるよ
うに設定するもので、変調度は、例えば５０％程度に設
定する。これらの値は予め実験値より求めたものをルッ
クアップテーブルに記憶させる。変調度を小さくすると
電圧回生によりインバータ回路直流電圧が上昇するの
で、誘起電圧の半分程度に設定すると電圧回生がなくて
制動トルクも大きくなり有利である。

【００５０】脱水低速回転から制動運転する場合には、
電圧回生はほとんどないのでインバータ回路印加電圧
は、モータ誘起電圧よりも高くできるが、後ほど詳細に
述べるように、モータ電流が増加するので変調度Ｇは数
１０％に設定するとよい。

【００５１】つぎに、ステップ２０９に進んで位相φが
１５０度まで進んだかどうか判定し、誘起電圧から１８
０度進角したと判断すると、ステップ２１０に進んで位
相φを１５０度に固定し誘起電圧位相から１８０度進角
した電圧位相を保持する。このときも、位相変化が早い
と電圧回生が発生する場合があるので、進角９０度から
進角１８０度への制御時間も１秒程度に設定するとよ
い。

【００５２】つぎに、ステップ２１１に進んでモータ電
流に対応した電流Ｉを検出し、つぎに、ステップ２１２
に進んで電流Ｉの大小判定を行う。電流Ｉが設定電流Ｉ
ｓよりも大きければステップ２１３に進んで変調度Ｇを
ΔＧだけ小さくする。逆に電流Ｉが設定電流Ｉｓよりも
小さければステップ２１４に進んで変調度ＧをΔＧだけ
大きくする。つぎに、ステップ２１５に進んで回転数Ｎ
が零になったかどうか判定し、回転が停止した場合には
ステップ２１６に進んでＩＧＢＴをオフしてブレーキ制
御プログラムは終了し、回転が停止しない場合には最初
に戻る。

【００５３】つぎに、ロータ位置検出手段５ａの出力信
号、すなわちロータ位置信号Ｈ1、Ｈ2、Ｈ3のエッジを
検出したときの位置信号割り込み動作を図６を参照しな
がら説明する。

【００５４】ステップ３００より、エッジ信号により外
部割り込みが生じ位置信号割り込みサブルーチンを開始
し、ステップ３０１にてロータ位置信号Ｈ1、Ｈ2、Ｈ3
の状態データを入力し、ロータ位置を検出する。ステッ
プ３０２で、ロータ位置信号よりロータ電気角θｃを設
定する。Ｕ相が電気角０度とすれば、Ｖ相は１２０度、
Ｗ相は２４０度に設定される。

【００５５】つぎに、ステップ３０３に進んでキャリヤ
信号発生回路１２０ａのキャリヤ割り込み信号ｃのパル
ス数のカウント値ｋをキャリヤカウンタメモリｋｃに記
憶し、ステップ３０４に進んでカウント値ｋをクリヤし
てステップ３０５に進み、キャリヤ信号発生回路１２０
ａの出力信号１周期の電気角Δθを演算する。位置信号
割り込み周期は電気角６０度に相当するので、Δθ＝６
０／ｋｃで表される。３６０度を８ビット（２５６）の
分解能とすれば、Δθ＝４２／ｋｃと表現する。通常、
分解能を上げるほど制御性能が向上するので、３６０程
度にする。

【００５６】ここで、キャリヤ信号発生回路１２０ａの
１周期あたりの電気角を演算することにより、回転周期
が変化しても電気角を演算して検知することができ、ロ
ータ位置検出精度を向上でき、モータ５にロータの電気
角に応じた所望の電圧波形を印加することができる。

【００５７】キャリヤ信号の周波数は１５ｋＨｚ以上の
超音波周波数に設定するので、カウント値ｋｃは脱水運
転時のモータ回転数においても最低１０以上の分解能を
確保でき、１電気角では６０以上の分解能を確保でき
る。マイクロコンピュータの命令実行速度に余裕があれ
ば、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚに設定し８極モー
タを９００ｒ／ｍｉｎで駆動した場合、２４５の分解能
を確保でき、脱水回転においてもほぼ正弦波の電圧波形
で駆動できる。

【００５８】つぎに、ステップ３０６に進んで基準電気
角の０度かどうか、すなわち、ロータ位置信号Ｈ1がロ
ーからハイに変化したかどうか判定し、Ｙならばステッ
プ３０７に進んで周期測定タイマカウンタＴの測定値を
周期測定メモリＴoに記憶し、ステップ３０８に進んで
タイマカウンタＴをクリヤする。その後、ステップ３０
９に進んで周期Ｔoよりロータ回転数Ｎを求める。

【００５９】周期測定のタイマカウンタは、測定精度を
向上させるためにクロック周波数を１〜１０μｓと高く
し、マイクロコンピュータの基準クロックを分周した信
号をハードタイマーでカウントする。

【００６０】つぎに、ステップ３１０に進んで周期Ｔｏ
を測定するタイマカウンタのカウントを開始させ、ステ
ップ３１１に進んでサブルーチンをリターンする。

【００６１】つぎに、キャリヤ信号割り込み動作につい
て図７を参照しながら説明する。図７は、キャリヤ信号
割り込みサブルーチンのフローチャートであり、キャリ
ヤ信号に同期してロータ位置に対応した電気角を求め、
波形記憶手段１２ｂの信号を読み出してＰＷＭ出力する
ものである。キャリヤ信号発生回路１２０ａのタイマカ
ウンタがオーバーフローすると割り込み信号が発生し、
ステップ４００より始まるキャリヤ信号割り込みサブル
ーチンを実行する。

【００６２】ステップ４０１でキャリヤカウンタのカウ
ント値ｋをインクリメントし、つぎに、ステップ４０２
に進んでインバータ回路出力電気角θを演算する。

【００６３】電気角θは、キャリヤ信号１周期の電気角
Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋの積に位相φと
位置信号割り込みサブルーチンで検出した電気角θｃの
和より求める。Δθ×ｋ＋θｃの演算値はロータ位置電
気角を意味し、位相φは、モータへの印加電圧位相を示
す。電気角θは、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相とも求める。

【００６４】つぎに、ステップ４０３に進んで波形記憶
手段１２ｂより電気角θに対応した波形データを呼び出
す。正弦波データならば、呼び出したデータはｓｉｎθ
となる。ただし、振幅データは−２５６〜＋２５６の値
である。電気角最大値は３６０度なので、θが３６０度
以上になると０に戻ってデータを読み出す。

【００６５】つぎに、ステップ４０４に進んで位置信号
割り込みサブルーチンで求めた変調度Ｇより信号ｖｕを
演算し、ステップ４０５に進んでＰＷＭ制御回路１２ａ
に信号を加える比較回路１２１ａの出力設定バッファ、
すなわち出力設定手段１２２にデータを転送し、ステッ
プ４０６に進んでサブルーチンリターンする。Ｖ相、Ｗ
相もステップ４０２からステップ４０５までＵ相と同様
の処理を行う。

【００６６】キャリヤ信号割り込みサブルーチン内の処
理はキャリヤ信号１周期内に処理を終わる必要がある。
キャリヤ周波数が１５．６ｋＨｚならば遅くとも３０μ
ｓ以内に処理を終える必要があり、処理が３０μｓ以内
に処理が終わらないプログラムステップの場合にはプロ
グラムを分割し、キャリヤ割り込み１回目でＵ相、２回
目でＶ相、３回目でＷ相の処理を行うようにしてもよ
い。

【００６７】図８は、制動運転時のインバータ回路出力
電圧（モータ印加電圧）Ｖａ、モータ誘起電圧Ｅｃ、モ
ータ電流Ｉのモータ中性点から見た１相分のベクトル図
を示す。正弦波の場合には、インバータ出力電圧Ｖａ
は、モータコイル抵抗ＲとインダクタンスＬの電圧降下
とモータ誘起電圧Ｅｃの和に等しいので、Ｖａ＝Ｅｃ＋
Ｉ×（Ｒ＋ｊωＬ）で表される。ここでωは２πｆで、
インバータ出力周波数ｆは、ｆ＝ｐ×Ｎ÷１２０で表さ
れる。ここで、ｐは極数、Ｎは回転数［ｒ／ｍｉｎ］で
ある。

【００６８】ブレーキ初期の位相φは６０度進角、変調
度Ｇは高速回転数の場合５０％に設定するので、図８
（ａ）のベクトル図となる。モータ誘起電圧Ｅｃの位相
は、ロータ位置信号Ｈ1の基準位相よりも３０度遅れて
いるので、モータ印加電圧Ｖａの位相は誘起電圧Ｅｃか
らほぼ９０度進角となる。この図に示すように、モータ
電流Ｉの位相は誘起電圧位相よりもほぼ９０度進んでい
るので、モータ出力はほとんど零に近くモータトルクは
ほとんど発生しない。

【００６９】図８（ｂ）は、モータ回転数が高速回転時
におけるベクトル図であり、インバータ回路出力電圧Ｖ
ａの位相を９０度よりもさらに進めて、誘起電圧Ｅｃの
位相よりも１８０度進めたベクトル図を示している。こ
のとき、回転数が高く周波数ｆが高いので、モータイン
ダクタンス分の電圧降下（Ｉ×ｊωＬ）が大きく、抵抗
分の電圧降下は小さい。

【００７０】モータ出力Ｐは、誘起電圧Ｅｃとモータ電
流Ｉの積にｃｏｓαを掛けた値に比例し、電流位相αは
約１２０度進角しているので、負のモータ出力、すなわ
ち発電エネルギーが発生する。この発電エネルギーはモ
ータコイル抵抗で消費し、インバータ直流電源側に回生
しない。このベクトル図より、モータコイルによる消費
電力（Ｉ×Ｉ×Ｒ）は、モータ発電エネルギー（Ｅｃ×
Ｉ×ｃｏｓα）とインバータ回路側からの供給エネルギ
ー（Ｖａ×Ｉ×ｃｏｓ（１８０−α））の和となるので
発電エネルギーは抵抗で消費されることがわかる。

【００７１】なお、高速回転時の誘起電圧Ｅｃはモータ
印加電圧Ｖａよりもかなり高く、このときには、インバ
ータ出力電圧Ｖａはモータ誘起電圧Ｅｃの半分程度に設
定してモータ電流を減らしても十分な制動トルクが発生
する。

【００７２】図８（ｃ）は、モータ回転数が低速回転時
におけるベクトル図であり、回転数が低下すると、モー
タ誘起電圧Ｅｃは低下してコイルインダクタンス分によ
る電圧降下（Ｉ×ｊωＬ）も低下するので相対的に抵抗
分の電圧降下が増加するので、電流位相αはさらに進ん
で１８０度に近づく。

【００７３】また、コイルのインピーダンス（Ｒ＋ｊω
Ｌ）は低下するのでモータ電流Ｉが増加し、モータの制
動トルク（負のトルク）はそれほど低下しない特徴があ
る。ただし、回転数がさらに低下するとリアクタンス分
が減少して電流が増加するので、図５のフローチャート
に示したように、電流値に応じて変調度Ｇを制御する。

【００７４】図８（ａ）とは逆に初期位相を遅角６０
度、あるいは遅角９０度に設定すると回生エネルギーに
よりインバータ回路直流電圧が上昇する。遅角方向から
位相を１８０度ずらすと、図８に示すような電流ベクト
ルとならないので、発電エネルギーがインバータ側に帰
って直流電圧が上昇するので、整流回路のコンデンサや
パワー半導体の耐圧を高くする必要がある。

【００７５】（実施例２）図１に示す制御手段１２は、
回転数に応じてインバータ回路出力電圧を制御しモータ
電流を制御するようにしている。他の構成は上記実施例
１と同じである。

【００７６】上記構成において図１０を参照しながらブ
レーキ行程での動作を説明する。なお、図１０のフロー
チャートは、上記実施例１の図５に示すブレーキ制御サ
ブルーチンに変更を加えたものであり、追加変更部分の
み説明する。

【００７７】ステップ５００よりブレーキ制御プログラ
ムが開始し、ステップ２０１からステップ２１０までの
処理は図５と同じである。ステップ２１０にて位相φを
１５０度に固定してからステップ２０８’に進み、ステ
ップ２０８’にて回転数Ｎに応じて変調度Ｇを設定す
る。

【００７８】回転数Ｎと変調度Ｇの関係は図９に示すよ
うに、回転数Ｎが低下すると変調度Ｇも低下させ、モー
タ電流値がほぼ一定、あるいは、ＩＧＢＴの定格電流を
越えない値となる回転数Ｎと変調度Ｇの関係を実験的に
求めて、マイクロコンピュータのメモリに記憶させ、ル
ックアップテーブルにより変調度Ｇを制御する。このよ
うなルックアップテーブル方式は、プログラムが簡単で
信頼性が向上する特徴がある。

【００７９】ステップ２０８’以外のステップは図５と
同じなので説明は省略する。

【００８０】以上述べたような、回転数Ｎと変調度Ｇの
関係式、あるいは、ルックアップテーブル方式以外に、
上記実施例１で述べたような電流フィードバック方式と
ルックアップテーブル方式の組み合わせも考えられる。
すなわち、通常の制御は回転数Ｎと変調度Ｇのルックア
ップテーブルで制御して、モータ電流が設定値より増加
した場合のみ変調度Ｇを下げる方式でもよい。

【００８１】以上述べた如く本発明の特徴は、制動開始
時にインバータ回路出力電圧位相をモータ誘起電圧位相
からほぼ９０度位相進めてから１８０度位相に進めるこ
とにより、モータ発電エネルギーをモータコイル抵抗に
消費させるので、インバータ回路直流電圧上昇を防ぐこ
とができ、インバータ回路部品の電圧を下げることがで
き、信頼性を向上させ、特別な部品を必要としないので
安価な制動装置を実現できる。

【００８２】しかも、高速回転時には誘起電圧のほぼ半
分の電圧を加えることにより少ないモータ電流で制動ト
ルクを発生させ、低速回転時にはインバータ出力電圧を
低下させることによりモータ電流の上昇を防ぐことがで
きるので、モータの発熱を減らして制動トルクを大きく
することができる。

【００８３】また、本発明は洗濯機の脱水制動に限ら
ず、掃除機や食器洗い機の洗浄ポンプ、あるいは、サー
ボモータ等に応用できることは明らかである。

【００８４】

【発明の効果】以上のように本発明の請求項１に記載の
発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続された
整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換
するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動
されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロ
ータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制
御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの誘起電
圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を９０度
近傍の位相に進角させてトルクを下げた後、さらに電圧
位相を１８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるよ
うにしたから、モータの誘起電圧を直流電源側に回生さ
せることなく、少ない電流でモータに制動トルクを発生
させることができ、モータとパワー半導体の温度上昇、
およびパワー半導体の電圧上昇を防ぐことができる。

【００８５】また、請求項２に記載の発明によれば、制
御手段は、モータ高速回転時においてモータ誘起電圧の
約半分程度のインバータ回路出力電圧となるように初期
電圧を設定して制動するようにしたから、高速回転時に
は、主として誘起電圧により制動トルクを発生させるこ
とによりインバータ回路の電流を減らすことができ、高
効率の制動が可能となり、モータとインバータ回路のパ
ワー半導体の温度上昇を抑制できる。

【００８６】また、請求項３に記載の発明によれば、制
御手段は、モータ低速回転時においてモータ誘起電圧よ
りも大きいインバータ回路出力電圧となるようにして制
動するようにしたから、低速回転時には、主としてイン
バータ回路電圧によりモータ電流を流して制動トルクを
発生させるようにするので、低速回転時の制動トルクの
低下を防止できる。

【００８７】また、請求項４に記載の発明によれば、制
御手段は、インバータ回路出力電圧位相を、初期位相か
ら連続的に１８０度近傍まで進角させて位相を保持する
ようにしたから、モータ回転中に瞬時に位相を変えた場
合のインバータ回路の過度電圧上昇とモータ異常音を防
止することができる。

【００８８】また、請求項５に記載の発明によれば、制
御手段は、モータ電流に対応した電流を検知してインバ
ータ回路出力電圧を制御するようにしたから、回転数低
下によるモータ電流とインバータ回路電流の増加を防ぐ
ことができ、モータとインバータ回路のパワー半導体の
温度上昇を抑制できる。

【００８９】また、請求項６に記載の発明によれば、制
御手段は、回転数に応じてインバータ回路出力電圧を制
御しモータ電流を制御するようにしたから、回転数低下
によるモータ電流とインバータ回路電流の増加を防ぐこ
とができ、モータとインバータ回路のパワー半導体の温
度上昇を抑制できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例のモータ駆動装置のブロ
ック図

【図２】同モータ駆動装置の制御手段のブロック図

【図３】同モータ駆動装置の通常駆動時のタイムチャー
ト

【図４】同モータ駆動装置の制動時のタイムチャート

【図５】同モータ駆動装置のブレーキ制御プログラムの
フローチャート

【図６】同モータ駆動装置の位置信号割り込みサブルー
チンのフローチャート

【図７】同モータ駆動装置のキャリヤ信号割り込みサブ
ルーチンのフローチャート

【図８】（ａ）同モータ駆動装置の制動運転時のベクト
ル図 （ｂ）同モータ駆動装置の高速回転時のベクトル図 （ｃ）同モータ駆動装置の低速回転時のベクトル図

【図９】同洗濯機の制動運転時のモータ回転数と正弦波
ＰＷＭ制御変調度の関係図

【図１０】本発明の第２の実施例のモータ駆動装置のブ
レーキ制御プログラムのフローチャート

【符号の説明】 １ 交流電源 ３ 整流回路 ４ インバータ回路 ５ モータ ５ａ ロータ位置検出手段 １２ 制御手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 近藤 典正 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H530 AA02 BB06 CC06 CD01 CD21 CD32 DD03 EE06 5H560 AA10 BB04 BB12 DA02 DC12 EB01 EC10 HB01 HB05 SS07 TT01 TT02 TT07 TT11 UA06 XA02 XA06 XA12 XB10

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源と、前記交流電源に接続された
   整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換
   するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動
   されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロ
   ータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制
   御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの誘起電
   圧位相よりも前記インバータ回路出力電圧位相を９０度
   近傍に進角させてトルクを下げた後、さらに電圧位相を
   １８０度近傍に進めて制動トルクを発生させるようにし
   たモータ駆動装置。
2. 【請求項２】 制御手段は、モータ高速回転時において
   モータ誘起電圧の約半分程度のインバータ回路出力電圧
   となるように初期電圧を設定して制動するようにした請
   求項１記載のモータ駆動装置。
3. 【請求項３】 制御手段は、モータ低速回転時において
   モータ誘起電圧よりも大きいインバータ回路出力電圧と
   なるようにして制動するようにした請求項１記載のモー
   タ駆動装置。
4. 【請求項４】 制御手段は、インバータ回路出力電圧位
   相を、初期位相から連続的に１８０度近傍まで進角させ
   て位相を保持するようにした請求項１記載のモータ駆動
   装置。
5. 【請求項５】 制御手段は、モータ電流に対応した電流
   を検知してインバータ回路出力電圧を制御するようにし
   た請求項１記載のモータ駆動装置。
6. 【請求項６】 制御手段は、回転数に応じてインバータ
   回路出力電圧を制御しモータ電流を制御するようにした
   請求項１記載のモータ駆動装置。