JP2002246860A - 受信装置における振幅レベル自動調整装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ディジタル式のＡＧＣ方式を実現でき、しか
も振幅補正の演算時間及び回路規模を大幅に軽減できる
構成の振幅レベル自動調整装置を提供することである。 【解決手段】 ディジタル無線通信システムの受信装置
において、受信電力算出部１１は受信信号Ｓの電力レベ
ルＳ^２を算出し、ビット位置判定部１２では受信電力レ
ベルＳ^２の最上位ビット位置を判定する。振幅補正信号
生成部１３は判定された最上位ビット位置に応じた振幅
レベル補正信号を生成する振幅補正部１４では、受信信
号に、上記振幅レベル補正信号を乗算して振幅変動を一
定範囲に補正した信号を出力する。この場合、上記乗算
はビットシフトと加算で実現する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル無線通信
システムにおける受信装置の自動利得調整（ＡＧＣ）用
ディジタル装置に係り、特にプリアンブル部とデータ部
からなるフレーム構成を有する通信方式や、幅広い振幅
レベルを有する受信信号、例えば、ＯＦＤＭ（直交周波
数分割多重、Orthogonal Frequency Division Multiple
xing）受信信号などの受信装置の振幅レベル自動調整等
に好適な装置の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の受信装置における振幅レベル自動
調整（ＡＧＣ）方法は図５に示すように、受信装置の可
変利得アンプＡの出力信号を検波回路Ｄでアナログ的に
検波し、その検波出力に応じて利得制御回路Ｇがアンプ
Ａの利得を制御していた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の方法を
実施する装置は、アナログ回路で構成されるので、ディ
ジタル無線通信システムの受信装置を構成するディジタ
ルＩＣに組み込むことができない問題がある。

【０００４】また利得がプリアンブル部以降のデータ部
で一定である必要があるディジタル無線通信システムに
おいて、上述したアナログ的な回路構成ではその利得を
一定に保持することができない問題がある。本発明の目
的は上述した従来技術の問題を解決するため、ディジタ
ル信号処理により受信信号の振幅レベルを自動調整可能
な装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、第１の発明の受信装置における振幅レベル自動調整
装置は、ディジタル無線通信システムにおける受信装置
において、受信信号の電力レベルを自乗和演算により算
出する受信電力レベル算出手段と、受信電力レベルの最
上位ビット位置を判定し、自乗和演算結果を格納するレ
ジスタの空きビット数を計算するビット判定手段と、上
記判定結果に応じた振幅レベル補正信号を生成する補正
信号生成手段と、上記振幅レベル補正信号に応じて受信
信号の振幅を補正する振幅補正手段と、を備えたことを
要旨とする。

【０００６】第１の発明において、前記補正信号生成手
段は、前記振幅レベル補正信号として空きビット数に応
じたビットシフト量からビットシフト信号及び選択信号
を出力し、かつ前記振幅補正手段は受信信号及びその
０．７５倍の信号を生成する演算回路、上記選択信号に
応答して上記何れかの信号を選択する選択回路、及び前
記シフト信号に応じて選択回路の出力信号をビットシフ
トするビットシフト回路から成る構成としてもよい。

【０００７】また第２の発明は、ＯＦＤＭ受信装置にお
いて、受信信号のプリアンブル部の電力レベルを自乗和
演算により算出する受信電力レベル算出手段と、受信電
力レベルの最上位ビット位置を判定し、自乗和演算結果
を格納するレジスタの空きビット数を計算するビット判
定手段と、上記判定手段に応じた振幅レベル補正信号を
生成する補正信号生成手段と、上記振幅レベル補正信号
を次のフレーム区間まで保持する保持手段と、保持され
ている振幅レベル補正信号に応じて上記フレーム区間の
プリアンブル部以降のデータ部の信号の振幅を補正する
振幅補正手段と、を備えたことを要旨とする。

【０００８】

【発明の実施の形態】図１は本発明の振幅レベル自動調
整装置の一実施例の基本的構成を示す。同図において、
１０はディジタル無線通信システムにおける受信装置に
適用される振幅レベル自動調整装置１０で、受信電力レ
ベル算出部１１、ビット位置判定部１２、補正信号生成
部１３及び振幅補正部１４から成る。受信電力レベル算
出部１１では受信信号Ｓの電力レベルＳ^２を算出し、ビ
ット位置判定部１２は受信電力レベルＳ^２の最上位ビッ
ト位置を判定し、レジスタの空きビット数を算出する。
振幅補正信号生成部１３は判定されたビット位置に応じ
た振幅レベル補正信号を生成する。

【０００９】振幅補正部１４では、受信信号Ｓを、上記
振幅レベル補正信号に応じて振幅変動を一定範囲に補正
した信号Ｓ’を出力する。

【００１０】本発明装置の基本的機能は上述した通りで
あるが、本発明が適用されるディジタル無線通信システ
ムにおける信号のフォーマットがプリアンブル部とデー
タ部から成るフレーム構成を有する場合、本発明の振幅
レベル自動調整装置において、受信電力レベル算出部１
１は一定時間（プリアンブル期間）における受信信号の
累計電力を計算する。また振幅の補正信号生成部１３は
振幅補正部１４での振幅補正のための演算をビットシフ
ト及び加算だけで簡単に実現できるようにするため、前
記振幅レベル補正信号（振幅を補正する際の利得に対応
した補正係数）を２のｎ乗、またはその簡単な組み合わ
せにする。この際、演算結果のオーバーフローを避ける
ため、補正信号の振幅を正規化した場合の１以下にす
る。

【００１１】このように本発明では、振幅を判定する際
にレジスタの最上位ビットから求められる空きビット数
のみを判定すればよいこと、空きビット数のみで補正係
数が決まること、ビットシフトと加算の組み合わせで乗
算相当の演算を実現できること、により回路規模を大幅
に軽減できる特長がある。

【００１２】次に本発明の振幅レベル自動調整装置１０
を図２に示すように信号のフォーマットがプリアンブル
部とデータ部から成るフレーム構成を有するディジタル
無線通信装置に適用した実施例について説明する。同図
において、１は受信アンテナ、２はダウンコンバータ、
３は直交復調器、４はＡ／Ｄコンバータ、５は周波数誤
差補正部、６は位相誤差補正部、７はＦＦＴ演算回路で
ある。

【００１３】受信アンテナ１で受信された信号はダウン
コンバータ２によりＩＦ信号に変換され、更に直交復調
器３でＩＦ信号からＩ，Ｑ成分のベースバンド信号が復
調される。このベースバンド信号はＡ／Ｄコンバータ４
によりディジタル信号に変換され周波数誤差補正部５に
入力され、ここで周波数誤差を補正する。

【００１４】そしてＦＦＴ演算回路７は、上記周波数誤
差補正部５から振幅レベル自動調整装置１０を介して入
力されるデータ部をＦＦＴ演算して位相誤差補正部６に
出力し、ここで位相誤差補正を行って最終出力を得る。
位相誤差補正部６はＦＦＴ演算のタイミングのずれから
生じる前記位相誤差を補正するものである。

【００１５】図３は図２のディジタル無線通信装置にお
ける振幅レベル自動調整装置１０の前述した特長を有す
る具体的構成例を示す。同図において、１１ａは受信電
力算出部１１を構成する自乗和回路で、周波数誤差補正
部５の出力信号をＸ，Ｙ、装置１０で振幅を補正した後
の出力信号をＩ，Ｑとする。まず電力ａ^２

【００１６】

【数１】 Ｘ^２＋Ｙ^２＝ａ^２ （１） を計算し、ａ^２はビット位置判定部１２に入力される。
ビット位置判定部１２は電力ａ^２の最上位ビット位置を
判定し、空きビット数を算出する。ａ^２のビット長をｂ
とし、自乗和演算結果のビット幅をｃとした場合、空き
ビットデータを（ｃ−ｂ）として補正信号生成部１３及
び選択信号出力部１５に送る。補正信号生成部１３で
は、振幅の変動幅は理論的には振幅の最小値と最大値が
３ｄＢ程度の範囲内に収まることを理想とし、補正係数
を２^{（ｃ−ｂ）／２}のように定めて生成した振幅レベル
補正信号を出力する。この場合、Ｘ、Ｙに補正係数に応
じて振幅を補正する訳であるが、単に振幅が１ビット増
えると、乗算する補正係数を１次減らすような計算方法
では、６ｄＢの変化幅となってしまう。そこで変化幅を
３ｄＢに抑えるために補正係数は上述のように平方根を
とる。これにより受信信号の振幅が１ｂｉｔ大きくなる
までの間に乗算される補正係数は３ｄＢ変化する（同じ
ビット長ならば変化の範囲は３ｄＢである）。このよう
にすれば全ての受信信号の補正出力値を３ｄＢの範囲内
に収束させることができる。このように３ｄＢの範囲内
に収束させるものとした場合、振幅補正部１４では、

【００１７】

【数２】 Ｉ＝Ｘ×２^{（ｃ−ｂ）／２} Ｑ＝Ｙ×２^{（ｃ−ｂ）／２} （２） の乗算を行って補正された信号Ｉ，Ｑを得る（ｃは定
数）。しかるに上述した補正演算によると理論的には３
ｄＢ（＝０．７１４…）のステップでＩ，Ｑの数値が変
動することになるが、この演算をそのまま実現させると
すると、計算コストが大きくなってしまう。

【００１８】そこで本発明では、計算コストを軽減させ
るため、３ｄＢではなくその近似値として０．７５
（０．５＋０．２５）のステップでＩ，Ｑの数値が変動
するような下記の補正演算を実行する。

【００１９】

【数３】 （ｃ−ｂ）が奇数の時 Ｉ＝Ｘ×２^{（（ｃ−１）−ｂ）／２}＋Ｘ×２^{（（ｃ−３）−ｂ）／２} Ｑ＝Ｙ×２^{（（ｃ−１）−ｂ）／２}＋Ｙ×２^{（（ｃ−３）−ｂ）／２} （３） （ｃ−ｂ）が偶数の時 Ｉ＝Ｘ×２^{（ｃ−ｂ）／２} Ｑ＝Ｙ×２^{（ｃ−ｂ）／２} （４） 上記補正演算を実行するため、補正信号生成部１３は前
記最上位ビット位置信号に応じたビットシフト量２
^{（ｃ−ｂ）／２}を有するシフト信号Ｓ１を、また選択信
号出力部１５は選択信号Ｓ２（ｂ−ｃが奇数か偶数を示
す信号で、ｃ−ｂの２進表示の最下位ビット）を、前記
振幅レベル補正信号として出力する。なお、（２）〜
（４）式に示すように補正係数の次数に２分の１乗が含
まれるのは、最上位ビット判定のために自乗和による２
次元の情報を用いているので、補正係数としては１次元
の情報とするためである。

【００２０】また振幅補正部１４は（３），（４）式の
補正演算を実行するため、受信信号Ｘ，Ｙを０．７５倍
する演算回路１４ａ、選択回路１４ｂ及びシフト回路１
４ｃから成る。また演算回路１４ａはシフト回路１４ａ
１，１４ａ２、１４ａ４及び加算器１４ａ３で構成され
る。シフト回路１４ａ１は１ビットシフトにより１／
２、シフト回路１４ａ２は更に１ビットシフトにより１
／４にするもので、加算器１４ａ３の出力には入力を
０．７５倍した出力を得ることができる。またシフト回
路１４ａ４は入力Ｘ，Ｙを２倍する。

【００２１】前記空きビットデータ（ｃ−ｂ）の最下位
ビットが偶数の時は、選択信号Ｓ２に応答して選択回路
１４ｂは受信信号Ｘ，Ｙを選択し、奇数の時はＸ，Ｙの
０．７５倍を選択してシフト回路１４ｃに入力する。シ
フト回路１４ｃは２^{（ｃ−ｂ ）／２}のビットシフトを行
い、（３）又は（４）式の演算により振幅補正された信
号Ｉ，Ｑを出力する。

【００２２】以上の動作を、更に具体的に説明すれば、
図３は入力信号のデータバスライン幅Ｂ１が４ビットで
構成され、有効桁が２ビットのケースを例にしている。
まず、入力信号Ｘ，Ｙを２倍、０．５倍、０．２５倍、
した信号をそれぞれ演算回路１４で算出する。この演算
はビットシフトで簡潔に出来る。０．５倍、０．２５
倍、した信号はそれぞれ加算して０．７５倍の信号を作
成する。ここで一時的にビットシフトの際、ビットシフ
ト用の図示していないレジスタを拡張するが、演算後は
４ビットに戻す。

【００２３】一方で入力信号の自乗和回路１１ａで自乗
和演算を行う。自乗和回路１１ａを経て得られた演算結
果は自乗和の有効桁の増加に繋がり、対応するためにデ
ータバスライン幅Ｂ２を２倍の８ビットとする。また有
効桁も２倍、あるいは２倍＋１となる。図では有効桁は
４ビットになったものとしている。ビット位置判定部１
２で有効桁の最上位ビットを検索し、その結果を補正信
号生成部１３と選択信号出力（最下位ビット検出）部１
５に送る。図の場合は８ビットのレジスタ１３ａに対
し、最上位ビット位置信号ｂが４ビット目にあたるので
２進表示では「１００」となる。最下位ビット検出部１
５は最上位ビット位置信号の最下位ビットデータを選択
信号Ｓ２として選択回路１４ｂのスイッチに送る。図の
場合は最上位ビット位置信号ｂが「１００」なので、ス
イッチ１４ｂに送られる最下位ビットの値は「０」であ
る。（３）、（４）式で見た場合、このビットの値はビ
ット長が偶数か奇数かの選択信号Ｓ２を意味している。
補正信号生成部１３では最上位ビット位置信号ｂを基に
ビットシフト量Ｓ１を決定する。Ｓ２により選択された
信号に対しビットシフトにより振幅補正を行う。この振
幅補正の結果、上記レジスタのデータバスライン幅Ｂ１
と同じ有効桁の振幅補正信号が得られる。上述したよう
に図３の装置は、補正演算をビットシフトと加算処理の
組み合わせの回路構成で実施することができるので、演
算時間を短縮し、回路規模の減少を図ることが可能であ
る。

【００２４】図４は本発明による振幅補正の効果を示
す。同図において、Ｄ１はＸ，Ｙに該当する振幅補正前
の数値として装置１０に入力したデータ、Ｄ２は（２）
式の補正演算により振幅補正をした時の出力データ、Ｄ
３は（３），（４）式の補正演算により振幅をした時の
出力データである。Ｄ３の分布から図４の装置による振
幅補正の結果、振幅変動を３．７５ｄＢの範囲内に収め
られていることがわかる。

【００２５】図６はＯＦＤＭ受信装置に本発明を適用し
た実施例を示す。同図において、１は受信アンテナ、２
はダウンコンバータ、３は直交復調器、４はＡ／Ｄコン
バータ、５は周波数誤差補正部、６は１次位相誤差補正
部、６’は２次位相誤差補正部、７はＦＦＴ演算回路、
１０は上述した振幅レベル自動調整装置である。

【００２６】受信アンテナ１で受信されたＯＦＤＭ信号
はダウンコンバータ２によりＩＦ信号に変換され、更に
直交復調器３でＩＦ信号からＩ，Ｑ成分のベースバンド
信号が復調される。このベースバンド信号はＡ／Ｄコン
バータ４によりディジタル信号に変換され周波数誤差補
正部５に入力される。図７に示したＯＦＤＭ信号フォー
マットの場合、周波数誤差補正部５において、セレクタ
５ａがディジタル変換されたＯＦＤＭ信号のプリアンブ
ル部のＡ，Ｂフィールド成分と、プリアンブル部のＣフ
ィールド及びデータ部（ペイロード部）を抽出する。プ
リアンブル部のＡ，Ｂフィールド成分はタイミング検出
回路５ｂに入力され、該回路によりＦＦＴタイミング信
号が検出され、また上記Ａ，Ｂフィールド成分が周波数
誤差検出回路５ｃに入力されて周波数誤差が検出され
る。ＦＦＴタイミング信号はＦＦＴ演算回路８に入力さ
れると共に周波数誤差補正信号生成回路５ｄは上記周波
数誤差に基づいて周波数誤差補正信号を生成し、該周波
数誤差補正信号を、複素乗算回路５ｅで、前記Ｃフィー
ルド成分及びデータ部に複素乗算することにより、周波
数誤差を補正する。

【００２７】そしてＦＦＴ演算回路７は、上記ＦＦＴタ
イミング信号に基づいて周波数誤差補正部５からのデー
タ部をＦＦＴ演算して１次位相誤差補正部６に出力す
る。１次位相誤差補正部６はＦＦＴ演算のタイミングの
ずれから生じる前記位相誤差を補正するもので、セレク
タ６ａによりＦＦＴ演算回路７の出力からプリアンブル
部のＣフィールド成分及びデータ部を抽出すると共に位
相誤差検出回路６ｂが上記Ｃフィールド成分に基づいて
位相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて位相誤差補
正信号生成回路６ｃか位相誤差補正信号を生成する。こ
の位相誤差補正信号は複素乗算回路６ｄで、上記データ
部に複素除算され、前記位相誤差を補正する。

【００２８】２次位相誤差補正部６’は、例えば、送信
側クロックと受信側クロック間の相対誤差に基づく位相
誤差を補正するために設けている。２次位相誤差補正部
６’送信側クロックと受信側クロック間の相対誤差に起
因して残留する位相誤差を補正するもので、セレクタ７
ａにより１次位相誤差補正部６の出力からデータ部のパ
イロット信号を含むＩ，Ｑ成分を分離する。上記成分は
パイロット信号抽出部７ｂに入力され、これによりデー
タ部のシンボル間のパイロット信号が抽出される。この
パイロット信号は上記クロック間の相対誤差に起因して
残留する位相誤差に相当する位相を有しているので、位
相誤差補正信号生成回路７ｃにより上記パイロット信号
の共役信号を位相誤差補正信号として生成する。この共
役信号は複素乗算回路７ｄによりデータ部のパイロット
信号に複素乗算され、前記位相誤差を補正する。

【００２９】図８は上記ＯＦＤＭ受信装置における振幅
レベル自動調整装置１０の一構成例を示す。同図におい
て、１０ａは受信電力レベル算出部、１０ｂはビット判
定部、１０ｃは補正信号生成部で、これら各部の機能は
図３の説明から明らかである。１０ｄは保持部で、振幅
レベル補正信号を図７の１フレーム区間まで保持する。
１０ｅは振幅補正部で、保持されている振幅レベル補正
信号に応じて上記フレーム区間のプリアンブル部以降の
データ部の信号の振幅を補正する。

【００３０】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、デ
ィジタル的にＡＧＣ方式を実現することができ、しかも
ビットシフトと加算のみで補正演算を行うようにしてい
るので、演算時間及び回路規模を大幅に軽減できるので
実用上の効果は多大である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の基本的構成を示すブロック
図である。

【図２】本発明をディジタル無線受信装置に適用した一
実施態様の構成を示すブロック図である。

【図３】本発明の振幅レベル自動調整装置の具体的構成
例を示すブロック図である。

【図４】本発明による振幅補正の効果を示す説明図であ
る。

【図５】従来のアナログ式ＡＧＣ回路の説明図である。

【図６】本発明をＯＦＤＭ受信装置に適用した一実施態
様の構成を示すブロック図である。

【図７】ＯＦＤＭ信号のフォーマットのフレーム構成を
示す図である。

【図８】図６の装置における振幅レベル自動調整装置の
構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０ 振幅レベル自動調整装置 １１ 受信電力算出部 １２ ビット位置判定部 １３ 補正信号生成部 １４ 振幅補正部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 須永 徹 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 盧 鋒 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 高田 宏正 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 前山 利幸 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 Ｆターム(参考） 5C026 BA00 BA01 BA12 BA18 5J100 JA01 KA05 LA00 LA08 LA10 SA02 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD33 5K061 AA07 AA13 CC01 CC52 CD04

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル無線通信システムにおける受
   信装置において、 受信信号の電力レベルを自乗和演算により算出する受信
   電力レベル算出手段と、 受信電力レベルの最上位ビット位置を判定し、自乗和演
   算結果を格納するレジスタの空きビット数を計算するビ
   ット判定手段と、 上記判定結果に応じた振幅レベル補正信号を生成する補
   正信号生成手段と、 上記振幅レベル補正信号に応じて受信信号の振幅を補正
   する振幅補正手段と、 を備えたことを特徴とする受信装置における振幅レベル
   自動調整装置。
2. 【請求項２】 前記補正信号生成手段は、前記振幅レベ
   ル補正信号として空きビット数に応じたビットシフト量
   から、ビットシフト信号及び選択信号を出力し、かつ前
   記振幅補正手段は受信信号の２倍及びその０．７５倍の
   信号を生成する演算回路、上記選択信号に応答して上記
   何れかの信号を選択する選択回路、及び前記ビットシフ
   ト信号に応じて選択回路の出力信号をビットシフトする
   ビットシフト回路から成ることを特徴とする請求項１記
   載の受信装置における振幅レベル自動調整装置。
3. 【請求項３】 ＯＦＤＭ受信装置において、 受信信号のプリアンブル部の電力レベルを自乗和演算に
   より算出する受信電力レベル算出手段と、 受信電力レベルの最上位ビット位置を判定し、自乗和演
   算結果を格納するレジスタの空きビット数を計算するビ
   ット判定手段と、 上記判定結果に応じた振幅レベル補正信号を生成する補
   正信号生成手段と、 上記振幅レベル補正信号を次のフレーム区間まで保持す
   る保持手段と、 保持されている振幅レベル補正信号に応じて上記フレー
   ム区間のプリアンブル部以降のデータ部の信号の振幅を
   補正する振幅補正手段と、 を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置における振
   幅レベル自動調整装置。