JP2002237750A - 時間的遅延の短い周波数比較装置 - Google Patents
時間的遅延の短い周波数比較装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
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- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】基準信号とＶＣＯを分周した出力信号との周波
数差に応じたコントロール信号を出力する位相／周波数
比較装置の高速化、回路の簡略化を図る。 【解決手段】基準信号Ｖｒｅｆと分周器ＤＩＶからの出
力信号Ｖｄｉｖとの差分を取り出す位相／周波数比較器
ＰＤとチャージポンプＣＰを備え、チャージ電流Ｉｃｓ
に基づいてコントロール信号Ｖｃｎｔを生成する容量性
エレメントＣｓとを備える。
数差に応じたコントロール信号を出力する位相／周波数
比較装置の高速化、回路の簡略化を図る。 【解決手段】基準信号Ｖｒｅｆと分周器ＤＩＶからの出
力信号Ｖｄｉｖとの差分を取り出す位相／周波数比較器
ＰＤとチャージポンプＣＰを備え、チャージ電流Ｉｃｓ
に基づいてコントロール信号Ｖｃｎｔを生成する容量性
エレメントＣｓとを備える。
Description
【０００１】本発明は、第１及び第２入力信号を受信
し、これら信号の間にある周波数差分を表すコントロー
ル信号を出力するように構成された、比較装置に関す
る。
し、これら信号の間にある周波数差分を表すコントロー
ル信号を出力するように構成された、比較装置に関す
る。
【０００２】このタイプの装置は、周波数合成装置、特
に、テレビ、デコーダボックス又はセルラーフォンのよ
うな無線信号受信装置における発振周波数をコントロー
ルするために通常使用される。この装置においては、周
波数変換は、変換すべき信号を、この合成装置の出力信
号と混合することにより、行われる。周波数合成装置を
コントロールするための比較装置は、特に米国特許第
５，２１６，３７４号により知られている。第１及び第
２の信号として、この装置は、発振器の出力信号と、基
準信号とを受信するように構成されている。マイクロコ
ントローラにより、この既知の装置は、入力信号の間に
ある周波数の差分を計算し、デジタルコントロール信号
を生成する。このデジタルコントロール信号は、連続的
なパルスを含んでおり、これらはこの計算結果により定
まる幅を有している。そして、デジタルコントロール信
号は、アナログ電圧に変換され、発振器のコントロール
入力に印加され、その出力信号の周波数を調整する。こ
のため既知の装置は、極めて複雑な構造のデジタル回路
を用いて、入力信号の間の周波数差分の量的測定を生成
するとともに、この測定結果を、コントロール信号のパ
ルス幅変調に変換する。このタイプの回路は、特にその
複雑さにより生ずる長い応答時間による大きな設計上の
問題を有している。また、既知の構造は、１つの集積回
路の形式で製造することを困難にしており、製造コスト
を高くしており、使用を難しくしている。
に、テレビ、デコーダボックス又はセルラーフォンのよ
うな無線信号受信装置における発振周波数をコントロー
ルするために通常使用される。この装置においては、周
波数変換は、変換すべき信号を、この合成装置の出力信
号と混合することにより、行われる。周波数合成装置を
コントロールするための比較装置は、特に米国特許第
５，２１６，３７４号により知られている。第１及び第
２の信号として、この装置は、発振器の出力信号と、基
準信号とを受信するように構成されている。マイクロコ
ントローラにより、この既知の装置は、入力信号の間に
ある周波数の差分を計算し、デジタルコントロール信号
を生成する。このデジタルコントロール信号は、連続的
なパルスを含んでおり、これらはこの計算結果により定
まる幅を有している。そして、デジタルコントロール信
号は、アナログ電圧に変換され、発振器のコントロール
入力に印加され、その出力信号の周波数を調整する。こ
のため既知の装置は、極めて複雑な構造のデジタル回路
を用いて、入力信号の間の周波数差分の量的測定を生成
するとともに、この測定結果を、コントロール信号のパ
ルス幅変調に変換する。このタイプの回路は、特にその
複雑さにより生ずる長い応答時間による大きな設計上の
問題を有している。また、既知の構造は、１つの集積回
路の形式で製造することを困難にしており、製造コスト
を高くしており、使用を難しくしている。
【０００３】本発明の目的は、極めて簡単な構造の比較
装置を提供することにより、これらの欠点を排除するこ
とであり、これは簡単に集積化され、その応答時間は非
常に短い。
装置を提供することにより、これらの欠点を排除するこ
とであり、これは簡単に集積化され、その応答時間は非
常に短い。
【０００４】実際上、本発明においては、冒頭のパラグ
ラフに係る比較装置は、 ・第１及び第２入力信号を受信し、調整信号を出力す
る、位相／周波数比較器と、 ・調整信号に基づいて変化する値を有するチャージ電流
を出力する、少なくとも１つの電流源と、 ・チャージ電流を流し、前記コントロール信号を生成す
る、容量性エレメントと、を備えるとともに、位相／周
波数比較器は、調整信号が連続的なパルスを備えるよう
に構成されており、各パルスは、第１及び第２入力信号
の間にある周波数差分に基づいて変調された幅を有して
いる。
ラフに係る比較装置は、 ・第１及び第２入力信号を受信し、調整信号を出力す
る、位相／周波数比較器と、 ・調整信号に基づいて変化する値を有するチャージ電流
を出力する、少なくとも１つの電流源と、 ・チャージ電流を流し、前記コントロール信号を生成す
る、容量性エレメントと、を備えるとともに、位相／周
波数比較器は、調整信号が連続的なパルスを備えるよう
に構成されており、各パルスは、第１及び第２入力信号
の間にある周波数差分に基づいて変調された幅を有して
いる。
【０００５】本発明に係る比較装置は、その入力信号の
間にある周波数差分を、量的に測定することを必要とし
ない。このタイプの差分は、調整信号のパルス幅の変化
を自動的に生じさせる。この変化は、その結果として、
チャージ電流の値の変化を生じさせる。プロセスの態様
においては、これは、既存の位相ロックループで発生す
る。実質的に一定周波数を有する調整信号により、調整
信号のパルス幅の高周波数変調で、コントロール信号に
高周波数変化させることができることで、本発明は識別
される。それ故、本発明によれば、既存の構造の電流源
は、高周波数変化のチャージ電流を生成することがで
き、この電流源自体は高い周波数でスイッチすることを
必要としない。
間にある周波数差分を、量的に測定することを必要とし
ない。このタイプの差分は、調整信号のパルス幅の変化
を自動的に生じさせる。この変化は、その結果として、
チャージ電流の値の変化を生じさせる。プロセスの態様
においては、これは、既存の位相ロックループで発生す
る。実質的に一定周波数を有する調整信号により、調整
信号のパルス幅の高周波数変調で、コントロール信号に
高周波数変化させることができることで、本発明は識別
される。それ故、本発明によれば、既存の構造の電流源
は、高周波数変化のチャージ電流を生成することがで
き、この電流源自体は高い周波数でスイッチすることを
必要としない。
【０００６】本発明の特定の実施形態においては、位相
／周波数比較器は、フリップフロップを含んでおり、１
又はゼロに設定される前記フリップフロップの入力は、
それぞれ前記第１及び第２入力信号により定められ、前
記フリップフロップの出力は前記コントロール信号を出
力する。
／周波数比較器は、フリップフロップを含んでおり、１
又はゼロに設定される前記フリップフロップの入力は、
それぞれ前記第１及び第２入力信号により定められ、前
記フリップフロップの出力は前記コントロール信号を出
力する。
【０００７】この実施形態によれば、これはその簡潔さ
による利点を有しており、調整信号のパルスの幅は、フ
リップフロップＲＳにより変調される。これは、安価で
集積化の容易なコンポーネントである。
による利点を有しており、調整信号のパルスの幅は、フ
リップフロップＲＳにより変調される。これは、安価で
集積化の容易なコンポーネントである。
【０００８】本発明は、周波数合成装置をコントロール
するために用いられると、有利であろう。この周波数合
成装置は、 ・コントロール信号によりコントロールされる発振周波
数を有する出力信号を出力する、発振器と、 ・上述した比較装置であって、その第１及び第２入力信
号は、それぞれ、発振器の出力信号及び基準信号からな
り、コントロール信号を発振器に供給する、装置と、を
含んでいる。
するために用いられると、有利であろう。この周波数合
成装置は、 ・コントロール信号によりコントロールされる発振周波
数を有する出力信号を出力する、発振器と、 ・上述した比較装置であって、その第１及び第２入力信
号は、それぞれ、発振器の出力信号及び基準信号からな
り、コントロール信号を発振器に供給する、装置と、を
含んでいる。
【０００９】先に述べたように、その実施形態の１つに
おいては、本発明は、無線信号を受信するために構成さ
れた装置に関するものであり、 ・無線信号を受信し、この信号を、無線周波数として知
られている周波数の電気出力信号に変換する、入力段
と、 ・上述した周波数合成装置であって、発振周波数として
知られている周波数の出力信号を出力する、周波数合成
装置と、 ・入力段の出力信号と周波数合成装置の出力信号とを受
信し、無線周波数と発振周波数の間の差分に等しい周波
数を有する信号を出力する、ミキサと、を含んでいる。
おいては、本発明は、無線信号を受信するために構成さ
れた装置に関するものであり、 ・無線信号を受信し、この信号を、無線周波数として知
られている周波数の電気出力信号に変換する、入力段
と、 ・上述した周波数合成装置であって、発振周波数として
知られている周波数の出力信号を出力する、周波数合成
装置と、 ・入力段の出力信号と周波数合成装置の出力信号とを受
信し、無線周波数と発振周波数の間の差分に等しい周波
数を有する信号を出力する、ミキサと、を含んでいる。
【００１０】最後に、より一般的には、本発明は、発振
器の発振周波数を、コントロールされた電圧でコントロ
ールする方法であって、 ・調整信号を生成し、この調整信号は、連続的なパルス
からなり、各パルスは、前記第１及び第２入力信号の間
にある周波数差分に基づいて変調された幅を有してお
り、 ・少なくとも１つの電流源を定めるために前記調整信号
を用い、この電流源はチャージ電流を出力し、 ・前記チャージ電流を前記容量性エレメントに流すこと
により、容量性エレメントで生成された電圧を、コント
ロール信号として用いる、ステージを含んでいる。
器の発振周波数を、コントロールされた電圧でコントロ
ールする方法であって、 ・調整信号を生成し、この調整信号は、連続的なパルス
からなり、各パルスは、前記第１及び第２入力信号の間
にある周波数差分に基づいて変調された幅を有してお
り、 ・少なくとも１つの電流源を定めるために前記調整信号
を用い、この電流源はチャージ電流を出力し、 ・前記チャージ電流を前記容量性エレメントに流すこと
により、容量性エレメントで生成された電圧を、コント
ロール信号として用いる、ステージを含んでいる。
【００１１】本発明は、添付した図面を参照した非限定
的に提供された以下の記述によりより良く理解されるで
あろう。
的に提供された以下の記述によりより良く理解されるで
あろう。
【００１２】図１は、例えば、テレビ、デコーダボック
ス又はセルラーフォンである無線信号受信装置を概念的
に示している。
ス又はセルラーフォンである無線信号受信装置を概念的
に示している。
【００１３】この装置は、以下を備えている。
【００１４】・入力段ＡＦ。この例では、これはアンテ
ナとフィルタリングシステムである。これは無線信号を
受信し、この信号を無線周波数として知られている周波
数ＦＲの電気出力信号Ｖｆｒに変換する。
ナとフィルタリングシステムである。これは無線信号を
受信し、この信号を無線周波数として知られている周波
数ＦＲの電気出力信号Ｖｆｒに変換する。
【００１５】・周波数合成装置（ＯＳＣ，ＣＭＰ）。こ
れは、発振周波数として知られている周波数ＦＬＯの出
力信号Ｖｌｏを出力するように構成されている。
れは、発振周波数として知られている周波数ＦＬＯの出
力信号Ｖｌｏを出力するように構成されている。
【００１６】・ミキサＭＸ。これは、入力段ＡＦ及び周
波数合成装置（ＯＳＣ，ＣＭＰ）の出力信号Ｖｆｒ及び
Ｖｌｏを受信し、周波数ＦＩの信号Ｖｆｉを出力する。
周波数ＦＩは、中間周波数として知られており、無線周
波数ＦＲと発振周波数ＦＬＯとの差分に等しい。
波数合成装置（ＯＳＣ，ＣＭＰ）の出力信号Ｖｆｒ及び
Ｖｌｏを受信し、周波数ＦＩの信号Ｖｆｉを出力する。
周波数ＦＩは、中間周波数として知られており、無線周
波数ＦＲと発振周波数ＦＬＯとの差分に等しい。
【００１７】既知の技術によれば、発振周波数ＦＬＯの
選択は、無線周波数ＦＲの選択を可能にする。実際は、
中間周波数ＦＩの値は、選択的なフィルタリングシステ
ムにより定められるが、これは図面には表されていな
い。このため、ＦＩ＝ＦＲ−ＦＬＯ、ＦＲ＝ＦＩ−ＦＬ
Ｏを適用する。ここで述べる装置においては、周波数合
成装置は、以下を備えている。
選択は、無線周波数ＦＲの選択を可能にする。実際は、
中間周波数ＦＩの値は、選択的なフィルタリングシステ
ムにより定められるが、これは図面には表されていな
い。このため、ＦＩ＝ＦＲ−ＦＬＯ、ＦＲ＝ＦＩ−ＦＬ
Ｏを適用する。ここで述べる装置においては、周波数合
成装置は、以下を備えている。
【００１８】・発振器ＯＳＣ。合成装置の出力信号Ｖｌ
ｏを出力する。この発振周波数ＦＬＯは、コントロール
信号によりコントロールされる。
ｏを出力する。この発振周波数ＦＬＯは、コントロール
信号によりコントロールされる。
【００１９】・本発明に係る比較装置ＣＭＰ。この第１
及び第２入力信号は、それぞれ、発振器ＯＳＣの出力信
号Ｖｌｏから得られる信号Ｖｄｉｖと、基準信号Ｖｒｅ
ｆにより、構成される。この装置ＣＭＰは、コントロー
ル信号Ｖｃｎｔを発振器ＯＳＣに供給するように、構成
される。
及び第２入力信号は、それぞれ、発振器ＯＳＣの出力信
号Ｖｌｏから得られる信号Ｖｄｉｖと、基準信号Ｖｒｅ
ｆにより、構成される。この装置ＣＭＰは、コントロー
ル信号Ｖｃｎｔを発振器ＯＳＣに供給するように、構成
される。
【００２０】基準信号Ｖｒｅｆは、例えば、水晶発振器
ＸＴＡＬにより生成することができる。この水晶発振器
の周波数ＦＲＥＦは、正確にコントロールされる。
ＸＴＡＬにより生成することができる。この水晶発振器
の周波数ＦＲＥＦは、正確にコントロールされる。
【００２１】比較装置ＣＭＰは、第１及び第２入力信号
Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆの周波数の間に、差分を検出した
時に、コントロール信号の変化を上げるようにするよう
に構成されている。これにより、発振周波数ＦＬＯを調
整することができ、比較装置ＣＭＰで検出された差分
が、消滅する。
Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆの周波数の間に、差分を検出した
時に、コントロール信号の変化を上げるようにするよう
に構成されている。これにより、発振周波数ＦＬＯを調
整することができ、比較装置ＣＭＰで検出された差分
が、消滅する。
【００２２】ここで述べられている例においては、周波
数分周器ＤＩＶが、発振器ＯＳＣの出力と比較装置ＣＭ
Ｐとの間に、挿入されている。この周波数分周器ＤＩＶ
は、その入力信号Ｖｌｏの周波数ＦＬＯとその出力信号
Ｖｄｉｖの周波数ＦＤＩＶとの間で、分周を行う。この
比率はＲとして知られており、ここでは、Ｒ＝ＦＬＯ／
ＦＤＩＶであり、選択信号ＳＥＬにより装置のユーザが
決定する。この周波数分周器ＤＩＶの存在は、発振周波
数ＦＬＯの選択における、つまり、無線周波数ＦＲの選
択における、ある程度の自由度の提供を、可能にする。
実際には、平衡状条により、ＦＤＩＶ＝ＦＲＥＦであ
り、ＦＬＯ＝Ｒ・ＦＲＥＦ又はＦＲ＝ＦＩ・Ｒ・ＦＲＥ
Ｆである。
数分周器ＤＩＶが、発振器ＯＳＣの出力と比較装置ＣＭ
Ｐとの間に、挿入されている。この周波数分周器ＤＩＶ
は、その入力信号Ｖｌｏの周波数ＦＬＯとその出力信号
Ｖｄｉｖの周波数ＦＤＩＶとの間で、分周を行う。この
比率はＲとして知られており、ここでは、Ｒ＝ＦＬＯ／
ＦＤＩＶであり、選択信号ＳＥＬにより装置のユーザが
決定する。この周波数分周器ＤＩＶの存在は、発振周波
数ＦＬＯの選択における、つまり、無線周波数ＦＲの選
択における、ある程度の自由度の提供を、可能にする。
実際には、平衡状条により、ＦＤＩＶ＝ＦＲＥＦであ
り、ＦＬＯ＝Ｒ・ＦＲＥＦ又はＦＲ＝ＦＩ・Ｒ・ＦＲＥ
Ｆである。
【００２３】本発明に係るこの実施形態に記述された比
較装置ＣＭＰは、以下を備えている。
較装置ＣＭＰは、以下を備えている。
【００２４】・位相／周波数比較器ＰＤ。これは、第１
及び第２入力信号Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆを受信し、調整
信号Ｔｕｎを出力するように構成されている。
及び第２入力信号Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆを受信し、調整
信号Ｔｕｎを出力するように構成されている。
【００２５】・チャージポンプＣＰ。これは２つの電流
源を備えており、調整信号Ｔｕｎに基づいて変化する値
を有するチャージ電流Ｉｃｓを出力するよう構成されて
いる。
源を備えており、調整信号Ｔｕｎに基づいて変化する値
を有するチャージ電流Ｉｃｓを出力するよう構成されて
いる。
【００２６】・容量性エレメントＣｓ。これは、これを
通じてチャージ電流Ｉｃｓを流し、コントロール信号Ｖ
ｃｎｔを生成するように構成されている。
通じてチャージ電流Ｉｃｓを流し、コントロール信号Ｖ
ｃｎｔを生成するように構成されている。
【００２７】本発明によれば、位相／周波数比較器ＰＤ
は、調整信号Ｔｕｎが連続的なパルスを備えるように構
成されている。各パルスは、第１及び第２入力信号Ｖｄ
ｉｖ及びＶｒｅｆの間にある周波数差分に基づいて変調
される幅を有している。
は、調整信号Ｔｕｎが連続的なパルスを備えるように構
成されている。各パルスは、第１及び第２入力信号Ｖｄ
ｉｖ及びＶｒｅｆの間にある周波数差分に基づいて変調
される幅を有している。
【００２８】そして、比較装置ＣＭＰが、その入力信号
Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆの周波数の間に差分を検出したと
きは、調整信号ＴｕｎはＫとして知られている変化可能
な周期的比率を有する。これは、チャージ電流Ｉｃｓの
値を変化させ、これにより、コントロール信号Ｖｃｎｔ
を変化させる。正の電流Ｉｃｓは、容量性エレメントＣ
ｓを充電し、コントロール信号Ｖｃｎｔの値を増加さ
せ、発振周波数ＦＬＯを増加させる。これとは反対に、
負の電流Ｉｃｓは、容量性エレメントＣｓを放電し、コ
ントロール信号Ｖｃｎｔの値を減少させ、発振周波数Ｆ
ＬＯを減少させる。本発明は、実質的に一定周波数の調
整信号Ｔｕｎにより、コントロール信号Ｖｃｎｔに高周
波数の変化をさせることを可能にすることにより、識別
される。これは、調整信号Ｔｕｎのパルス幅の高周波数
変調によるものであり、この信号の周期的比率Ｋによる
ものである。
Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆの周波数の間に差分を検出したと
きは、調整信号ＴｕｎはＫとして知られている変化可能
な周期的比率を有する。これは、チャージ電流Ｉｃｓの
値を変化させ、これにより、コントロール信号Ｖｃｎｔ
を変化させる。正の電流Ｉｃｓは、容量性エレメントＣ
ｓを充電し、コントロール信号Ｖｃｎｔの値を増加さ
せ、発振周波数ＦＬＯを増加させる。これとは反対に、
負の電流Ｉｃｓは、容量性エレメントＣｓを放電し、コ
ントロール信号Ｖｃｎｔの値を減少させ、発振周波数Ｆ
ＬＯを減少させる。本発明は、実質的に一定周波数の調
整信号Ｔｕｎにより、コントロール信号Ｖｃｎｔに高周
波数の変化をさせることを可能にすることにより、識別
される。これは、調整信号Ｔｕｎのパルス幅の高周波数
変調によるものであり、この信号の周期的比率Ｋによる
ものである。
【００２９】このため、本発明によれば、既存の構造を
有するチャージポンプＣＰの周波数は、制限されると知
られているが、高い周波数変化を有するチャージ電流Ｉ
ｃｓを生成することができる。これは、チャージポンプ
ＣＰ自体は、高い周波数でスイッチすることを必要とし
ない。このため、本発明は、合成装置の出力信号におけ
る周波数の調整の正確性を、増大させることができる。
特に、およそギガヘルツの高い周波数で、合成装置の大
きなコスト増を招かない。本発明に係る比較装置ＣＭＰ
の応答スピードは、平衡に対して大きく反対的に作用す
ることがある大きな補正を回避するために、位相／周波
数検出器ＰＤとチャージポンプＣＰとの間に、ローパス
フィルタを挿入し、調整信号Ｔｕｎの平均値を表す信号
を生成するようにした。
有するチャージポンプＣＰの周波数は、制限されると知
られているが、高い周波数変化を有するチャージ電流Ｉ
ｃｓを生成することができる。これは、チャージポンプ
ＣＰ自体は、高い周波数でスイッチすることを必要とし
ない。このため、本発明は、合成装置の出力信号におけ
る周波数の調整の正確性を、増大させることができる。
特に、およそギガヘルツの高い周波数で、合成装置の大
きなコスト増を招かない。本発明に係る比較装置ＣＭＰ
の応答スピードは、平衡に対して大きく反対的に作用す
ることがある大きな補正を回避するために、位相／周波
数検出器ＰＤとチャージポンプＣＰとの間に、ローパス
フィルタを挿入し、調整信号Ｔｕｎの平均値を表す信号
を生成するようにした。
【００３０】図２は、本発明の特に有利な実施形態に係
る比較装置を部分的に表すブロック図である。この装置
は、位相／周波数比較器ＰＤとチャージポンプＣＰとを
備えている。
る比較装置を部分的に表すブロック図である。この装置
は、位相／周波数比較器ＰＤとチャージポンプＣＰとを
備えている。
【００３１】チャージポンプＣＰは、第１及び第２電流
源ＩＯｐ及びＩＯｎを含んでいる。これらは、正の電源
端子ＶＣＣとグランドとの間に、直列に配置されてい
る。これらは、調整信号Ｔｕｎの値に基づいて、電流Ｉ
Ｏを交互に出力するよう構成されている。これらの電流
源の中間ノードは、チャージポンプＣＰの出力を構成し
ている。これは、チャージ電流Ｉｃｓを出力するように
構成されており、これは正又は負にすることができる。
ここで述べている例においては、第１電流源ＩＯｐは、
調整信号Ｔｕｎが論理レベル０を有する時に、導通状態
になり、一方、第２電流源ＩＯｎは、調整信号Ｔｕｎが
論理レベル１を有する時に、導通状態になる。そして、
第１及び第２電流源ＩＯｐ及びＩＯｎは、それぞれ、Ｐ
ＮＰ及びＮＰＮタイプのバイポーラトランジスタに基づ
いて、又は、ＰＭＯＳ及びＮＭＯＳタイプのＭＯＳトラ
ンジスタに基づいて、有利に提供されるであろう。
源ＩＯｐ及びＩＯｎを含んでいる。これらは、正の電源
端子ＶＣＣとグランドとの間に、直列に配置されてい
る。これらは、調整信号Ｔｕｎの値に基づいて、電流Ｉ
Ｏを交互に出力するよう構成されている。これらの電流
源の中間ノードは、チャージポンプＣＰの出力を構成し
ている。これは、チャージ電流Ｉｃｓを出力するように
構成されており、これは正又は負にすることができる。
ここで述べている例においては、第１電流源ＩＯｐは、
調整信号Ｔｕｎが論理レベル０を有する時に、導通状態
になり、一方、第２電流源ＩＯｎは、調整信号Ｔｕｎが
論理レベル１を有する時に、導通状態になる。そして、
第１及び第２電流源ＩＯｐ及びＩＯｎは、それぞれ、Ｐ
ＮＰ及びＮＰＮタイプのバイポーラトランジスタに基づ
いて、又は、ＰＭＯＳ及びＮＭＯＳタイプのＭＯＳトラ
ンジスタに基づいて、有利に提供されるであろう。
【００３２】それ故、調整信号Ｔｕｎの周期比率Ｋは、
信号が論理レベル１を有している期間と、その周期の１
つの期間との間の比により定義される。これは、電流Ｉ
ｃｓの平均値を決定する。実際は、Ｋ＝０．５の場合、
この電流Ｉｃｓの平均値はゼロである。なぜなら、同じ
期間の間、第１及び第２電流源ＩＯｐ及びＩＯｎは時間
的に等しい期間、導通するからである。
信号が論理レベル１を有している期間と、その周期の１
つの期間との間の比により定義される。これは、電流Ｉ
ｃｓの平均値を決定する。実際は、Ｋ＝０．５の場合、
この電流Ｉｃｓの平均値はゼロである。なぜなら、同じ
期間の間、第１及び第２電流源ＩＯｐ及びＩＯｎは時間
的に等しい期間、導通するからである。
【００３３】Ｋが０．５より低い場合、第１電流源ＩＯ
ｐは、調整信号Ｔｕｎの同じ期間に対する第２電流源Ｉ
Ｏｎよりも、長い期間、導通する。そして、チャージ電
流ＩＯｎの平均値は正になる。これに対して、Ｋが０．
５よりも大きい場合、第２電流源ＩＯｎは、調整信号Ｔ
ｕｎの同じ期間に対する第１電流源ＩＯｐよりも、長い
期間、導通する。そして、チャージ電流Ｉｃｓの平均値
は負になる。
ｐは、調整信号Ｔｕｎの同じ期間に対する第２電流源Ｉ
Ｏｎよりも、長い期間、導通する。そして、チャージ電
流ＩＯｎの平均値は正になる。これに対して、Ｋが０．
５よりも大きい場合、第２電流源ＩＯｎは、調整信号Ｔ
ｕｎの同じ期間に対する第１電流源ＩＯｐよりも、長い
期間、導通する。そして、チャージ電流Ｉｃｓの平均値
は負になる。
【００３４】この実施形態においては、位相／周波数比
較器ＰＤは、ＲＳＬとして知られているフリップフロッ
プＲＳを含んでおり、その入力ＳＬ及びＲＬは、１又は
ゼロに設定される。これらの入力は、第１及び第２入力
信号Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆによりそれぞれ設定される。
その出力ＱＬは、コントロール信号Ｔｕｎを出力する。
フリップフロップＲＳの既知の特性によれば、入力ＳＬ
が論理レベル１を受けた場合、出力ＱＬは、次に入力Ｒ
Ｌが論理レベル１を受けるまで、論理レベル１に設定さ
れる。入力ＲＬの論理レベル１は、出力ＱＬを論理レベ
ル０に設定する作用を有する。
較器ＰＤは、ＲＳＬとして知られているフリップフロッ
プＲＳを含んでおり、その入力ＳＬ及びＲＬは、１又は
ゼロに設定される。これらの入力は、第１及び第２入力
信号Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆによりそれぞれ設定される。
その出力ＱＬは、コントロール信号Ｔｕｎを出力する。
フリップフロップＲＳの既知の特性によれば、入力ＳＬ
が論理レベル１を受けた場合、出力ＱＬは、次に入力Ｒ
Ｌが論理レベル１を受けるまで、論理レベル１に設定さ
れる。入力ＲＬの論理レベル１は、出力ＱＬを論理レベ
ル０に設定する作用を有する。
【００３５】ここで述べる位相／周波数比較器ＰＤは、
以下も備えている。
以下も備えている。
【００３６】・第１及び第２入力信号Ｖｄｉｖ及びＶｒ
ｅｆのアクティブフロントである第１及び第２の検出器
Ｌ１及びＬ２。この例では、Ｄ型フリップフロップのメ
モリフリップフロップにより構成されている。このデー
タ入力Ｄ１及びＤ２は、正の電源端子ＶＣＣに接続され
ており、この出力Ｑ１及びＱ２は、フリップフロップＲ
ＳＬのＳＬ及びＲＬを、１及びゼロに設定するために、
入力にそれぞれ接続されている。
ｅｆのアクティブフロントである第１及び第２の検出器
Ｌ１及びＬ２。この例では、Ｄ型フリップフロップのメ
モリフリップフロップにより構成されている。このデー
タ入力Ｄ１及びＤ２は、正の電源端子ＶＣＣに接続され
ており、この出力Ｑ１及びＱ２は、フリップフロップＲ
ＳＬのＳＬ及びＲＬを、１及びゼロに設定するために、
入力にそれぞれ接続されている。
【００３７】・第１及び第２検出器Ｌ１及びＬ２の再初
期化手段Ｐ１及びＰ２。これらは、検出されたアクティ
ブフロントがフリップフロップＲＳＬにより判断された
ときに、検出器Ｌ１又はＬ２の一方又は他方を非活性に
するように構成されている。この例では、検出器Ｌ１又
はＬ２の非活性は、その出力Ｑ１又はＱ２の設定を、論
理レベル０に導く。例えば再初期化手段は、当業者に知
られているパルス生成器からなり、その出力は検出器Ｌ
１及びＬ２の再初期化入力Ｒ１及びＲ２に接続される。
期化手段Ｐ１及びＰ２。これらは、検出されたアクティ
ブフロントがフリップフロップＲＳＬにより判断された
ときに、検出器Ｌ１又はＬ２の一方又は他方を非活性に
するように構成されている。この例では、検出器Ｌ１又
はＬ２の非活性は、その出力Ｑ１又はＱ２の設定を、論
理レベル０に導く。例えば再初期化手段は、当業者に知
られているパルス生成器からなり、その出力は検出器Ｌ
１及びＬ２の再初期化入力Ｒ１及びＲ２に接続される。
【００３８】この位相／周波数比較器ＰＤにおいては、
第１入力信号Ｖｄｉｖのアクティブエッジは、調整信号
Ｔｕｎのリーディングエッジを発生させ、一方、第２入
力信号のアクティブエッジは、調整信号Ｔｕｎのトレー
リングエッジを発生させる。したがって、調整信号Ｔｕ
ｎの周期的比率Ｋが０．５に等しい場合の平衡条件は、
第１及び第２入力信号Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆが反対位相
にあることである。
第１入力信号Ｖｄｉｖのアクティブエッジは、調整信号
Ｔｕｎのリーディングエッジを発生させ、一方、第２入
力信号のアクティブエッジは、調整信号Ｔｕｎのトレー
リングエッジを発生させる。したがって、調整信号Ｔｕ
ｎの周期的比率Ｋが０．５に等しい場合の平衡条件は、
第１及び第２入力信号Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆが反対位相
にあることである。
【００３９】第１及び第２電流源ＩＯｐ及びＩＯｎの配
線を逆転することは、１又はゼロに設定される入力ＳＬ
及びＲＬを逆転することと同様に、本発明に係る比較装
置の大きな変更を生ずることなく、完全に考え出すこと
ができることが、理解されるであろう。
線を逆転することは、１又はゼロに設定される入力ＳＬ
及びＲＬを逆転することと同様に、本発明に係る比較装
置の大きな変更を生ずることなく、完全に考え出すこと
ができることが、理解されるであろう。
【００４０】図３は、タイシング図の形式で、上述した
比較装置に現れる種々の信号の展開を示している。
比較装置に現れる種々の信号の展開を示している。
【００４１】装置の第２入力信号は、この場合、基準信
号Ｖｒｅｆの形式をとっており、これは周期的であり、
０．５の周期比率を有している。またこれは一定期間に
わたって、一定である。ここで述べた例においては、こ
れはｔ０の瞬間にリーディングエッジを有する。ｔ１の
瞬間は、検出器Ｌ２の時間的遅延により、ｔ０の瞬間か
ら時間間隔ｔｌ２だけ引き離されているが、このｔ１の
瞬間に、この検出器の出力Ｑ２は論理レベル１になり、
フリップフロップＲＳＬの出力ＱＬはゼロに設定され
る。これは、その相補的な出力Ｑｌｎを１に設定する。
ｔ２の瞬間は、パルス発生器Ｐ２の時間的遅延により、
ｔ１の瞬間から時間間隔ｔｐ２だけ引き離されている
が、このｔ２の瞬間に、検出器の再初期化入力Ｒ２は論
理レベル１を受信する。ｔ３の瞬間は、検出器Ｌ２の時
間的遅延により、ｔ２の瞬間から時間間隔ｔｌ２だけ引
き離されているが、このｔ３の瞬間に、検出器Ｌ２が非
活性になる。そして、フリップフロップＲＳＬの出力Ｑ
Ｌは論理レベル０を維持する。
号Ｖｒｅｆの形式をとっており、これは周期的であり、
０．５の周期比率を有している。またこれは一定期間に
わたって、一定である。ここで述べた例においては、こ
れはｔ０の瞬間にリーディングエッジを有する。ｔ１の
瞬間は、検出器Ｌ２の時間的遅延により、ｔ０の瞬間か
ら時間間隔ｔｌ２だけ引き離されているが、このｔ１の
瞬間に、この検出器の出力Ｑ２は論理レベル１になり、
フリップフロップＲＳＬの出力ＱＬはゼロに設定され
る。これは、その相補的な出力Ｑｌｎを１に設定する。
ｔ２の瞬間は、パルス発生器Ｐ２の時間的遅延により、
ｔ１の瞬間から時間間隔ｔｐ２だけ引き離されている
が、このｔ２の瞬間に、検出器の再初期化入力Ｒ２は論
理レベル１を受信する。ｔ３の瞬間は、検出器Ｌ２の時
間的遅延により、ｔ２の瞬間から時間間隔ｔｌ２だけ引
き離されているが、このｔ３の瞬間に、検出器Ｌ２が非
活性になる。そして、フリップフロップＲＳＬの出力Ｑ
Ｌは論理レベル０を維持する。
【００４２】比較装置の第２入力信号は、この場合、周
波数分周器Ｖｄｉｖの入力信号の形をとるが、可変であ
る。ここで述べる実施形態においては、第１の期間で、
基準信号Ｖｒｅｆと反対の位相であり、つまり平衡条件
に達している。信号Ｖｄｉｖは、ｔ４の瞬間にリーディ
ングエッジを有する。ｔ５の瞬間は、検出器Ｌ１の時間
的遅延により、ｔ４の瞬間から時間間隔ｔｌ１だけ引き
離されているが、このｔ５の瞬間に、この検出器の出力
Ｑ１は論理レベル１になり、フリップフロップＲＬの出
力ＱＬは１に設定される。これは、その相補的な出力Ｑ
Ｌｎをゼロに設定する。ｔ６の瞬間は、パルス発生器Ｐ
１の時間的遅延により、ｔ５の瞬間から時間間隔ｔｐ１
だけ引き離されているが、このｔ６の瞬間に、検出器の
再初期化入力Ｒ１は論理レベル１を受信する。ｔ７の瞬
間は、検出器Ｌ１の時間的遅延により、ｔ６の瞬間より
も時間間隔ｔｌ１だけ引き離されているが、このｔ７の
瞬間に、この論理レベル１は検出器Ｌ１を非活性にす
る。フリップフロップＲＳＬの出力ＱＬは論理レベル１
を維持する。
波数分周器Ｖｄｉｖの入力信号の形をとるが、可変であ
る。ここで述べる実施形態においては、第１の期間で、
基準信号Ｖｒｅｆと反対の位相であり、つまり平衡条件
に達している。信号Ｖｄｉｖは、ｔ４の瞬間にリーディ
ングエッジを有する。ｔ５の瞬間は、検出器Ｌ１の時間
的遅延により、ｔ４の瞬間から時間間隔ｔｌ１だけ引き
離されているが、このｔ５の瞬間に、この検出器の出力
Ｑ１は論理レベル１になり、フリップフロップＲＬの出
力ＱＬは１に設定される。これは、その相補的な出力Ｑ
Ｌｎをゼロに設定する。ｔ６の瞬間は、パルス発生器Ｐ
１の時間的遅延により、ｔ５の瞬間から時間間隔ｔｐ１
だけ引き離されているが、このｔ６の瞬間に、検出器の
再初期化入力Ｒ１は論理レベル１を受信する。ｔ７の瞬
間は、検出器Ｌ１の時間的遅延により、ｔ６の瞬間より
も時間間隔ｔｌ１だけ引き離されているが、このｔ７の
瞬間に、この論理レベル１は検出器Ｌ１を非活性にす
る。フリップフロップＲＳＬの出力ＱＬは論理レベル１
を維持する。
【００４３】ｔ８の瞬間では、第２入力信号Ｖｒｅｆが
再びリーディングエッジを有する。これは先に説明した
ように、ｔ９の瞬間に検出器Ｌ２の出力Ｑ２を１に設定
する。そして、フリップフロップＲＳＬの出力ＱＬをゼ
ロに再設定する。
再びリーディングエッジを有する。これは先に説明した
ように、ｔ９の瞬間に検出器Ｌ２の出力Ｑ２を１に設定
する。そして、フリップフロップＲＳＬの出力ＱＬをゼ
ロに再設定する。
【００４４】このためには、比較装置の第１及び第２入
力信号Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆが反対位相の場合、フリッ
プフロップＲＳＬの出力ＱＬにより送出される信号Ｔｕ
ｎの周期比率Ｋは（ｔ９−ｔ５）／（ｔ９−ｔ１）、つ
まりＫ＝０．５に等しいことが分かる。このタイプの状
態の場合、これが平衡状態に相当しており、チャージ電
流Ｉｃｓの平均値はゼロであり、発振周波数に対する訂
正はなされない。
力信号Ｖｄｉｖ及びＶｒｅｆが反対位相の場合、フリッ
プフロップＲＳＬの出力ＱＬにより送出される信号Ｔｕ
ｎの周期比率Ｋは（ｔ９−ｔ５）／（ｔ９−ｔ１）、つ
まりＫ＝０．５に等しいことが分かる。このタイプの状
態の場合、これが平衡状態に相当しており、チャージ電
流Ｉｃｓの平均値はゼロであり、発振周波数に対する訂
正はなされない。
【００４５】この図は、その第１及び第２入力信号がも
はや反対位相でなくなった状態における比較装置の動作
を観察することもできる。実際は、ここで述べた例にお
いては、第１入力信号Ｖｄｉｖはｔｌ２の瞬間にリーデ
ィングエッジを有している。これは、第２入力信号Ｖｒ
ｅｆがトレーリングエッジを有する瞬間にロギングして
いる。これは、第１入力信号Ｖｄｉｖの周波数が低すぎ
ることを意味している。先に述べたのと同様の事象のシ
ーケンスの完了時に、フリップフロップＲＳＬの出力は
時間間隔（ｔ１７〜ｔ１３）の間、論理レベル１であ
り、この期間は、時間間隔（ｔ９〜ｔ５）よりも短い。
このため、この期間（ｔ１７〜ｔ９）の間、調整信号Ｔ
ｕｎの周期比率は、０．５よりも低くなる。これは、チ
ャージポンプＣＰにより送出されたチャージ電流Ｉｃｓ
が正の平均値を有することを意味している。これに対し
て、第１入力信号Ｖｄｉｖの周波数が第２入力信号の周
波数より低いと、これが容量性エレメントを充電する。
これにより、その端子から得られるコントロール信号の
値が増大し、第１信号Ｖｄｉｖの周波数が増大し、再び
平衡状態になるようになる。
はや反対位相でなくなった状態における比較装置の動作
を観察することもできる。実際は、ここで述べた例にお
いては、第１入力信号Ｖｄｉｖはｔｌ２の瞬間にリーデ
ィングエッジを有している。これは、第２入力信号Ｖｒ
ｅｆがトレーリングエッジを有する瞬間にロギングして
いる。これは、第１入力信号Ｖｄｉｖの周波数が低すぎ
ることを意味している。先に述べたのと同様の事象のシ
ーケンスの完了時に、フリップフロップＲＳＬの出力は
時間間隔（ｔ１７〜ｔ１３）の間、論理レベル１であ
り、この期間は、時間間隔（ｔ９〜ｔ５）よりも短い。
このため、この期間（ｔ１７〜ｔ９）の間、調整信号Ｔ
ｕｎの周期比率は、０．５よりも低くなる。これは、チ
ャージポンプＣＰにより送出されたチャージ電流Ｉｃｓ
が正の平均値を有することを意味している。これに対し
て、第１入力信号Ｖｄｉｖの周波数が第２入力信号の周
波数より低いと、これが容量性エレメントを充電する。
これにより、その端子から得られるコントロール信号の
値が増大し、第１信号Ｖｄｉｖの周波数が増大し、再び
平衡状態になるようになる。
【図１】図１は、本発明に係る無線信号の受信装置を示
す部分的なブロック図である。
す部分的なブロック図である。
【図２】図２は、本発明の有利な実施形態に係る比較装
置を部分的に示すブロック図である。
置を部分的に示すブロック図である。
【図３】図３は、このタイプの装置に現れる信号の展開
を示す連続的なタイシグ図である。
を示す連続的なタイシグ図である。
フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 バンサン、フィラトル フランス国タオン、リュ、サン、トラルタ ン、11
Claims (7)
- 【請求項１】第１及び第２入力信号を受信し、これらの
信号の間にある周波数差分を表すコントロール信号を出
力するように構成された、比較装置であって、 ・前記第１及び第２入力信号を受信し、調整信号を出力
する、位相／周波数比較器と、 ・前記調整信号に基づいて変化する値を有するチャージ
電流を出力する、少なくとも１つの電流源と、 ・前記チャージ電流を流し、前記コントロール信号を生
成する、容量性エレメントと、 を備えるとともに、 前記位相／周波数比較器は、前記調整信号が連続的なパ
ルスを備えるように構成されており、各パルスは、前記
第１及び第２入力信号の間にある周波数差分に基づいて
変調された幅を有している、ことを特徴とする比較装
置。 - 【請求項２】請求項１に記載の比較装置であって、前記
位相／周波数比較器は、フリップフロップを含んでお
り、１又はゼロに設定される前記フリップフロップの入
力は、それぞれ前記第１及び第２入力信号により定めら
れ、前記フリップフロップの出力は前記コントロール信
号を出力することを特徴とする比較装置。 - 【請求項３】請求項１に記載の比較装置であって、前記
位相／周波数比較器は、 ・第１及び第２入力信号のそれぞれのアクティブエッジ
のための、第１及び第２検出器であって、それらの出力
が前記フリップフロップの１及びゼロの設定用の前記入
力に接続された、第１及び第２検出器と、 ・前記第１及び第２検出器の再初期化手段であって、検
出された前記アクティブエッジがフリップフロップによ
り判断されたときに、前記検出器の一方又は他方を非活
性にする、手段と、 を含むことを特徴とする比較装置。 - 【請求項４】周波数合成装置であって、 ・コントロール信号によりコントロールされる発振周波
数を有する出力信号を出力する、発振器と、 ・請求項１に記載の比較装置であって、その前記第１及
び第２入力信号は、それぞれ、前記発振器の出力信号及
び基準信号からなり、前記コントロール信号を前記発振
器に供給する、装置と、 を含むことを特徴とする周波数合成装置。 - 【請求項５】請求項４に記載の周波数合成装置であっ
て、前記発振器と前記比較装置の間に挿入された、プロ
グラマブル分周器を含むことを特徴とする、周波数合成
装置。 - 【請求項６】無線信号の受信用の装置であって、 ・前記無線信号を受信し、この信号を、無線周波数とし
て知られている周波数の電気出力信号に変換する、入力
段と、 ・請求項４に記載の周波数合成装置であって、発振周波
数として知られている周波数の出力信号を出力する、周
波数合成装置と、 ・前記入力段の出力信号と前記周波数合成装置の出力信
号とを受信し、前記無線周波数と前記発振周波数の間の
差分に等しい周波数を有する信号を出力する、ミキサ
と、 を含むことを特徴とする装置。 - 【請求項７】発振器の発振周波数を、コントロールされ
た電圧でコントロールする方法であって、 ・調整信号を生成し、この調整信号は、連続的なパルス
からなり、各パルスは、前記第１及び第２入力信号の間
にある周波数差分に基づいて変調された幅を有してお
り、 ・少なくとも１つの電流源を定めるために前記調整信号
を用い、この電流源はチャージ電流を出力し、 ・前記チャージ電流を前記容量性エレメントに流すこと
により、容量性エレメントで生成された電圧を、コント
ロール信号として用いる、 方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0015356 | 2000-11-28 | ||
| FR0015356 | 2000-11-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002237750A true JP2002237750A (ja) | 2002-08-23 |
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Family
ID=8856965
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001361319A Expired - Fee Related JP4294243B2 (ja) | 2000-11-28 | 2001-11-27 | 時間的遅延の短い周波数比較装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7038496B2 (ja) |
| EP (1) | EP1211811A1 (ja) |
| JP (1) | JP4294243B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| DE10262270B4 (de) * | 2002-09-23 | 2012-11-29 | Infineon Technologies Ag | Empfängerschaltung für ein Gegentaktübertragungsverfahren und Verfahren zur empfängerseitigen Signalverarbeitung bei Gegentaktübertragungsverfahren |
| CN1301594C (zh) * | 2004-01-30 | 2007-02-21 | 威盛电子股份有限公司 | 相位检测器 |
| US7482842B2 (en) * | 2006-09-15 | 2009-01-27 | International Business Machines Corporation | Radiation hardened phase frequency detector for implementing enhanced radiation immunity performance |
| TW201115889A (en) * | 2009-10-29 | 2011-05-01 | Novatek Microelectronics Corp | Control device and switching power supply |
| ITTO20130347A1 (it) * | 2013-04-29 | 2014-10-30 | St Microelectronics Srl | Circuito e metodo di calibrazione per un oscillatore controllato digitalmente |
| CN106656176A (zh) * | 2016-12-30 | 2017-05-10 | 重庆华伟工业（集团）有限责任公司 | 一种宽频段捷变频率合成器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4403193A (en) * | 1981-05-19 | 1983-09-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Pulse detection circuit |
| GB2202398A (en) * | 1987-03-18 | 1988-09-21 | Marconi Instruments Ltd | Phase comparator |
| JP2608555B2 (ja) * | 1987-03-19 | 1997-05-07 | 富士通株式会社 | 位相比較回路 |
| US4849704A (en) * | 1987-04-15 | 1989-07-18 | Westinghouse Electric Corp. | Duty cycle independent phase detector |
| US4959617A (en) * | 1989-05-30 | 1990-09-25 | Motorola, Inc. | Dual state phase detector having frequency steering capability |
| DE58908860D1 (de) * | 1989-07-25 | 1995-02-16 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur Nachlaufsynchronisation. |
| US5221911A (en) * | 1991-06-21 | 1993-06-22 | U.S. Philips Corporation | Receiver having pll frequency synthesizer with rc loop filter |
| US5216374A (en) * | 1991-07-03 | 1993-06-01 | General Instrument Corporation | Frequency synthesizer utilizing pulse-width modulation of digital VCO control signal |
| US5376847A (en) * | 1992-12-30 | 1994-12-27 | Alcatel Network Systems, Inc. | Phase detector and methodology |
| US5699387A (en) * | 1993-06-23 | 1997-12-16 | Ati Technologies Inc. | Phase offset cancellation technique for reducing low frequency jitters |
| US5638410A (en) * | 1993-10-14 | 1997-06-10 | Alcatel Network Systems, Inc. | Method and system for aligning the phase of high speed clocks in telecommunications systems |
| DE4342266C2 (de) * | 1993-12-10 | 1996-10-24 | Texas Instruments Deutschland | Taktgenerator sowie Phasenkomparator zur Verwendung in einem solchen Taktgenerator |
| JPH07302938A (ja) * | 1994-04-28 | 1995-11-14 | Sony Corp | 圧電セラミックトランス及びその製造方法 |
| KR960006292A (ko) * | 1994-07-28 | 1996-02-23 | 사또 겐이찌로 | 주파수위상비교기 |
| JPH08139595A (ja) * | 1994-11-11 | 1996-05-31 | Mitsubishi Electric Corp | 位相比較回路 |
| JP3557275B2 (ja) * | 1995-03-29 | 2004-08-25 | 株式会社ルネサステクノロジ | 半導体集積回路装置及びマイクロコンピュータ |
| KR100382328B1 (ko) * | 1997-01-23 | 2003-12-18 | 산요 덴키 가부시키가이샤 | Pll회로및위상록검출회로 |
| US5825640A (en) * | 1997-06-30 | 1998-10-20 | Motorola, Inc. | Charge pump circuit and method |
| DE19729634A1 (de) * | 1997-07-10 | 1999-01-14 | Lg Semicon Co Ltd | Frequenzsynthesizer |
| US5945855A (en) * | 1997-08-29 | 1999-08-31 | Adaptec, Inc. | High speed phase lock loop having high precision charge pump with error cancellation |
| US5854575A (en) * | 1997-11-13 | 1998-12-29 | Lsi Logic Corporation | Dual-loop phase-locked loop |
| JP3048136B2 (ja) * | 1997-12-18 | 2000-06-05 | 日本電気株式会社 | 無線選択呼出受信機 |
| US5963059A (en) * | 1997-12-19 | 1999-10-05 | Advanced Micro Devices, Inc. | Phase frequency detector having reduced blind spot |
| JP3250796B2 (ja) * | 1998-05-26 | 2002-01-28 | 松下電器産業株式会社 | 受信機 |
| US6256362B1 (en) * | 1998-06-30 | 2001-07-03 | Texas Instruments Incorporated | Frequency acquisition circuit and method for a phase locked loop |
| JP3506917B2 (ja) * | 1998-07-30 | 2004-03-15 | シャープ株式会社 | 位相比較器 |
| WO2000045515A1 (fr) * | 1999-01-29 | 2000-08-03 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Appareil a boucle a phase asservie (pll) et dispositif de repartition en frequence variable |
| US6229361B1 (en) * | 1999-02-10 | 2001-05-08 | Texas Instruments Incorporated | Speed-up charge pump circuit to improve lock time for integer-N or fractional-N GSM wireless data/voice applications |
| US6470060B1 (en) * | 1999-03-01 | 2002-10-22 | Micron Technology, Inc. | Method and apparatus for generating a phase dependent control signal |
| US6157218A (en) * | 1999-07-14 | 2000-12-05 | Realtex Semiconductor Corp. | Phase-frequency detection with no dead zone |
| US6389092B1 (en) * | 1999-08-11 | 2002-05-14 | Newport Communications, Inc. | Stable phase locked loop having separated pole |
| US6683930B1 (en) * | 1999-12-23 | 2004-01-27 | Cypress Semiconductor Corp. | Digital phase/frequency detector, and clock generator and data recovery PLL containing the same |
| US6680653B2 (en) * | 2000-09-29 | 2004-01-20 | Skyworks Solutions, Inc. | VCO tuning curve compensated charge pump current synthesizer |
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