JP2002198842A

JP2002198842A - 搬送信号上に変調されたデータの無線受信のための省エネルギ方法

Info

Publication number: JP2002198842A
Application number: JP2001336900A
Authority: JP
Inventors: Matthias Eichin; アイシンマチアス; Thomas Mistele; ミステレトマス
Original assignee: Vishay Semiconductor GmbH
Current assignee: Vishay Semiconductor GmbH
Priority date: 2000-11-03
Filing date: 2001-11-01
Publication date: 2002-07-12
Anticipated expiration: 2021-11-01
Also published as: EP1204226B1; KR20020034959A; CN1190930C; TW538613B; EP1204226A3; KR100786454B1; PL350309A1; DE50112002D1; US7162214B2; JP4037636B2; HK1047367B; US20020081991A1; EP1204226A2; HK1047367A1; ATE353499T1; CN1352503A; DE10054529A1

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】受信用装置は電源電圧用のバッテリを備えた
回路に、インターバルスイッチを介して接続される。受
信機の間欠動作はスタート信号で停止される。受信機は
パワーオンリセットによって、少なくとも、スタート信
号に続く制御信号送信の送信時間の間、電源電圧に連続
的に接続される。これにより、受信機の増幅器段は、最
高感度の約２分の１に設定される。その結果、干渉が強
い環境で有効信号を正しく受信するには、ビットエラー
率が高くならざるを得ない。【解決手段】変調された搬送波信号からデータを得るた
めに必要な回路要素は、間欠的に電気エネルギを供給さ
れる。一方、その他の回路要素は連続的に電気エネルギ
を供給される。本発明による方法によれば、ターンオフ
フェーズの後には、最後の受信フェーズで使用した受信
特性を決定するパラメータで作動可能であり、従って、
新しく設定し直すための時間を省くことが可能な受信機
が提供される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、搬送信号上に変調
されたデータの無線受信のための省エネルギ方法に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】デジタル利得制御を有する赤外線遠隔制
御受信機のような公知の集積受信回路に、ＡＴＭＥＬ
Ｇermany ＧmbＨ(アトメル社)のＴ２５２１Ｂ回路があ
る。このような回路の動作原理によれば、通常フォトダ
イオードである光検出器から受信される搬送波変調信号
つまり受信信号が、入力回路に送られる。この入力回路
はトランスインピーダンス増幅器を有し、この増幅器が
パルス入力電流信号を増幅し、電圧信号に変換する。こ
れらの電圧信号は、その後、信号コンデショニング手段
で処理される。信号コンデショニング手段は、制御増幅
器、リミタ、帯域フィルタを含む。ここで、制御増幅器
の機能は、トランスインピーダンス増幅器からの出力電
圧を制御指定に従って増幅することである。リミタは、
信号レベルのゆれを制限して、帯域フィルタの過変調を
避ける。帯域フィルタは受信機に選択性を与え、その帯
域を制限する。帯域フィルタの出力信号は、評価回路と
しての復調器内で評価される。復調器はコンパレータ、
積分器、シュミットトリガを含み、スイッチとして働く
ドライバトランジスタのためのスイッチ信号を生成す
る。この結果、マイクロコントローラはデジタル制御信
号を利用可能となり、例えば、以降の処理のためにこの
信号を用いる。

【０００３】この公知の回路は、デジタル利得制御も含
み、これによって、受信機の利得は干渉フィールドに従
って同調(チューン)され、この結果受信信号に対して高
い感度が得られる。しかし、同時に、例えば外光によっ
て生ずる干渉ファクタが実質的に抑制される。

【０００４】赤外線遠隔制御受信機のためのこのような
公知の回路は、通常、１ミリアンペアから数ミリアンペ
アの電流消費である。すなわち、バッテリ駆動受信機を
用いると、常時受信可能にした場合には、約一年という
適当なバッテリ作動寿命は得られない。

【０００５】このため、外部から電源電圧を循環(周期
的に供給)させて平均電流消費量を低下させた省エネル
ギ運転(作動)を実現させ、これによって、バッテリ作動
寿命を一年を超えさせようとしている。赤外線受信機の
このような作動方法は、ＥＰ０６６３７３３Ａ１に
記載されている。これによれば、赤外線受信機はインタ
ーバルスイッチを介して、電源電圧のためのバッテリか
ら電力を受けている回路に接続され、この回路から電力
を周期的に受ける。間欠動作はスタート信号によって停
止され、受信回路は電源電圧に接続される。この期間
は、ンターバルスイッチの切り替えインターバルの期間
よりも長い。よって、受信機はパワーオンリセット(Ｐ
ＯＲ)によって受信可能状態となり、少なくとも、スタ
ート信号に続く制御信号送信のための送信時間の間は、
連続して電源電圧に接続されている。こうすることで、
受信機の増幅器段は最大感度の約２分の１に設定され
る。遠隔制御受信機の制御は、好ましくは、１００ミリ
秒の範囲で作用するので、光学的に有効な信号への感度
は、スタート直後には、ファクタで２だけ低くても良
い。一方、ここでの干渉環境がつよすぎれば、増幅器の
設定がＰＯＲ後のこの環境に対して高すぎるので、有効
な信号の正確な受信はビットエラーの増加なくしては不
可能である。他方、最大感度は干渉のない環境では得ら
れない。さらに、遠隔制御命令に対する最大応答時間は
２００ミリ秒を超えてはならない。この時間は、上記受
信機が作動するインターバル期間に対応する。最大オン
時間としての１秒間は、平均電流消費を例えば５マイク
ロアンペアに低下させるために、保持されねばならな
い。このように作動される公知の受信機は、充分に低い
電流消費となるが、受信機の特性つまり利得特性を決定
する諸設定はエネルギ源の周期的切断によって失われ
る。その結果、受信機は再びスタート状態で作動しなく
てはならず、低感度すなわち低い範囲の設定か、高すぎ
る感度の設定すなわち高ビットエラー率になる。したが
って、このような受信機の適用領域は、極めて制限され
る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上記
欠点なく受信回路を作動させるための省エネルギ作動方
法である。この方法によれば、連続作動中の複数個の受
信機の特性に対応する同一の受信機特性が得られる。さ
らに、この利点にもかかわらず、電流消費は実質的に抑
えられる。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、搬送波
信号上に変調されたデータを、第１回路グループと第２
回路グループとを含む受信回路を使用して無線受信する
ための省エネルギ方法において、前記第１回路グループ
は搬送波信号Ｓ_inからデータを取り出すために設けら
れ、間欠的に電気エネルギを供給され、前記第２回路グ
ループは搬送波信号Ｓ_inからデータを取り出すために設
けられ、非間欠的(連続的)に電気エネルギを供給される
ことを特徴とする省エネルギ方法が提供される。

【０００８】さらに、間欠動作中の受信回路は動作電圧
源から完全には切断されず、受信機の当該回路要素のみ
が、つまり、搬送波信号からデータを取り出す回路要
素、即ち、特に入力段、増幅器段、帯域フィルタ、およ
び復調器が切断される。他方、例えば増幅器の設定を環
境に合わせる回路要素には、連続的に電気エネルギが供
給される。作動電圧が連続的に供給される結果、この情
報は失なわれない。そのため、再スタートにおいて、最
適利得特性に新たに調節するための時間を要せずに、受
信機の間欠動作のためエネルギ供給段の上記パラメタを
用いて、作業を続行できる。電流消費の実質的な低減は
この間欠動作によってなされるが、性能は本受信機に相
当する公知の受信機の連続受信動作と同等である。この
結果、たとえば、消費電流を１ミリアンペアから１５マ
イクロアンペアに下げて、消費バッテリ駆動のアプリケ
ーションを実現できる。

【０００９】本発明を有利に発展させれば、これらの増
幅器設定を間欠動作のエネルギなしの切り替え段階中に
保存できる。その後の受信機の受信準備完了状態に―こ
こでは受信機はエネルギを再び供給されている―増幅器
セッティング(設定)を直ちに利用可能とするためであ
る。

【００１０】受信機を、間欠動作のエネルギなしの切り
替え段階中(以降シャットダウンモードと称する)から、
安全に、動作電圧を供給された状態(以降ウエークアッ
プモードと称する)に移すために、受信機のためにスタ
ート信号を生成するのが有利である。この信号の期間は
シャットダウンモードの期間より長い。この状態は、変
調された搬送波信号の受信後所定の待ち時間が経過した
時に、搬送波信号が受信されなくなるまで、保持されね
ばならない。間欠動作はこの待ち時間が経過した後も続
けられるのが望ましい。

【００１１】ウエークアップモードとシャットダウンモ
ードは、蓄電要素、望ましくはコンデンサを充電、放電
させることで、有利に、自動的に設定可能である。ウエ
ークアップモードでは、入力データ信号は自動的に検出
され、受信機(即ち、回路要素の第１グループ)は、受信
準備状態であるウエークアップモードに留まる。受信信
号と新たな待ち時間の処理後、第１グループ回路要素は
シャットダウンモードに戻る。蓄電要素の大きさ、つま
りコンデンサの大きさは、例えば、間欠動作のパルスデ
ューティー比を自由に選択可能とするものである。こう
すると、各種の長さのシャットダウン期間が設定可能
で、これによって、スタート信号の期間が決定される。
したがって、平均電流消費を応答時間に関して、所望の
アプリケーションに適当に、重み付けできる。この方法
を蓄電要素を用いて行うには、マイクロプロセッサに間
接的に接続すれば良い。

【００１２】さらに、蓄電要素望ましくはコンデンサを
使用すれば、ウエークアップモードとシャットダウンモ
ードのタイミングをコンデンサを用いて実現できる。つ
まり、蓄電要素の状態変化が設定可能な参照値または基
準値と比較され、受信機の第１グループ回路要素は、こ
れら二値の大小関係に従って、電気エネルギを供給され
るか、エネルギなし状態に切り替えられる。

【００１３】本発明をさらに有利に発展させれば、再充
電処理用に、第一および第二充電／放電回路が設けられ
る。再充電処理では、第二充電／放電回路の充電電流源
が、基準値よりも低い値にまで放電された放電後の蓄電
要素望ましくはコンデンサを、所定の期間基準値を上回
るまで充電する。シャットダウンモードの期間は、この
蓄電要素の蓄電容量と基準値の大きさによって決定され
る。

【００１４】しかし、基準値を上回ったときに、つまり
受信機が「ウェークアップしたつまり起き上がった」とき
に搬送波変調信号が使用可能であれば、この信号が検出
され、充電処理は第一充電／放電回路の充電電流源によ
って最大値になるまで続けられる。すなわち、受信機は
受信レディ状態に留まる。第一充電／放電回路の充電電
流源による放電は、搬送波変調信号が終了するまでは、
スタートしない。この放電は、新しい信号が受信される
か、蓄電要素の充電電圧値が基準値を下回るかするまで
続けられる。

【００１５】受信回路が集積回路であれば、蓄電要素望
ましくは外部要素としてのコンデンサは、パッケージ
(筐体)のピンに接続される。この回路を含む筐体がこの
ようなピンを有していない場合には、ウエークアップと
シャットダウンのサイクルは、受信機の双方向出力コネ
クタを介して実現され、マイクロプロセッサによって制
御される。この場合、動作モードは適当なソフトウェア
によって切り変えられる。

【００１６】

【発明の実施の形態】図１は受信回路１０とその周辺部
のブロック図である。発光ダイオード４から出された搬
送波変調データは赤外線パルスパケットとしてフォトダ
イオード５で受信される。これらの赤外線パルスパケッ
トは例えば３８キロヘルツの搬送波周波数でフォトダイ
オード５に入り、電流信号Ｓ_INに変換される。これらの
信号は、受信回路１０の入力コネクタＥに得られる。こ
れらの電流信号Ｓ_INはトランスインピーダンス増幅器と
して働く入力回路１１に送られ、増幅されて電圧信号に
変換される。以降の信号処理要素では、これらの電圧信
号は制御増幅器１２によって増幅され、リミタ１３で制
限され、帯域フィルタ１４によって濾波される。

【００１７】リミタ１３での信号の制限は、次の帯域フ
ィルタ１４での過変調を防ぐためと、パルス干渉信号が
例えば電源コネクタＶ_Sを介して受信機に入らないよう
にするために必要である。濾波後の信号は帯域フィルタ
１４に続く復調器１５によって復調され、増幅器１６
(利得ファクタは１)によってバッファされ、入出力回路
(Ｉ/Ｏ)２１を介して、以降の処理のため、出力コネク
タに出力信号Ｓ_OUTとして、マイクロプロセッサ３に送
られる。

【００１８】ダイオード４から出された有効信号の増幅
と、従って、受信機の感度を最適化するために、受信回
路１０は制御回路２５を含んでいる。制御回路２５は制
御信号を制御増幅器１２に送る。制御回路２５は、帯域
フィルタ１４の出力信号を信号線７１を介して入力信号
として受け、復調器１５と増幅器１６とによって生成さ
れた出力信号Ｄ_OUTを信号線７２を介して入力信号とし
て受ける。制御回路２５の機能は、入力信号の振幅の関
数として、入力信号Ｓ_INの利得を変化させて信号−雑音
(Ｓ/Ｎ)比を最適化することである。制御回路２５は自
動利得制御回路（ＡＧＣ）２５１とデジタル/アナログ
変換機(ＤＡＣ)２５２から構成される。ＡＧＣ２５１は
干渉信号から有効信号を取り出し、この有効信号に対す
る利得を可能な最大レベルにセットする。こうすること
で、一方では、有効信号に対して高感度が得られ、他
方、例えば外光による干渉を低減できる。デジタル/ア
ナログ変換機ＤＡＣ２５２は、ＡＧＣ２５１が生成した
デジタルの増幅器情報を、制御増幅器１２のためのアナ
ログ制御電圧に変換する。

【００１９】入力信号Ｓ_INを受けてデータを再現する回
路要素、即ち、入力回路１１、制御増幅器１２、リミタ
１３、帯域フィルタ１４、復調器１５、および増幅器１
６は、デジタル/アナログ変換機ＤＡＣ２５２と共に、
受信回路１０の第１回路グループ１を構成し、回路要素
(ＳＤ)２２とＯＲ論理ゲート２３とによって制御される
切り替えスイッチ２４を介して、作動電圧源Ｖ_Sに接続
される。他方、上記回路要素２２，２３，２４およびＡ
ＧＣ２５１、入出力回路２１は、直接作動電圧源Ｖ_Sに
接続され、受信回路１０の第２回路グループ２を構成す
る。

【００２０】受信レディの間欠動作を実現するために、
従来技術で実行されていた受信回路１０を作動電圧源
Ｖ_Sから周期的に切断することはせずに、電流消費の主
因と考えられる第１回路グループ１のみを切断する。つ
まり、第１回路グループ１の回路要素は切り替えスイッ
チ２４を介して、作動電圧源Ｖ_Sに間欠的(断続的)に接
続される。こうして、この環境に合わせた制御設定、つ
まり特に利得調整のようなデジタル情報は、高電流消費
なしに、制御回路２５内に保存される。これはＡＧＣ２
５１をＭＯＳ技術で実現することで達成されるので、上
記回路要素は電源電圧を維持して、非周期的に作動され
る。リスタート時即ちウェークアップモード時には、制
御増幅器１２はこの保存された値を使用して直ちに作動
できる。これは、受信回路１０は上記の環境条件に戻る
ために時間を要しないで、最適な増幅器設定で直ちに作
動できるからである。

【００２１】上記間欠動作は、受信回路１０に外付けさ
れたコンデンサＣを用いて自動的にウエークアップモー
ドとシャットダウンモードを設定することで達成され
る。コンデンサＣは、シャットダウン要素(以降ＳＤ回
路２２と称す)に制御された充電処理と放電処理によっ
てタイミングを決定してこれを行う。外部コンデンサＣ
によって、間欠動作のパルスデューティ比を自由に選択
でき、したがって、各種長さのシャットダウン期間を設
定できる。シャットダウン期間の長さはスタート信号の
長さを決定する。スタート信号の長さは、受信回路がウ
エークアップモードになることを確実にするために、シ
ャットダウンの間隔を超えねばならない。

【００２２】ＳＤ回路２２は、以下に図３のパルス図に
関して説明するように、充電状態つまりコンデンサＣの
充電電圧Ｖ_Cを評価し、その結果に従ってＯＲ論理ゲー
ト２３を介して切り替えスイッチ２４を制御する。間欠
動作がコンデンサＣとＳＤ回路２２だけによって実施さ
れる場合には、ＯＲ論理ゲート２３と、入出力回路２１
への接続線６１とは省略できる。他方、受信回路を収容
している筐体上の接続ピンがないためにコンデンサＣを
接続できない場合には、マイクロプロセッサ３を用いて
ウエークアップモードとシャットダウンモードを設定す
る。マイクロプロセッサ３は、適当な制御命令を生成
し、これを入出力回路２１、信号線６１、ＯＲ論理ゲー
ト２３を介して切り替えスイッチ２４に送信する。しか
し、このためには、入出力回路２１とマイクロプロセッ
サ３の間に双方向データリンクが必要である。この場
合、マイクロプロセッサ３内のソフトウェアが、切り替
えスイッチ２４のための適当な命令を生成する。

【００２３】次に、図２のＳＤ回路２２のブロック図と
図３のパルス図とを参照して、自動シャットダウンサイ
クルの実現について説明する。

【００２４】図２によれば、コンデンサＣは、充電電流
源Ｑ２とＱ１および放電電流源Ｓ２とＳ１をそれぞれ用
いる第１充放電回路ＬＥ１と第２充放電回路ＬＥ２によ
って充電および放電される。充電状態つまりコンデンサ
Ｃの充電電圧Ｖ_Cは、コンパレータＫによって評価され
る。ここで、充電電圧Ｖ_Cは非反転入力点で得られ、基
準電圧源Ｑ_Rによって生成された基準電圧Ｖ_S/２は反転
入力点で得られる。図３のt-Ｖ_Cパルス図は、充電電圧
Ｖ_Cの典型的な経過を示す。時点t₀において、充電電圧
Ｖ_Cが基準電圧Ｖ_S/２を超えれば、受信機ここでは第１
回路グループ１の回路要素はコンパレータＫの出力によ
って「ウェークアップ」される。コンパレータＫは例えば
１００ミリボルトのヒステレシスで、ここでハイレベル
になる。これは、図３のt- ＳＤ_OUTパルス図に示される
ようにＳＤ回路２２の出力信号ＳＤ _OUTとして得られ
る。出力信号ＳＤ_OUTはモノフロップＭ１(保持時間は
０.５ミリ秒)に送られる。モノフロップＭ１の反転出力
ＮＱはＡＮＤ論理ゲートＧ１の第１入力に接続される。
出力信号ＳＤ_OUTはＡＮＤ論理ゲートＧ１の第２入力に
直接送られるので、図３のt- Ｓ_Cパルス図に示されるよ
うに、制御信号Ｓ_Cが出力に生成される。制御信号Ｓ_Cは
モノフロップＭ２(保持時間は０.１ミリ秒)とその下流
にあるＡＮＤ論理ゲートＧ２を介して第１充放電回路Ｌ
Ｅ１を制御し、切り替えスイッチＵ１を介して第２充放
電回路ＬＥ２を制御する。第１充放電回路ＬＥ１の充電
電流源Ｑ２と放電電流源Ｓ２は、それぞれ別個のスイッ
チＵ２とＵ３とによって起動される。スイッチ位置は図
３のt- Ｕ２/Ｕ３パルス図に示される通りである。スイ
ッチＵ２を制御するために、復調器１５の出力信号ＤＥ
Ｍ_OUTの増幅出力Ｄ_OUTは直接スイッチＵ２に送られ、一
方、ＡＮＤ論理ゲートＧ２の出力信号は直接スイッチＵ
３に送られる。増幅器１６の出力信号Ｄ_OUTはＮＯＴ論
理ゲートＮによって反転され、ＡＮＤ論理ゲートＧ２の
第２入力に得られるが、ただ実際の復調器出力信号ＤＥ
Ｍ_OUTをバッファするだけである。復調器出力信号ＤＥ
Ｍ_OUTの電位はシャットダウンモードでは、受信回路１
０の接地電位に接続された高インピーダンス抵抗Ｒによ
って低レベルに保持される。

【００２５】図３のt-Ｖ_Cパルス図について説明したよ
うに、充電電圧Ｖ_Cは時点t₀において基準電圧Ｖ_S/２に
達し、その結果、出力信号ＳＤ_OUTがハイレベルとな
り、切り替えスイッチ２４(図１を参照)は第１回路グル
ープ１を電源電圧Ｖ_Sに接続する。しかし、これによっ
て直ちに受信レディになるわけではない。すなわち、短
時間の遷移時間の後つまり時刻t₁になるまでは、受信回
路１０はウエークアップモードにならない。モノフロッ
プＭ１での保持時間０.５ミリ秒の後、ＡＮＤ論理ゲー
トＧ１はハイレベルへの移行信号を生成する。その結
果、切り替えスイッチＵ１はノードＰを放電電流源Ｓ１
に接続し、同時に、モノフロップＭ２の出力は０.１ミ
リ秒間ハイレベルに留まる。このため、ＮＯＴ論理ゲー
トＮも、信号Ｄ_O _UTがないので、ハイレベル出力に変化
する。続いて、ＡＮＤ論理ゲートＧ２もハイレベル出力
を生成する。これにより、スイッチＵ３が閉じる。そこ
で、放電電流源Ｓ２は所定時間の０.１ミリ秒間アクテ
ィブ状態となる。この放電により、充電電圧は時点t₂に
おいて基準電圧Ｖ_S/２を下回り、その結果、コンパレー
タＫの出力信号ＳＤ_OUTは先ずローレベルになり、した
がって、一方では、ウエークアップモードが終了し、他
方、制御信号Ｓ_Cはローレベルになる。同時に、切り替
えスイッチＵ１は充電電流源Ｑ２とＱ１を再びノードＰ
に接続する。しかし、例えば１００ナノアンペアの充電
電流が、例えば１５０マイクロアンペアの放電電流源Ｓ
２よりも桁数で小さければ、コンデンサＣが時刻t₃で完
全に放電されるまで、充電処理はほとんど影響を受けな
いで行われる。時刻t₀からt₂までの充電処理は、出力信
号ＳＤ_OUTの期間Ｔ₁を決定する。従って、この段階で信
号が受信されなければ、ウェークアップモードの期間を
決定する。

【００２６】図３のt-ＤＥＭ_OUTのパルス図示される斜
線をつけたパルス列は、復調器１５が所定の出力信号Ｓ
Ｄ_OUTを生成しない期間を示す。他のパルス列はハイレ
ベルもローレベルも、受信回路が受信レディ中に所定の
出力信号ＳＤ_OUTでのデータ転送を示す。

【００２７】バッファ回路１６はこの期間を通じて出力
信号ＳＤ_OUTを生成する。

【００２８】放電電流源Ｓ２よる放電処理が時刻t₃で終
了すると、既に時刻t₂でスイッチ(接続)されたままにな
っている充電電流源Ｑ１によって充電される。コンデン
サＣの充電電圧が時刻t₄で再び基準電圧Ｖ_S/２になれ
ば、出力信号ＳＤ_OUTの立ち上がり端が再び生成され。
この立ち上がり端は、第１回路グループ１の電源電圧に
影響を与え、つまり、次のウェークアップモードの始ま
りに影響を与えるものである。時刻t₂で始まり時刻t₄で
終わるシャットダウンモードの期間Ｔ₂は次式で示され
る。

【００２９】

【数式１】Ｔ₂= ((Ｃ・Ｖ_S/２)/Ｉ_Q2) +０.１ここで、Ｃは外部コンデンサの容量、Ｉ_Q2は充電電流源
Ｑ１の充電電流、Ｖ_S/２は所定の基準値である。

【００３０】時刻t₄で継続中の充電処理は時刻t₅まで続
き、この時点で、受信回路は遷移期間後に再び受信レデ
ィになる。受信信号のために、ハイレベルの信号Ｄ_OUT
が時刻t₅で得られないので、充電電流源Ｑ１のみならず
充電電流源Ｑ２も接続されたスイッチＵ１を介してコン
デンサＣを充電する。

【００３１】制御信号Ｓ_Cの立ち上がり端は、モノフロ
ップＭ１の保持時間が０.５ミリ秒なので、時刻t₆に生
成される。これは、スイッチＵ１による充電電流源Ｑ１
から放電電流源Ｓ１への切り替えを起こすだけである。
しかしながら、外部コンデンサＣは最大電圧、Ｖ_Sに保
持される。放電電流源Ｓ１の例えば５０ナノアンペアの
放電電流が、充電電流源Ｑ２の例えば７５マイクロアン
ペアの充電電流よりも桁数が低いからである。

【００３２】受信データは、その後、時刻t₅まで受信回
路によって処理される。ここで、信号ＤＥＭ_OUTの立ち
下がり端は、従って、信号Ｄ_OUTの立ち下がり端もスイ
ッチＵ２を開状態にし、たとえば時刻t₇で充電処理を終
わらせる。制御信号Ｓ_Cがハイレベルなので、第２充放
電回路ＬＥ２の放電電流源Ｓ１によるコンデンサＣの放
電は、充電電流源が例えば時刻t₈に信号ＤＥＭ_OUTの立
ち上がり端によって接続されるまで続けられる。この切
り替えの結果、コンデンサＣは、ハイレベル期間を作る
ために、最大値Ｖ_Sに充電される。

【００３３】例えば時刻t₉においてデータ信号が終了す
ると、基準値Ｖ_S/２を下回るように放電処理が、時刻t
₁₀まで実行される。この場合、放電期間は約２Ｔ₂であ
る。この値は、シャットダウンフェーズ期間の２倍であ
る。これは、放電電流源Ｓ１の電流強度は、充電電流源
Ｑ１の電流強度の５０%であるからである。したがっ
て、これは、時間２Ｔ₂の間のデータ送信では、信号端
の変化によって充電電流源Ｑ２が投入ないし切断され
る。この時間２Ｔ₂の終了時にデータ送信がなければ、
ＳＤ_OUT信号の立ち下がり端によって第１回路グループ
１は、例えば時刻t₁₀に電源電圧から切断される。つま
り、受信回路は再びシャットダウンモードに入る。従っ
て、制御信号Ｓ_Cもローレベルに下がり、その結果、切
り替えスイッチＵ１は充電電流源Ｑ１をノードＰに接続
する。このような充電処理は、時刻t₁₁に基準値Ｖ_S/２
を実現し、従って、回路は再度ハイレベルのＳＤ_OUT信
号を生成し、その結果ウェークアップモードとなる。こ
れは、データ信号がないので時刻t₁₂において終了す
る。すなわち、ウェークアップフェーズＴの終了後にウ
ェークアップモードが終わる。続いて、時刻t₂とt₃に対
応する処理が始まる。ここで、時刻t₁₂とt₁₃はそれぞれ
時刻t₂とt₃に対応する。

【図面の簡単な説明】

以下に、本発明による方法を、実施例を用いて図面を参
照して説明する。

【図１】シャットダウン回路を有する、本発明による
受信回路を示すブロック図である。

【図２】図１による受信回路に使用されたシャットダ
ウン回路を示すブロック図である。

【図３】図２によるシャットダウン回路の作動原理を
示す論理図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 399011911 Ｔｈｅｒｅｓｉｅｎｓｔｒ．２、Ｄ− 74025 Ｈｅｉｌｂｒｏｎｎ、Ｂ．Ｒ．Ｄｅｕｔｓｃｈｌａｎｄ (72)発明者トマスミステレドイツイルスフェルドチャロテンシュトラーセ10 Ｆターム(参考） 5K061 AA02 BB11 CC45 EE00 EE10

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】搬送波信号上に変調されたデータを、第
１回路グループと第２回路グループとを含む受信回路を
使用して無線受信するための省エネルギ方法において、前記第１回路グループは搬送波信号Ｓ_inからデータを取
り出すために設けられ、間欠的に電気エネルギを供給さ
れ、前記第２回路グループは非間欠的(連続的)に電気エネル
ギを供給されることを特徴とする省エネルギ方法。
【請求項２】請求項１に記載の省エネルギ方法におい
て、前記第２回路グループの回路要素は、受信条件およ
び受信され変調された最新信号Ｓ_inの関数として、受信
特性を決定し、その一部の値は、前記第１回路グループ
の間欠動作のエネルギなし時間内に記憶されることを特
徴とする省エネルギ方法。
【請求項３】請求項２に記載の省エネルギ方法におい
て、前記間欠動作はスタート信号の受信によって停止さ
れ、該スタート信号の期間は、前記第１回路グループの
間欠動作内のエネルギなし状態の期間を上回り、さら
に、前記第１回路グループの回路要素は、変調された搬
送波信号Ｓ_inの受信後に、指定された待ち時間が終了す
るまで、かつ、他の搬送波信号が受信されなくなるま
で、電気エネルギの供給を受けることを特徴とする省エ
ネルギ方法。
【請求項４】請求項３に記載の省エネルギ方法におい
て、前記間欠動作は前記待ち時間の終了後に継続される
ことを特徴とする省エネルギ方法。
【請求項５】請求項４に記載の省エネルギ方法におい
て、前記間欠動作は、電気貯蔵要素Ｃの充電処理および
放電処理によって決定されることを特徴とする省エネル
ギ方法。
【請求項６】請求項５に記載の省エネルギ方法におい
て、前記間欠動作のために、前記電気貯蔵要素Ｃの充電
状態の値Ｖ_CはコンパレータＫによって基準値Ｖ_S/２と
比較され、前記間欠動作はこれら２値Ｖ_CとＶ_S/２の大
小関係の関数として実行されることを特徴とする省エネ
ルギ方法。
【請求項７】請求項６に記載の省エネルギ方法におい
て、前記間欠動作のエネルギなしフェーズは、第１充放
電回路の放電電流源による前記電気貯蔵要素Ｃの前記基
準値Ｖ_S/２未満への放電によって開始され、前記間欠動
作のエネルギなしフェーズの期間は、その後の、第２充
放電回路の充電電流源による第１充電処理の充電期間に
対応し、前記第１充電処理は、前記基準値Ｖ_S/２に到達後に所定
時間が経過した後に終了することを特徴とする省エネル
ギ方法。
【請求項８】請求項７に記載の省エネルギ方法におい
て、前記第１充電処理の終了時点で変調された搬送波信
号が受信された場合には、前記第１充電処理の後に、前
記第１充放電回路の充電電流源によって第２充電処理が
実行され、前記変調された搬送波信号の終了時には前記第２充放電
回路の放電電流源によって放電処理が、他の変調された
搬送波信号が受信されるまで、実行され、前記他の変調
された搬送波信号が受信されると、前記第２充電処理が
続行され、または、前記放電処理は前記充電状態の値Ｖ_Cが前記基
準値Ｖ_S/２を下回るまで続けられ、(前記充電状態の値
Ｖ_Cが前記基準値Ｖ_S/２を下回ると)その後に前記第１充
電処理が実行されることを特徴とする省エネルギ方法。