JP2002315339A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 所望の負荷変動値を得る機能を損なわずに、
損失を極力減らす。 【解決手段】 並列運転時において出力電流Ｉｏが急変
し、可変抵抗Ｒｏの両端間電圧ＶＲｏが変動すると、分
圧抵抗Ｒ２の両端間電圧Ｖ２はこれと同じ変動分ΔＶで
変動すると共に、分圧抵抗Ｒ２と直列に接続される分圧
抵抗Ｒ１の両端間電圧Ｖ１は、前記変動分ΔＶに分圧抵
抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値比（Ｒ１／Ｒ２）を掛け合せた分
が変動する。これにより、従来よりも小さな抵抗値の可
変抵抗Ｒｏで、所定の負荷変動値を得ることができる。
また、通常時の可変抵抗Ｒｏによる損失を著しく低減で
きる。
損失を極力減らす。 【解決手段】 並列運転時において出力電流Ｉｏが急変
し、可変抵抗Ｒｏの両端間電圧ＶＲｏが変動すると、分
圧抵抗Ｒ２の両端間電圧Ｖ２はこれと同じ変動分ΔＶで
変動すると共に、分圧抵抗Ｒ２と直列に接続される分圧
抵抗Ｒ１の両端間電圧Ｖ１は、前記変動分ΔＶに分圧抵
抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値比（Ｒ１／Ｒ２）を掛け合せた分
が変動する。これにより、従来よりも小さな抵抗値の可
変抵抗Ｒｏで、所定の負荷変動値を得ることができる。
また、通常時の可変抵抗Ｒｏによる損失を著しく低減で
きる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、並列運転時におけ
る出力電流の均等化を図ることのできるスイッチング電
源装置に関する。
る出力電流の均等化を図ることのできるスイッチング電
源装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】図４は、複数のＤＣ／
ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…を並列接続してなる従来の
並列運転を行なうスイッチング電源装置の回路例を示し
たものである。同図において、１はトランス、２は例え
ばＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチング素子であり、こ
のトランス１の一次巻線１Ａとスイッチング素子２との
直列回路が、直流電源３の両端間に接続される。４はト
ランス１の二次巻線１Ｂに接続される整流平滑回路で、
これは周知のように、整流ダイオード５と、転流ダイオ
ード６と、チョークコイル７と、平滑コンデンサ８とに
より構成される。そして、スイッチング素子２のスイッ
チングに伴ない、トランス１の一次巻線１Ａに直流電源
３からの直流入力電圧Ｖｉが断続的に印加され、これに
よりトランス１の２次巻線１Ｂに発生する電圧を整流平
滑回路４で整流平滑することで、負荷９を接続する出力
端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間に所定の直流出力電圧Ｖｏを供給
するように構成している。
ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…を並列接続してなる従来の
並列運転を行なうスイッチング電源装置の回路例を示し
たものである。同図において、１はトランス、２は例え
ばＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチング素子であり、こ
のトランス１の一次巻線１Ａとスイッチング素子２との
直列回路が、直流電源３の両端間に接続される。４はト
ランス１の二次巻線１Ｂに接続される整流平滑回路で、
これは周知のように、整流ダイオード５と、転流ダイオ
ード６と、チョークコイル７と、平滑コンデンサ８とに
より構成される。そして、スイッチング素子２のスイッ
チングに伴ない、トランス１の一次巻線１Ａに直流電源
３からの直流入力電圧Ｖｉが断続的に印加され、これに
よりトランス１の２次巻線１Ｂに発生する電圧を整流平
滑回路４で整流平滑することで、負荷９を接続する出力
端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間に所定の直流出力電圧Ｖｏを供給
するように構成している。
【０００３】一方、帰還ループを構成する電圧安定化回
路13として、ここでは電圧検出回路としての分圧抵抗Ｒ
１，Ｒ２と、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電圧レベル
を基準電源10の基準電圧Ｖrefと比較するコンパレータ1
1と、このコンパレータ11からの比較結果に基づき、前
記スイッチング素子２のゲートに供給する駆動信号のパ
ルス導通幅を制御する制御回路12とを備えている。ここ
では、直列回路をなす分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端が、平
滑コンデンサの一端の接続点と後述する抵抗Ｒ’の一端
との間のプラス側出力電圧ラインに接続される一方で、
分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端が出力端子−Ｖｏに接続され
る。また，分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点が、コンパレー
タ11の一方の入力端子（反転入力端子）に接続されると
共に、基準電源10の一端であるプラス側端子がコンパレ
ータ11の他方の入力端子（非反転入力端子）に接続さ
れ、その基準電源10の他端であるマイナス側端子が、前
記出力端子−Ｖｏに直接接続するマイナス側出力電圧ラ
インに接続される。そして、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続
点の電圧レベルが基準電圧Ｖrefを上回ると、制御回路1
2によりスイッチング素子２に供給する駆動信号のパル
ス導通幅を狭め、逆に分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電
圧レベルが基準電圧Ｖrefを下回ると、制御回路12によ
りスイッチング素子２に供給する駆動信号のパルス導通
幅を広げて、出力電圧Ｖｏの安定化を図っている。
路13として、ここでは電圧検出回路としての分圧抵抗Ｒ
１，Ｒ２と、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電圧レベル
を基準電源10の基準電圧Ｖrefと比較するコンパレータ1
1と、このコンパレータ11からの比較結果に基づき、前
記スイッチング素子２のゲートに供給する駆動信号のパ
ルス導通幅を制御する制御回路12とを備えている。ここ
では、直列回路をなす分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端が、平
滑コンデンサの一端の接続点と後述する抵抗Ｒ’の一端
との間のプラス側出力電圧ラインに接続される一方で、
分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端が出力端子−Ｖｏに接続され
る。また，分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点が、コンパレー
タ11の一方の入力端子（反転入力端子）に接続されると
共に、基準電源10の一端であるプラス側端子がコンパレ
ータ11の他方の入力端子（非反転入力端子）に接続さ
れ、その基準電源10の他端であるマイナス側端子が、前
記出力端子−Ｖｏに直接接続するマイナス側出力電圧ラ
インに接続される。そして、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続
点の電圧レベルが基準電圧Ｖrefを上回ると、制御回路1
2によりスイッチング素子２に供給する駆動信号のパル
ス導通幅を狭め、逆に分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電
圧レベルが基準電圧Ｖrefを下回ると、制御回路12によ
りスイッチング素子２に供給する駆動信号のパルス導通
幅を広げて、出力電圧Ｖｏの安定化を図っている。
【０００４】Ｒ’は、平滑コンデンサ８の一端から出力
端子＋Ｖｏに至る一方の出力電圧ラインに直列接続され
た電圧降下用の抵抗である。この抵抗Ｒ’は、特に複数
のＤＣ／ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…による並列運転時
において、負荷９の変動により出力電流Ｉｏが増減した
ときに、その電圧降下により出力電圧Ｖｏを可変して所
望の負荷変動値を得るためのものである。このときの出
力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏの特性は図５に示すように、
出力電流Ｉｏが増加するに従って、抵抗Ｒ’の電圧降下
ＶＲ’により出力電圧Ｖｏが低下する。すなわち、出力
電流Ｉｏの多いＤＣ／ＤＣコンバータＡ１の出力電圧Ｖ
ｏを、出力電流Ｉｏの少ないＤＣ／ＤＣコンバータＡ２
よりも低下させることによって、各ＤＣ／ＤＣコンバー
タＡ１，Ａ２…間の出力電流Ｉｏをバランスさせ、特定
のＤＣ／ＤＣコンバータＡ１だけが常に負荷電流の多く
を負担することを防いでいる。
端子＋Ｖｏに至る一方の出力電圧ラインに直列接続され
た電圧降下用の抵抗である。この抵抗Ｒ’は、特に複数
のＤＣ／ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…による並列運転時
において、負荷９の変動により出力電流Ｉｏが増減した
ときに、その電圧降下により出力電圧Ｖｏを可変して所
望の負荷変動値を得るためのものである。このときの出
力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏの特性は図５に示すように、
出力電流Ｉｏが増加するに従って、抵抗Ｒ’の電圧降下
ＶＲ’により出力電圧Ｖｏが低下する。すなわち、出力
電流Ｉｏの多いＤＣ／ＤＣコンバータＡ１の出力電圧Ｖ
ｏを、出力電流Ｉｏの少ないＤＣ／ＤＣコンバータＡ２
よりも低下させることによって、各ＤＣ／ＤＣコンバー
タＡ１，Ａ２…間の出力電流Ｉｏをバランスさせ、特定
のＤＣ／ＤＣコンバータＡ１だけが常に負荷電流の多く
を負担することを防いでいる。
【０００５】このように、抵抗Ｒ’を電源ラインに直列
接続した構成は、並列運転を行なうＤＣ／ＤＣコンバー
タＡ１，Ａ２…の各出力電流Ｉｏを簡単に均等化させる
ことができるものの、出力電流Ｉｏが流れている限り抵
抗Ｒ’による損失が常に発生する問題を有していた。
接続した構成は、並列運転を行なうＤＣ／ＤＣコンバー
タＡ１，Ａ２…の各出力電流Ｉｏを簡単に均等化させる
ことができるものの、出力電流Ｉｏが流れている限り抵
抗Ｒ’による損失が常に発生する問題を有していた。
【０００６】そこで、所望の負荷変動値を得る機能を損
なわずに、損失を極力減らすことの可能なスイッチング
電源装置を提供することをその目的とする。
なわずに、損失を極力減らすことの可能なスイッチング
電源装置を提供することをその目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明における請求項１
のスイッチング電源装置は、スイッチング素子をスイッ
チングすることにより、トランスの二次巻線に発生した
電圧を整流平滑して負荷に直流出力電圧を供給すると共
に、直列接続した分圧抵抗の接続点の電圧レベルと、基
準電源の基準電圧とをコンパレータで比較し、その比較
結果に応じてスイッチング素子のスイッチングを制御す
る並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータからなるスイッ
チング電源装置において、前記分圧抵抗を前記負荷に並
列接続すると共に、前記分圧抵抗の他端との接続点と、
前記基準電源のマイナス側端子との接続点との間にある
マイナス側出力電圧ラインに抵抗を挿入接続したもので
ある。
のスイッチング電源装置は、スイッチング素子をスイッ
チングすることにより、トランスの二次巻線に発生した
電圧を整流平滑して負荷に直流出力電圧を供給すると共
に、直列接続した分圧抵抗の接続点の電圧レベルと、基
準電源の基準電圧とをコンパレータで比較し、その比較
結果に応じてスイッチング素子のスイッチングを制御す
る並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータからなるスイッ
チング電源装置において、前記分圧抵抗を前記負荷に並
列接続すると共に、前記分圧抵抗の他端との接続点と、
前記基準電源のマイナス側端子との接続点との間にある
マイナス側出力電圧ラインに抵抗を挿入接続したもので
ある。
【０００８】このようにすると、各ＤＣ／ＤＣコンバー
タは、基準電源のマイナス側端子とマイナス側出力電圧
ラインとの接続点を基準として、分圧抵抗の接続点の電
圧レベルが基準電源の基準電圧と等しくなるようにスイ
ッチング素子のスイッチングを制御する。そのため、並
列運転時において負荷ひいては出力電流が急変し、可変
抵抗の両端間電圧が変動すると、他方の分圧抵抗の両端
間電圧はこれと同じ変動分で変動すると共に、他方の分
圧抵抗と直列に接続される一方の分圧抵抗の両端間電圧
は、前記変動分に双方の分圧抵抗の抵抗値比を掛け合せ
た分が変動する。したがって、出力電流に対する出力電
圧の見かけ上の変動は、一方の分圧抵抗の両端間に発生
する抵抗の両端間電圧の変動分に加えて、この変動分に
双方の分圧抵抗の抵抗値比を掛け合わせたものとなる。
これにより、従来よりも小さな抵抗値の抵抗で、所定の
負荷変動値を得ることができると共に、通常時の抵抗に
よる損失を著しく低減させることができる。
タは、基準電源のマイナス側端子とマイナス側出力電圧
ラインとの接続点を基準として、分圧抵抗の接続点の電
圧レベルが基準電源の基準電圧と等しくなるようにスイ
ッチング素子のスイッチングを制御する。そのため、並
列運転時において負荷ひいては出力電流が急変し、可変
抵抗の両端間電圧が変動すると、他方の分圧抵抗の両端
間電圧はこれと同じ変動分で変動すると共に、他方の分
圧抵抗と直列に接続される一方の分圧抵抗の両端間電圧
は、前記変動分に双方の分圧抵抗の抵抗値比を掛け合せ
た分が変動する。したがって、出力電流に対する出力電
圧の見かけ上の変動は、一方の分圧抵抗の両端間に発生
する抵抗の両端間電圧の変動分に加えて、この変動分に
双方の分圧抵抗の抵抗値比を掛け合わせたものとなる。
これにより、従来よりも小さな抵抗値の抵抗で、所定の
負荷変動値を得ることができると共に、通常時の抵抗に
よる損失を著しく低減させることができる。
【０００９】本発明における請求項２のスイッチング電
源装置は、スイッチング素子をスイッチングすることに
より、トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平滑回
路により整流平滑して負荷に直流出力電圧を供給すると
共に、直列接続した第１の分圧抵抗の接続点の電圧レベ
ルと、基準電源の基準電圧とをコンパレータで比較し、
その比較結果に応じてスイッチング素子のスイッチング
を制御する並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータからな
るスイッチング電源装置において、前記整流平滑回路は
出力電圧ラインに挿入接続されたチョークコイルを備
え、このチョークコイルに存在する抵抗の両端間電圧を
分圧するために、直列接続した第２の分圧抵抗を該チョ
ークコイルの両端間に接続すると共に、前記第１の分圧
抵抗の一端を前記第２の分圧抵抗の接続点に接続し、前
記第１の分圧抵抗の他端を前記基準電源のマイナス側端
子と同電位に接続したものである。
源装置は、スイッチング素子をスイッチングすることに
より、トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平滑回
路により整流平滑して負荷に直流出力電圧を供給すると
共に、直列接続した第１の分圧抵抗の接続点の電圧レベ
ルと、基準電源の基準電圧とをコンパレータで比較し、
その比較結果に応じてスイッチング素子のスイッチング
を制御する並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータからな
るスイッチング電源装置において、前記整流平滑回路は
出力電圧ラインに挿入接続されたチョークコイルを備
え、このチョークコイルに存在する抵抗の両端間電圧を
分圧するために、直列接続した第２の分圧抵抗を該チョ
ークコイルの両端間に接続すると共に、前記第１の分圧
抵抗の一端を前記第２の分圧抵抗の接続点に接続し、前
記第１の分圧抵抗の他端を前記基準電源のマイナス側端
子と同電位に接続したものである。
【００１０】このようにすると、各ＤＣ／ＤＣコンバー
タは、基準電源のマイナス側端子と同電位の第１の分圧
抵抗の他端を基準として、第１の分圧抵抗の接続点の電
圧レベルが基準電源の基準電圧と等しくなるようにスイ
ッチング素子のスイッチングを制御する。そのため、並
列運転時において負荷ひいては出力電流が急変し、チョ
ークコイルに存在する抵抗の両端間電圧が変動すると、
この変動分が第２の分圧抵抗の接続点で分割される。こ
のとき、第１の分圧抵抗の両端間電圧が一定値となるよ
うに制御されるため、この第１の分圧抵抗と並列に接続
される負荷と一方の第２の分圧抵抗との直列回路の両端
間電圧も一定となり、一方の第２の分圧抵抗の両端間に
発生する変動分が、そのまま出力電圧の変動分となる。
したがって、チョークコイルに存在する抵抗よりも十分
に大きな抵抗値の第２の分圧抵抗を選定すれば、この第
２の分圧抵抗による損失は極めて小さく、かつ出力電圧
ラインには抵抗が介在しないため、ＤＣ／ＤＣコンバー
タの並列運転時において、所望の負荷変動値を得ること
ができるとともに、従来よりも損失を著しく減らすこと
が可能になる。
タは、基準電源のマイナス側端子と同電位の第１の分圧
抵抗の他端を基準として、第１の分圧抵抗の接続点の電
圧レベルが基準電源の基準電圧と等しくなるようにスイ
ッチング素子のスイッチングを制御する。そのため、並
列運転時において負荷ひいては出力電流が急変し、チョ
ークコイルに存在する抵抗の両端間電圧が変動すると、
この変動分が第２の分圧抵抗の接続点で分割される。こ
のとき、第１の分圧抵抗の両端間電圧が一定値となるよ
うに制御されるため、この第１の分圧抵抗と並列に接続
される負荷と一方の第２の分圧抵抗との直列回路の両端
間電圧も一定となり、一方の第２の分圧抵抗の両端間に
発生する変動分が、そのまま出力電圧の変動分となる。
したがって、チョークコイルに存在する抵抗よりも十分
に大きな抵抗値の第２の分圧抵抗を選定すれば、この第
２の分圧抵抗による損失は極めて小さく、かつ出力電圧
ラインには抵抗が介在しないため、ＤＣ／ＤＣコンバー
タの並列運転時において、所望の負荷変動値を得ること
ができるとともに、従来よりも損失を著しく減らすこと
が可能になる。
【００１１】
【発明の実施形態】以下、本発明における好ましい実施
例について、添付図面を参照して詳細に説明する。な
お、従来例で示す図４と同一部分には同一符号を付し、
その共通する箇所の詳細な説明は重複するため省略す
る。
例について、添付図面を参照して詳細に説明する。な
お、従来例で示す図４と同一部分には同一符号を付し、
その共通する箇所の詳細な説明は重複するため省略す
る。
【００１２】図１および図２は、本発明の第１実施例を
示すもので、回路図を示す図１において、本実施例にお
ける各ＤＣ／ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…は、従来例に
おける抵抗Ｒ’の代わりに、基準電源10のマイナス側端
子との接続点21と、直列回路をなす分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２
の他端との接続点22の間にあるマイナス側出力電圧ライ
ンに、可変抵抗Ｒｏを接続している。したがって、この
場合は直列回路をなす分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２が、出力電圧
Ｖｏを供給する負荷９と並列に接続されることになる。
その他の構成は、従来例における図４と共通している
が、必要に応じてチョークコイル７と平滑コンデンサ８
との逆Ｌ形回路を多段に接続してもよい。
示すもので、回路図を示す図１において、本実施例にお
ける各ＤＣ／ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…は、従来例に
おける抵抗Ｒ’の代わりに、基準電源10のマイナス側端
子との接続点21と、直列回路をなす分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２
の他端との接続点22の間にあるマイナス側出力電圧ライ
ンに、可変抵抗Ｒｏを接続している。したがって、この
場合は直列回路をなす分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２が、出力電圧
Ｖｏを供給する負荷９と並列に接続されることになる。
その他の構成は、従来例における図４と共通している
が、必要に応じてチョークコイル７と平滑コンデンサ８
との逆Ｌ形回路を多段に接続してもよい。
【００１３】なお、23は分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点、
24は分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端とプラス側出力電圧ライ
ンとの接続点である。またここでは、接続点21を基準と
した接続点22の電圧、すなわち可変抵抗Ｒｏの両端間電
圧をＶＲｏとし、接続点22を基準とした接続点23の電
圧、すなわち分圧抵抗Ｒ２の両端間電圧をＶ２とし、接
続点23を基準とした接続点24の電圧、すなわち分圧抵抗
Ｒ１の両端間電圧をＶ１として以下説明する。
24は分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端とプラス側出力電圧ライ
ンとの接続点である。またここでは、接続点21を基準と
した接続点22の電圧、すなわち可変抵抗Ｒｏの両端間電
圧をＶＲｏとし、接続点22を基準とした接続点23の電
圧、すなわち分圧抵抗Ｒ２の両端間電圧をＶ２とし、接
続点23を基準とした接続点24の電圧、すなわち分圧抵抗
Ｒ１の両端間電圧をＶ１として以下説明する。
【００１４】次に、上記構成についてその作用を図２の
グラフを参照しながら説明する。スイッチング素子２の
スイッチングに伴ない、トランス１の一次巻線１Ａに直
流電源３からの直流入力電圧Ｖｉが断続的に印加され、
これによりトランス１の２次巻線１Ｂに発生する電圧を
整流平滑回路４で整流平滑することで、負荷９を接続す
る出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間に所定の直流出力電圧Ｖｏ
を供給する点は、従来例と同じである。
グラフを参照しながら説明する。スイッチング素子２の
スイッチングに伴ない、トランス１の一次巻線１Ａに直
流電源３からの直流入力電圧Ｖｉが断続的に印加され、
これによりトランス１の２次巻線１Ｂに発生する電圧を
整流平滑回路４で整流平滑することで、負荷９を接続す
る出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間に所定の直流出力電圧Ｖｏ
を供給する点は、従来例と同じである。
【００１５】一方、ここでの電圧安定化回路13は、基準
電源10のマイナス側端子との接続点21と、分圧抵抗Ｒ
１，Ｒ２の他端との接続点22の間にあるマイナス側電圧
ラインに可変抵抗Ｒｏが挿入接続されている関係で、接
続点21を基準として分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点23の電
圧レベルが基準電圧Ｖrefと等しくなるように、つまり
Ｖref＝ＶＲｏ＋Ｖ２の関係が保たれるように、スイッ
チング素子２のゲートに供給する駆動信号のパルス導通
幅を可変制御する。そのため、複数のＤＣ／ＤＣコンバ
ータＡ１，Ａ２…による並列運転時において、負荷９の
変動により例えば出力電流Ｉｏが急に増加し、可変抵抗
Ｒｏの両端間電圧ＶＲｏがΔＶ増加したとすると、分圧
抵抗Ｒ２の両端間電圧Ｖ２は同様にΔＶ低下すると共
に、この分圧抵抗Ｒ２と直列に接続される分圧抵抗Ｒ１
の両端間電圧Ｖ１は、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値比
（Ｒ１／Ｒ２）に比例してさらに低下する。したがっ
て、図２に示すように、出力電流Ｉｏに対する出力電圧
Ｖｏの見かけ上の変動ΔＶｏは、分圧抵抗Ｒ２の両端間
に発生する可変抵抗Ｒｏの両端間電圧ＶＲｏの変動分Δ
Ｖに加えて、この変動分ΔＶに分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵
抗値比（Ｒ１／Ｒ２）を掛け合わせたものとなり、従来
よりも小さな抵抗値の可変抵抗Ｒｏで、所定の負荷変動
値を得ることができる。
電源10のマイナス側端子との接続点21と、分圧抵抗Ｒ
１，Ｒ２の他端との接続点22の間にあるマイナス側電圧
ラインに可変抵抗Ｒｏが挿入接続されている関係で、接
続点21を基準として分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点23の電
圧レベルが基準電圧Ｖrefと等しくなるように、つまり
Ｖref＝ＶＲｏ＋Ｖ２の関係が保たれるように、スイッ
チング素子２のゲートに供給する駆動信号のパルス導通
幅を可変制御する。そのため、複数のＤＣ／ＤＣコンバ
ータＡ１，Ａ２…による並列運転時において、負荷９の
変動により例えば出力電流Ｉｏが急に増加し、可変抵抗
Ｒｏの両端間電圧ＶＲｏがΔＶ増加したとすると、分圧
抵抗Ｒ２の両端間電圧Ｖ２は同様にΔＶ低下すると共
に、この分圧抵抗Ｒ２と直列に接続される分圧抵抗Ｒ１
の両端間電圧Ｖ１は、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値比
（Ｒ１／Ｒ２）に比例してさらに低下する。したがっ
て、図２に示すように、出力電流Ｉｏに対する出力電圧
Ｖｏの見かけ上の変動ΔＶｏは、分圧抵抗Ｒ２の両端間
に発生する可変抵抗Ｒｏの両端間電圧ＶＲｏの変動分Δ
Ｖに加えて、この変動分ΔＶに分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵
抗値比（Ｒ１／Ｒ２）を掛け合わせたものとなり、従来
よりも小さな抵抗値の可変抵抗Ｒｏで、所定の負荷変動
値を得ることができる。
【００１６】一例として、並列運転時に負荷変動で出力
電流Ｉｏを０Ａから２Ａに急変させた場合を考える。従
来の図４に示す回路構成では、出力電圧Ｖｏを５Ｖから
４０ｍＶに低下させるのに、この４０ｍＶ分の電圧降下
に見合う２０ｍΩの抵抗Ｒ’が必要である。これに対し
て、本実施例における回路構成では、基準電圧Ｖrefが
１Ｖで、分圧抵抗Ｒ２に対する分圧抵抗Ｒ１の抵抗値比
（Ｒ１／Ｒ２）が４であるとすると、可変抵抗Ｒｏを５
ｍΩに選定すれば、出力電流Ｉｏが２Ａに急変したとき
の可変抵抗Ｒｏの両端間電圧ＶＲｏは１０ｍＶ（変動分
ΔＶ＝１０ｍＶ）となる。したがって、この場合の出力
電圧Ｖｏの変動分ΔＶｏは、分圧抵抗Ｒ２の両端間電圧
Ｖ２における変動分の１０ｍＶと、分圧抵抗Ｒ１の両端
間電圧Ｖ１における変動分の４０ｍＶとを加えた５０ｍ
Ｖとなり、従来の４分の１の抵抗値を有する可変抵抗Ｒ
ｏでありながら、従来以上に同じ出力電流Ｉｏで出力電
圧Ｖｏを低下させることが可能になる。したがって、通
常時の可変抵抗Ｒｏによる損失を著しく低減させること
ができる。
電流Ｉｏを０Ａから２Ａに急変させた場合を考える。従
来の図４に示す回路構成では、出力電圧Ｖｏを５Ｖから
４０ｍＶに低下させるのに、この４０ｍＶ分の電圧降下
に見合う２０ｍΩの抵抗Ｒ’が必要である。これに対し
て、本実施例における回路構成では、基準電圧Ｖrefが
１Ｖで、分圧抵抗Ｒ２に対する分圧抵抗Ｒ１の抵抗値比
（Ｒ１／Ｒ２）が４であるとすると、可変抵抗Ｒｏを５
ｍΩに選定すれば、出力電流Ｉｏが２Ａに急変したとき
の可変抵抗Ｒｏの両端間電圧ＶＲｏは１０ｍＶ（変動分
ΔＶ＝１０ｍＶ）となる。したがって、この場合の出力
電圧Ｖｏの変動分ΔＶｏは、分圧抵抗Ｒ２の両端間電圧
Ｖ２における変動分の１０ｍＶと、分圧抵抗Ｒ１の両端
間電圧Ｖ１における変動分の４０ｍＶとを加えた５０ｍ
Ｖとなり、従来の４分の１の抵抗値を有する可変抵抗Ｒ
ｏでありながら、従来以上に同じ出力電流Ｉｏで出力電
圧Ｖｏを低下させることが可能になる。したがって、通
常時の可変抵抗Ｒｏによる損失を著しく低減させること
ができる。
【００１７】以上のように本実施例によれば、スイッチ
ング素子２をスイッチングすることにより、トランス１
の二次巻線１Ｂに発生した電圧を整流平滑して負荷９に
直流出力電圧Ｖｏを供給すると共に、２個の直列接続し
た分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点23の電圧レベルと、基準
電源10の基準電圧Ｖrefとをコンパレータ11で比較し、
その比較結果に応じてスイッチング素子２のスイッチン
グを制御する並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータＡ
１，Ａ２…からなるスイッチング電源装置において、直
流出力電圧Ｖｏを供給する負荷９に前記分圧抵抗Ｒ１，
Ｒ２を並列接続すると共に、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端
との接続点22と、基準電源10のマイナス側端子との接続
点21との間にあるマイナス側出力電圧ラインに抵抗すな
わち可変抵抗Ｒｏを挿入接続している。
ング素子２をスイッチングすることにより、トランス１
の二次巻線１Ｂに発生した電圧を整流平滑して負荷９に
直流出力電圧Ｖｏを供給すると共に、２個の直列接続し
た分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点23の電圧レベルと、基準
電源10の基準電圧Ｖrefとをコンパレータ11で比較し、
その比較結果に応じてスイッチング素子２のスイッチン
グを制御する並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータＡ
１，Ａ２…からなるスイッチング電源装置において、直
流出力電圧Ｖｏを供給する負荷９に前記分圧抵抗Ｒ１，
Ｒ２を並列接続すると共に、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端
との接続点22と、基準電源10のマイナス側端子との接続
点21との間にあるマイナス側出力電圧ラインに抵抗すな
わち可変抵抗Ｒｏを挿入接続している。
【００１８】このようにすると、各ＤＣ／ＤＣコンバー
タＡ１，Ａ２…は、基準電源10のマイナス側端子とマイ
ナス側出力電圧ラインとの接続点21を基準として、分圧
抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点23の電圧レベルが基準電源10の
基準電圧Ｖrefと等しくなるようにスイッチング素子２
のスイッチングを制御する。そのため、並列運転時にお
いて負荷９ひいては出力電流Ｉｏが急変し、可変抵抗Ｒ
ｏの両端間電圧ＶＲｏが変動すると、他方の分圧抵抗Ｒ
２の両端間電圧Ｖ２はこれと同じ変動分ΔＶで変動する
と共に、分圧抵抗Ｒ２と直列に接続される一方の分圧抵
抗Ｒ１の両端間電圧Ｖ１は、前記変動分ΔＶに双方の分
圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値比（Ｒ１／Ｒ２）を掛け合せ
た分が変動する。したがって、出力電流Ｉｏに対する出
力電圧Ｖｏの見かけ上の変動ΔＶｏは、分圧抵抗Ｒ２の
両端間に発生する可変抵抗Ｒｏの両端間電圧ＶＲｏの変
動分ΔＶに加えて、この変動分ΔＶに分圧抵抗Ｒ１，Ｒ
２の抵抗値比（Ｒ１／Ｒ２）を掛け合わせたものとな
る。これにより、従来よりも小さな抵抗値の可変抵抗Ｒ
ｏで、所定の負荷変動値を得ることができると共に、通
常時の可変抵抗Ｒｏによる損失を著しく低減させること
ができる。
タＡ１，Ａ２…は、基準電源10のマイナス側端子とマイ
ナス側出力電圧ラインとの接続点21を基準として、分圧
抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点23の電圧レベルが基準電源10の
基準電圧Ｖrefと等しくなるようにスイッチング素子２
のスイッチングを制御する。そのため、並列運転時にお
いて負荷９ひいては出力電流Ｉｏが急変し、可変抵抗Ｒ
ｏの両端間電圧ＶＲｏが変動すると、他方の分圧抵抗Ｒ
２の両端間電圧Ｖ２はこれと同じ変動分ΔＶで変動する
と共に、分圧抵抗Ｒ２と直列に接続される一方の分圧抵
抗Ｒ１の両端間電圧Ｖ１は、前記変動分ΔＶに双方の分
圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値比（Ｒ１／Ｒ２）を掛け合せ
た分が変動する。したがって、出力電流Ｉｏに対する出
力電圧Ｖｏの見かけ上の変動ΔＶｏは、分圧抵抗Ｒ２の
両端間に発生する可変抵抗Ｒｏの両端間電圧ＶＲｏの変
動分ΔＶに加えて、この変動分ΔＶに分圧抵抗Ｒ１，Ｒ
２の抵抗値比（Ｒ１／Ｒ２）を掛け合わせたものとな
る。これにより、従来よりも小さな抵抗値の可変抵抗Ｒ
ｏで、所定の負荷変動値を得ることができると共に、通
常時の可変抵抗Ｒｏによる損失を著しく低減させること
ができる。
【００１９】次に、本発明の第２実施例を図３に基づき
説明する。なお、上記第１実施例と同一部分には同一符
号を付し、その共通する箇所の説明は重複するため省略
する。
説明する。なお、上記第１実施例と同一部分には同一符
号を付し、その共通する箇所の説明は重複するため省略
する。
【００２０】この実施例では、プラス側出力電圧ライン
に挿入接続したチョークコイル７に存在する抵抗Ｒｘを
利用している。具体的には、インダクタンスＬと抵抗Ｒ
ｘとの直列回路からなるチョークコイル７の両端間に、
直列接続された第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を接続し、前
記第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端を、この第２の分圧
抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点25に接続すると共に、基準電源
10のマイナス側端子と第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端
を、共にマイナス側出力電圧ラインに接続する。但し、
第１実施例とは異なり、基準電源10のマイナス側端子と
の接続点21と、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端との接続点22
との間は、抵抗などを介さず直接接続される。
に挿入接続したチョークコイル７に存在する抵抗Ｒｘを
利用している。具体的には、インダクタンスＬと抵抗Ｒ
ｘとの直列回路からなるチョークコイル７の両端間に、
直列接続された第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を接続し、前
記第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端を、この第２の分圧
抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点25に接続すると共に、基準電源
10のマイナス側端子と第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端
を、共にマイナス側出力電圧ラインに接続する。但し、
第１実施例とは異なり、基準電源10のマイナス側端子と
の接続点21と、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端との接続点22
との間は、抵抗などを介さず直接接続される。
【００２１】上記構成において、ここでの電圧安定化回
路13は、接続点21と同電位の接続点22を基準として、分
圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点23の電圧レベルが基準電圧Ｖ
refと等しくなるように、つまりＶref＝Ｖ２の関係が保
たれるように、スイッチング素子２のゲートに供給する
駆動信号のパルス導通幅を可変制御する。そのため、第
１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端が接続される第２の分圧
抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点の電圧レベル（Ｖ１＋Ｖ２）
も、所定の値に保たれる。一方、チョークコイル７は、
出力電流Ｉｏに比例して抵抗Ｒｘの両端間に電圧Ｖｘが
発生する。これと共に、第２の各分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の
両端間には、抵抗Ｒｘの両端間電圧Ｖｘをそれぞれの抵
抗値比に応じて分圧した電圧Ｖ３，Ｖ４が発生する。
路13は、接続点21と同電位の接続点22を基準として、分
圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点23の電圧レベルが基準電圧Ｖ
refと等しくなるように、つまりＶref＝Ｖ２の関係が保
たれるように、スイッチング素子２のゲートに供給する
駆動信号のパルス導通幅を可変制御する。そのため、第
１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端が接続される第２の分圧
抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点の電圧レベル（Ｖ１＋Ｖ２）
も、所定の値に保たれる。一方、チョークコイル７は、
出力電流Ｉｏに比例して抵抗Ｒｘの両端間に電圧Ｖｘが
発生する。これと共に、第２の各分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の
両端間には、抵抗Ｒｘの両端間電圧Ｖｘをそれぞれの抵
抗値比に応じて分圧した電圧Ｖ３，Ｖ４が発生する。
【００２２】複数のＤＣ／ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…
による並列運転時において、負荷９の変動により例えば
出力電流Ｉｏが急に増加し、チョークコイル７を構成す
る抵抗Ｒｘの両端間電圧ＶｘがΔＶｘ増加したとする
と、分圧抵抗Ｒ４の両端間電圧Ｖ４は、直列接続した分
圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の合計抵抗値（Ｒ３＋Ｒ４）と、分圧
抵抗Ｒ４単独の抵抗値との比に応じた分が増加する。す
なわち、この分圧抵抗Ｒ４の両端間電圧Ｖ４の変動分Δ
Ｖ４は、次の数１にてあらわせる。
による並列運転時において、負荷９の変動により例えば
出力電流Ｉｏが急に増加し、チョークコイル７を構成す
る抵抗Ｒｘの両端間電圧ＶｘがΔＶｘ増加したとする
と、分圧抵抗Ｒ４の両端間電圧Ｖ４は、直列接続した分
圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の合計抵抗値（Ｒ３＋Ｒ４）と、分圧
抵抗Ｒ４単独の抵抗値との比に応じた分が増加する。す
なわち、この分圧抵抗Ｒ４の両端間電圧Ｖ４の変動分Δ
Ｖ４は、次の数１にてあらわせる。
【００２３】
【数１】
【００２４】一方、電圧安定化回路13は、接続点22を基
準として第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点の電圧レベ
ル（Ｖ１＋Ｖ２）を一定に保つように制御を行なうた
め、この分圧抵抗Ｒ４の両端間電圧Ｖ４の変動分ΔＶ４
が、そのまま出力電圧Ｖｏの変動分ΔＶｏとなる。した
がって、第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値がチョーク
コイル７に存在する抵抗Ｒｘの抵抗値よりも十分に高く
なるように、第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を選定すれば、
第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４による損失は極めて小さく、
かつ出力電圧ラインには抵抗が介在しないため、ＤＣ／
ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…の並列運転時において、所
望の負荷変動値を得ることができるとともに、従来の抵
抗による損失を極力減らすことが可能になる。
準として第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点の電圧レベ
ル（Ｖ１＋Ｖ２）を一定に保つように制御を行なうた
め、この分圧抵抗Ｒ４の両端間電圧Ｖ４の変動分ΔＶ４
が、そのまま出力電圧Ｖｏの変動分ΔＶｏとなる。した
がって、第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値がチョーク
コイル７に存在する抵抗Ｒｘの抵抗値よりも十分に高く
なるように、第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を選定すれば、
第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４による損失は極めて小さく、
かつ出力電圧ラインには抵抗が介在しないため、ＤＣ／
ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…の並列運転時において、所
望の負荷変動値を得ることができるとともに、従来の抵
抗による損失を極力減らすことが可能になる。
【００２５】一例として、チョークコイル７に存在する
抵抗Ｒｘの抵抗値が４０ｍΩであったとすると、第２の
分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値比を１：１に選定すれば、
並列運転時に負荷変動で出力電流Ｉｏが２Ａに急変した
ときに、分圧抵抗Ｒ４の両端間電圧Ｖ４の変動分ΔＶ４
は４０ｍＶとなり、先ほど従来例の回路構成で示した出
力電圧Ｖｏの変動分に一致する。このように、実質的に
チョークコイル７の両端間に第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４
を接続するだけで、わざわざ出力電圧ラインに抵抗を介
在させなくても、所望の負荷変動値を得ることができ
る。
抵抗Ｒｘの抵抗値が４０ｍΩであったとすると、第２の
分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値比を１：１に選定すれば、
並列運転時に負荷変動で出力電流Ｉｏが２Ａに急変した
ときに、分圧抵抗Ｒ４の両端間電圧Ｖ４の変動分ΔＶ４
は４０ｍＶとなり、先ほど従来例の回路構成で示した出
力電圧Ｖｏの変動分に一致する。このように、実質的に
チョークコイル７の両端間に第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４
を接続するだけで、わざわざ出力電圧ラインに抵抗を介
在させなくても、所望の負荷変動値を得ることができ
る。
【００２６】以上のように本実施例においては、スイッ
チング素子２をスイッチングすることにより、トランス
１の二次巻線１Ｂに発生した電圧を整流平滑回路４によ
り整流平滑して負荷９に直流出力電圧Ｖｏを供給すると
共に、直列接続した第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点
23の電圧レベルと、基準電源10の基準電圧Ｖrefとをコ
ンパレータ11で比較し、その比較結果に応じてスイッチ
ング素子２のスイッチングを制御する並列接続されたＤ
Ｃ／ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…からなるスイッチング
電源装置において、整流平滑回路４は少なくとも出力電
圧ラインに挿入接続されたチョークコイル７を備え、こ
のチョークコイル７に存在する抵抗Ｒｘの両端間電圧Ｖ
ｘを分圧するために、直列接続した第２の分圧抵抗Ｒ
３，Ｒ４をチョークコイル７の両端間に接続すると共
に、第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端を第２の分圧抵抗
Ｒ３，Ｒ４の接続点25に接続し、第１の分圧抵抗Ｒ１，
Ｒ２の他端22を基準電源10のマイナス側端子と同電位に
接続している。
チング素子２をスイッチングすることにより、トランス
１の二次巻線１Ｂに発生した電圧を整流平滑回路４によ
り整流平滑して負荷９に直流出力電圧Ｖｏを供給すると
共に、直列接続した第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点
23の電圧レベルと、基準電源10の基準電圧Ｖrefとをコ
ンパレータ11で比較し、その比較結果に応じてスイッチ
ング素子２のスイッチングを制御する並列接続されたＤ
Ｃ／ＤＣコンバータＡ１，Ａ２…からなるスイッチング
電源装置において、整流平滑回路４は少なくとも出力電
圧ラインに挿入接続されたチョークコイル７を備え、こ
のチョークコイル７に存在する抵抗Ｒｘの両端間電圧Ｖ
ｘを分圧するために、直列接続した第２の分圧抵抗Ｒ
３，Ｒ４をチョークコイル７の両端間に接続すると共
に、第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の一端を第２の分圧抵抗
Ｒ３，Ｒ４の接続点25に接続し、第１の分圧抵抗Ｒ１，
Ｒ２の他端22を基準電源10のマイナス側端子と同電位に
接続している。
【００２７】このようにすると、各ＤＣ／ＤＣコンバー
タＡ１，Ａ２…は、基準電源10のマイナス側端子と同電
位の第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端を基準として、分
圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点23の電圧レベルＶ１が基準電
源10の基準電圧Ｖrefと等しくなるようにスイッチング
素子２のスイッチングを制御する。そのため、並列運転
時において負荷９ひいては出力電流Ｉｏが急変し、チョ
ークコイル７に存在する抵抗Ｒｘの両端間電圧Ｖｘが変
動すると、この変動分ΔＶｘが第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ
４の接続点25で分割される。このとき、第１の分圧抵抗
Ｒ１，Ｒ２の両端間電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が一定値となる
ように制御されるため、この第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２
と並列に接続される負荷９と一方の第２の分圧抵抗Ｒ４
との直列回路の両端間電圧（Ｖｏ＋Ｖ４）も一定とな
り、一方の第２の分圧抵抗Ｒ４の両端間に発生する変動
分ΔＶ４が、そのまま出力電圧Ｖｏの変動分ΔＶｏとな
る。したがって、抵抗Ｒｘよりも十分に大きな抵抗値の
第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を選定すれば、この第２の分
圧抵抗Ｒ３，Ｒ４による損失は極めて小さく、かつ出力
電圧ラインには抵抗が介在しないため、ＤＣ／ＤＣコン
バータＡ１，Ａ２…の並列運転時において、所望の負荷
変動値を得ることができるとともに、従来よりも損失を
著しく減らすことが可能になる。
タＡ１，Ａ２…は、基準電源10のマイナス側端子と同電
位の第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端を基準として、分
圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点23の電圧レベルＶ１が基準電
源10の基準電圧Ｖrefと等しくなるようにスイッチング
素子２のスイッチングを制御する。そのため、並列運転
時において負荷９ひいては出力電流Ｉｏが急変し、チョ
ークコイル７に存在する抵抗Ｒｘの両端間電圧Ｖｘが変
動すると、この変動分ΔＶｘが第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ
４の接続点25で分割される。このとき、第１の分圧抵抗
Ｒ１，Ｒ２の両端間電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が一定値となる
ように制御されるため、この第１の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２
と並列に接続される負荷９と一方の第２の分圧抵抗Ｒ４
との直列回路の両端間電圧（Ｖｏ＋Ｖ４）も一定とな
り、一方の第２の分圧抵抗Ｒ４の両端間に発生する変動
分ΔＶ４が、そのまま出力電圧Ｖｏの変動分ΔＶｏとな
る。したがって、抵抗Ｒｘよりも十分に大きな抵抗値の
第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を選定すれば、この第２の分
圧抵抗Ｒ３，Ｒ４による損失は極めて小さく、かつ出力
電圧ラインには抵抗が介在しないため、ＤＣ／ＤＣコン
バータＡ１，Ａ２…の並列運転時において、所望の負荷
変動値を得ることができるとともに、従来よりも損失を
著しく減らすことが可能になる。
【００２８】またこの場合は、第２の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ
４の抵抗値を適宜選定するだけで、出力電流Ｉｏに対す
る出力電圧Ｖｏの変動分ΔＶｏを、簡単に設定すること
ができる。
４の抵抗値を適宜選定するだけで、出力電流Ｉｏに対す
る出力電圧Ｖｏの変動分ΔＶｏを、簡単に設定すること
ができる。
【００２９】なお、本発明は前記実施例に限定されるも
のではなく、種々の変形実施が可能である。例えば、実
施例ではフォワード形のスイッチング電源装置について
説明したが、他の形式のスイッチング電源装置にも適用
できる。
のではなく、種々の変形実施が可能である。例えば、実
施例ではフォワード形のスイッチング電源装置について
説明したが、他の形式のスイッチング電源装置にも適用
できる。
【００３０】
【発明の効果】本発明の請求項１のスイッチング電源装
置によれば、所望の負荷変動値を得る機能を損なわず
に、損失を著しく減らすことの可能なスイッチング電源
装置を提供できる。
置によれば、所望の負荷変動値を得る機能を損なわず
に、損失を著しく減らすことの可能なスイッチング電源
装置を提供できる。
【００３１】本発明の請求項２のスイッチング電源装置
によれば、所望の負荷変動値を得る機能を損なわずに、
損失を著しく減らすことの可能なスイッチング電源装置
を提供できる。
によれば、所望の負荷変動値を得る機能を損なわずに、
損失を著しく減らすことの可能なスイッチング電源装置
を提供できる。
【図１】本発明の第１実施例におけるスイッチング電源
装置の回路図である。
装置の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例における出力電流と出力電
圧との関係を示すグラフである。
圧との関係を示すグラフである。
【図３】本発明の第２実施例におけるスイッチング電源
装置の回路図である。
装置の回路図である。
【図４】従来例におけるスイッチング電源装置の回路図
である。
である。
【図５】従来例における出力電流と出力電圧との関係を
示すグラフである。
示すグラフである。
１ トランス ２ スイッチング素子 ４ 整流平滑回路 ７ チョークコイル ９ 負荷 10 基準電源 11 コンパレータ Ａ１，Ａ２ ＤＣ／ＤＣコンバータ Ｒｏ 可変抵抗（抵抗） Ｒ１，Ｒ２ 分圧抵抗（第１の分圧抵抗） Ｒ３，Ｒ４ 第２の分圧抵抗 Ｒｘ チョークコイルに存在する抵抗
Claims (2)
- 【請求項１】 スイッチング素子をスイッチングするこ
とにより、トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平
滑して負荷に直流出力電圧を供給すると共に、直列接続
した分圧抵抗の接続点の電圧レベルと、基準電源の基準
電圧とをコンパレータで比較し、その比較結果に応じて
スイッチング素子のスイッチングを制御する並列接続さ
れたＤＣ／ＤＣコンバータからなるスイッチング電源装
置において、前記分圧抵抗を前記負荷に並列接続すると
共に、前記分圧抵抗の他端との接続点と、前記基準電源
のマイナス側端子との接続点との間にあるマイナス側出
力電圧ラインに抵抗を挿入接続したことを特徴とするス
イッチング電源装置。 - 【請求項２】 スイッチング素子をスイッチングするこ
とにより、トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平
滑回路により整流平滑して負荷に直流出力電圧を供給す
ると共に、直列接続した第１の分圧抵抗の接続点の電圧
レベルと、基準電源の基準電圧とをコンパレータで比較
し、その比較結果に応じてスイッチング素子のスイッチ
ングを制御する並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータか
らなるスイッチング電源装置において、前記整流平滑回
路は出力電圧ラインに挿入接続されたチョークコイルを
備え、このチョークコイルに存在する抵抗の両端間電圧
を分圧するために、直列接続した第２の分圧抵抗を該チ
ョークコイルの両端間に接続すると共に、前記第１の分
圧抵抗の一端を前記第２の分圧抵抗の接続点に接続し、
前記第１の分圧抵抗の他端を前記基準電源のマイナス側
端子と同電位に接続したことを特徴とするスイッチング
電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001110900A JP4748432B2 (ja) | 2001-04-10 | 2001-04-10 | スイッチング電源装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001110900A JP4748432B2 (ja) | 2001-04-10 | 2001-04-10 | スイッチング電源装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002315339A true JP2002315339A (ja) | 2002-10-25 |
| JP4748432B2 JP4748432B2 (ja) | 2011-08-17 |
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ID=18962591
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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|---|---|
| JP (1) | JP4748432B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6839180B2 (en) | 2002-03-05 | 2005-01-04 | Yazaki Corporation | Combiner and on-vehicle display unit including the same |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000014139A (ja) * | 1998-06-22 | 2000-01-14 | Sanken Electric Co Ltd | 直流変換器 |
| JP2000116125A (ja) * | 1998-10-05 | 2000-04-21 | Fujitsu Denso Ltd | 電源装置 |
| JP2000193687A (ja) * | 1998-12-25 | 2000-07-14 | Toyota Autom Loom Works Ltd | 電流検出回路、およびその電流検出回路を備えたｄｃ／ｄｃコンバ―タ |
-
2001
- 2001-04-10 JP JP2001110900A patent/JP4748432B2/ja not_active Expired - Lifetime
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