JP2002186298A - ３相交流モータデジタル制御方法 - Google Patents
３相交流モータデジタル制御方法Info
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 制御周期間の電気角の変動に起因するトルク
変動を抑制する。 【解決手段】 インバータ３をＰＷＭ制御するのに、サ
ンプリング周期dt毎に取り込むモータ電気角θに対して
制御周期間に進むモータ電気角を推定し、この間のトル
ク変動値を推定し、その平均値がトルク指令値と一致す
るような電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**を用いてインバー
タを制御する。これにより、トルク指令値と実トルク平
均値との偏差をうち消し、制御周期間のトルク変動をな
くす。
変動を抑制する。 【解決手段】 インバータ３をＰＷＭ制御するのに、サ
ンプリング周期dt毎に取り込むモータ電気角θに対して
制御周期間に進むモータ電気角を推定し、この間のトル
ク変動値を推定し、その平均値がトルク指令値と一致す
るような電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**を用いてインバー
タを制御する。これにより、トルク指令値と実トルク平
均値との偏差をうち消し、制御周期間のトルク変動をな
くす。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、３相交流モータデ
ジタル制御方法に関する。
ジタル制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般にインバータの出力電力をＰＷＭ制
御することにより、３相交流モータを制御する３相交流
モータデジタル制御装置は図７に示す構成である。この
従来のデジタル制御装置では、３相交流モータ１の電気
角θを角度センサ２で検出し、インバータ３から３相交
流モータ１に供給される３相交流電流をうち２相分Iu，
Iv（３相交流では、常にIu+Iv+Iw=０の関係があるため
に２相分の電流Iu，Ivを検出することによりIwも自ずと
求めることができる）の電流を電流検出器４で検出し、
回転数算出器５でモータ電気角検出値θからモータ回転
数Ｎを算出し、電流指令値算出器６でトルク指令値Ｔ*
とモータ回転数Ｎからｄ軸電流、ｑ軸それぞれの２相電
流指令値Id*，Iq*を算出し、３相／２相変換器７で３相
電流検出値Iu，Iv，Iwを３相／２相変換してｄ軸電流、
ｑ軸それぞれの２相電流検出値Id，Iqを得る。そして電
流ＰＩ制御器８により２相電流指令値Id*，Iq*と２相電
流検出値Id，Iqに対してＰＩ制御演算を行って２相電圧
指令値Vd*，Vq*を算出し、２相／３相変換器９によって
モータ電気角θを用いて２相電圧指令値Vd*，Vq*を２相
／３相変換してＵ，Ｖ，Ｗ３相の電圧指令値Vu*，Vv*，
Vw*を得、これをＰＷＭ制御器１０に出力する。ＰＷＭ
制御器１０はこの３相の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*に基
づいてインバータ３をＰＷＭ制御し、３相交流モータ１
に供給する電力を制御する。
御することにより、３相交流モータを制御する３相交流
モータデジタル制御装置は図７に示す構成である。この
従来のデジタル制御装置では、３相交流モータ１の電気
角θを角度センサ２で検出し、インバータ３から３相交
流モータ１に供給される３相交流電流をうち２相分Iu，
Iv（３相交流では、常にIu+Iv+Iw=０の関係があるため
に２相分の電流Iu，Ivを検出することによりIwも自ずと
求めることができる）の電流を電流検出器４で検出し、
回転数算出器５でモータ電気角検出値θからモータ回転
数Ｎを算出し、電流指令値算出器６でトルク指令値Ｔ*
とモータ回転数Ｎからｄ軸電流、ｑ軸それぞれの２相電
流指令値Id*，Iq*を算出し、３相／２相変換器７で３相
電流検出値Iu，Iv，Iwを３相／２相変換してｄ軸電流、
ｑ軸それぞれの２相電流検出値Id，Iqを得る。そして電
流ＰＩ制御器８により２相電流指令値Id*，Iq*と２相電
流検出値Id，Iqに対してＰＩ制御演算を行って２相電圧
指令値Vd*，Vq*を算出し、２相／３相変換器９によって
モータ電気角θを用いて２相電圧指令値Vd*，Vq*を２相
／３相変換してＵ，Ｖ，Ｗ３相の電圧指令値Vu*，Vv*，
Vw*を得、これをＰＷＭ制御器１０に出力する。ＰＷＭ
制御器１０はこの３相の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*に基
づいてインバータ３をＰＷＭ制御し、３相交流モータ１
に供給する電力を制御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような３相交流モ
ータデジタル制御装置では、従来、トルク脈動が生じる
ことがあり、特開平１１-３３２２９８号公報にはトル
ク脈動を防止する制御方法が提案されている。しかしな
がら、この提案されている制御方法によっても、デジタ
ル制御方式に起因する次のような問題点がなお未解決で
あった。
ータデジタル制御装置では、従来、トルク脈動が生じる
ことがあり、特開平１１-３３２２９８号公報にはトル
ク脈動を防止する制御方法が提案されている。しかしな
がら、この提案されている制御方法によっても、デジタ
ル制御方式に起因する次のような問題点がなお未解決で
あった。
【０００４】すなわち、従来のデジタル制御方法では、
モータ電気角とモータ電流値は所定のサンプリング周期
毎を取得し、モータ電気角からモータ回転数を算出し、
このモータ回転数とトルク指令値に応じてｄ軸、ｑ軸電
流指令値を設定し、この電流指令値に基づいてＰＩ制御
によりｄ軸、ｑ軸電圧指令値を設定し、２相／３相変換
によりＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値に変換し、ＰＷＭ制
御によってモータ電流を制御するが、演算によって求め
られたｄ軸、ｑ軸電圧指令値から２相／３相変換により
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値を演算する際に、モータ電
気角を１制御周期の間一定値として２相／３相変換演算
を実行するため、実際には１制御周期の間にモータ電気
角が進むことによりｄ軸、ｑ軸の２相電流値も変化し、
トルク変動が発生する問題点があった。
モータ電気角とモータ電流値は所定のサンプリング周期
毎を取得し、モータ電気角からモータ回転数を算出し、
このモータ回転数とトルク指令値に応じてｄ軸、ｑ軸電
流指令値を設定し、この電流指令値に基づいてＰＩ制御
によりｄ軸、ｑ軸電圧指令値を設定し、２相／３相変換
によりＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値に変換し、ＰＷＭ制
御によってモータ電流を制御するが、演算によって求め
られたｄ軸、ｑ軸電圧指令値から２相／３相変換により
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値を演算する際に、モータ電
気角を１制御周期の間一定値として２相／３相変換演算
を実行するため、実際には１制御周期の間にモータ電気
角が進むことによりｄ軸、ｑ軸の２相電流値も変化し、
トルク変動が発生する問題点があった。
【０００５】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたもので、モータ電気角、モータ電流を離散的に
サンプリングして取り込み、制御演算に用いるモータデ
ジタル制御においても、トルク指令値と実トルク平均値
との偏差をうち消し、トルク変動をなくすことができる
３相交流モータデジタル制御方法を提供することを目的
とする。
なされたもので、モータ電気角、モータ電流を離散的に
サンプリングして取り込み、制御演算に用いるモータデ
ジタル制御においても、トルク指令値と実トルク平均値
との偏差をうち消し、トルク変動をなくすことができる
３相交流モータデジタル制御方法を提供することを目的
とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、サン
プリング周期毎にモータ電気角及び３相電流を検出し
て、前記モータ電気角検出値からモータ回転数を算出
し、トルク指令値と前記モータ回転数からｄ軸、ｑ軸そ
れぞれの２相電流指令値を算出し、前記モータ電気角検
出値を用いて前記３相電流検出値を３相／２相変換して
ｄ軸、ｑ軸それぞれの２相電流検出値を得、前記２相電
流指令値と２相電流検出値にＰＩ制御演算を行い、２相
電圧指令値を算出し、前記２相電圧指令値を前記モータ
電気角を用いて２相／３相変換してＵ，Ｖ，Ｗ３相の電
圧指令値を得、前記３相の電圧指令値に基づいてインバ
ータを制御し、３相交流モータに供給する電力を制御す
る３相交流モータデジタル制御方法において、制御周期
間に進むモータ電気角を推定し、この間のトルク変動値
を推定し、その平均値が前記トルク指令値と一致するよ
うな電圧指令値を用いて前記インバータを制御するもの
である。
プリング周期毎にモータ電気角及び３相電流を検出し
て、前記モータ電気角検出値からモータ回転数を算出
し、トルク指令値と前記モータ回転数からｄ軸、ｑ軸そ
れぞれの２相電流指令値を算出し、前記モータ電気角検
出値を用いて前記３相電流検出値を３相／２相変換して
ｄ軸、ｑ軸それぞれの２相電流検出値を得、前記２相電
流指令値と２相電流検出値にＰＩ制御演算を行い、２相
電圧指令値を算出し、前記２相電圧指令値を前記モータ
電気角を用いて２相／３相変換してＵ，Ｖ，Ｗ３相の電
圧指令値を得、前記３相の電圧指令値に基づいてインバ
ータを制御し、３相交流モータに供給する電力を制御す
る３相交流モータデジタル制御方法において、制御周期
間に進むモータ電気角を推定し、この間のトルク変動値
を推定し、その平均値が前記トルク指令値と一致するよ
うな電圧指令値を用いて前記インバータを制御するもの
である。
【０００７】請求項２の発明は、サンプリング周期毎に
モータ電気角及び３相電流を検出して、前記モータ電気
角検出値からモータ回転数を算出し、トルク指令値と前
記モータ回転数からｄ軸、ｑ軸それぞれの２相電流指令
値を算出し、前記モータ電気角検出値を用いて前記３相
電流検出値を３相／２相変換してｄ軸、ｑ軸それぞれの
２相電流検出値を得、前記２相電流指令値と２相電流検
出値にＰＩ制御演算を行い、２相電圧指令値を算出し、
前記２相電圧指令値を前記モータ電気角を用いて２相／
３相変換してＵ，Ｖ，Ｗ３相の電圧指令値を得、前記３
相の電圧指令値に基づいてインバータを制御し、前記３
相交流モータに供給する電力を制御する３相交流モータ
デジタル制御方法において、制御周期間に進むモータ電
気角を推定し、前記２相電流検出値に対するこの制御周
期間の電流変動を推定し、その平均値をフィードバック
することにより、当該平均電流値が前記電流指令値と一
致するように前記インバータを制御するものである。
モータ電気角及び３相電流を検出して、前記モータ電気
角検出値からモータ回転数を算出し、トルク指令値と前
記モータ回転数からｄ軸、ｑ軸それぞれの２相電流指令
値を算出し、前記モータ電気角検出値を用いて前記３相
電流検出値を３相／２相変換してｄ軸、ｑ軸それぞれの
２相電流検出値を得、前記２相電流指令値と２相電流検
出値にＰＩ制御演算を行い、２相電圧指令値を算出し、
前記２相電圧指令値を前記モータ電気角を用いて２相／
３相変換してＵ，Ｖ，Ｗ３相の電圧指令値を得、前記３
相の電圧指令値に基づいてインバータを制御し、前記３
相交流モータに供給する電力を制御する３相交流モータ
デジタル制御方法において、制御周期間に進むモータ電
気角を推定し、前記２相電流検出値に対するこの制御周
期間の電流変動を推定し、その平均値をフィードバック
することにより、当該平均電流値が前記電流指令値と一
致するように前記インバータを制御するものである。
【０００８】
【発明の効果】請求項１の発明の３相交流モータデジタ
ル制御方法では、３相交流モータに給電するインバータ
をＰＷＭ制御するのに、サンプリング周期毎に取り込む
モータ電気角に対して制御周期間に進むモータ電気角を
推定し、この間のトルク変動値を推定し、その平均値が
トルク指令値と一致するような電圧指令値を用いてイン
バータを制御する。これにより、トルク指令値と実トル
ク平均値との偏差をうち消し、制御周期間のトルク変動
をなくすことができる。
ル制御方法では、３相交流モータに給電するインバータ
をＰＷＭ制御するのに、サンプリング周期毎に取り込む
モータ電気角に対して制御周期間に進むモータ電気角を
推定し、この間のトルク変動値を推定し、その平均値が
トルク指令値と一致するような電圧指令値を用いてイン
バータを制御する。これにより、トルク指令値と実トル
ク平均値との偏差をうち消し、制御周期間のトルク変動
をなくすことができる。
【０００９】請求項２の発明の３相交流モータデジタル
制御方法では、３相交流モータに給電するインバータを
ＰＷＭ制御するのに、サンプリング周期毎に取り込むモ
ータ電気角に対して制御周期間に進むモータ電気角を推
定し、同じくサンプリング周期毎に取り込む電流検出値
に対して制御周期間の電流変動を推定し、その平均値を
フィードバックすることにより、当該平均電流値が電流
指令値と一致するようにインバータを制御する。これに
より、トルク指令値と実トルク平均値との偏差をうち消
し、制御周期間のトルク変動をなくすことができる。
制御方法では、３相交流モータに給電するインバータを
ＰＷＭ制御するのに、サンプリング周期毎に取り込むモ
ータ電気角に対して制御周期間に進むモータ電気角を推
定し、同じくサンプリング周期毎に取り込む電流検出値
に対して制御周期間の電流変動を推定し、その平均値を
フィードバックすることにより、当該平均電流値が電流
指令値と一致するようにインバータを制御する。これに
より、トルク指令値と実トルク平均値との偏差をうち消
し、制御周期間のトルク変動をなくすことができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図に
基づいて詳説する。図１は本発明の１実施の形態のハイ
ブリッド車制御装置の構成を示している。本実施の形態
のハイブリッド車制御装置は、モータジェネレータ１、
エンジン１１、トランスミッション１２、エンジンコン
トロールユニット１３、図１に示す内部構成を備えたモ
ータコントロールユニット１４、インバータ３、トータ
ルコントロールユニット１５から構成されている。
基づいて詳説する。図１は本発明の１実施の形態のハイ
ブリッド車制御装置の構成を示している。本実施の形態
のハイブリッド車制御装置は、モータジェネレータ１、
エンジン１１、トランスミッション１２、エンジンコン
トロールユニット１３、図１に示す内部構成を備えたモ
ータコントロールユニット１４、インバータ３、トータ
ルコントロールユニット１５から構成されている。
【００１１】ハイブリッド車の特徴として、モータジェ
ネレータ１はエンジン１１を回転させるモータとして、
あるいはクランク軸の回転を電力に変換して出力するジ
ェネレータとしても作動する。このモータジェネレータ
１は図７に示した３相交流モータ１と同様のものであ
り、モータコントロールユニット１４によって制御され
る。エンジンコントロールユニット１３はエンジン１１
を制御する。トータルコントロールユニット１５はエン
ジン１１とモータジェネレータ１の動作モードを制御す
る。
ネレータ１はエンジン１１を回転させるモータとして、
あるいはクランク軸の回転を電力に変換して出力するジ
ェネレータとしても作動する。このモータジェネレータ
１は図７に示した３相交流モータ１と同様のものであ
り、モータコントロールユニット１４によって制御され
る。エンジンコントロールユニット１３はエンジン１１
を制御する。トータルコントロールユニット１５はエン
ジン１１とモータジェネレータ１の動作モードを制御す
る。
【００１２】角度センサ２はモータジェネレータ１のモ
ータ電気角θを検出し、電流センサ４ｕ，４ｖはモータ
３相電流の内Ｕ，Ｖ相の電流値Iu，Ivを検出する。イン
バータ３は、モータコントロールユニット１４の指令値
に基づき強電系をモータジェネレータ１へ供給する。
ータ電気角θを検出し、電流センサ４ｕ，４ｖはモータ
３相電流の内Ｕ，Ｖ相の電流値Iu，Ivを検出する。イン
バータ３は、モータコントロールユニット１４の指令値
に基づき強電系をモータジェネレータ１へ供給する。
【００１３】モータコントロールユニット１４は、角度
センサ２の検出するモータ電気角θと電流センサ４ｕ，
４ｖの検出する電流値Iu，Ivを用いて、モータジェネレ
ータ１に供給されるモータ電流をフィードバック制御す
るものであり、図２に示す構成である。なお、この図２
の構成は図７に示した従来例のデジタル制御装置に対し
て、３相／２相変換器７０、２相／３相変換器９０の部
分が新規なものであり、その他の要素については共通す
る。なお、現実にはモータコントロールユニット１４が
１つのマイクロコンピュータにより構成され、制御演算
プログラムにより図２に示す各部の演算処理を実行する
ものであるが、ここでは機能構成を分けて示してある。
センサ２の検出するモータ電気角θと電流センサ４ｕ，
４ｖの検出する電流値Iu，Ivを用いて、モータジェネレ
ータ１に供給されるモータ電流をフィードバック制御す
るものであり、図２に示す構成である。なお、この図２
の構成は図７に示した従来例のデジタル制御装置に対し
て、３相／２相変換器７０、２相／３相変換器９０の部
分が新規なものであり、その他の要素については共通す
る。なお、現実にはモータコントロールユニット１４が
１つのマイクロコンピュータにより構成され、制御演算
プログラムにより図２に示す各部の演算処理を実行する
ものであるが、ここでは機能構成を分けて示してある。
【００１４】以下、このモータコントロールユニット１
４によるモータジェネレータ１のデジタル制御方法につ
いて説明する。モータコントロールユニット１４は角度
センサ２、電流センサ４ｕ，４ｖから所定のサンプリン
グ周期毎にモータ電気角θ、３相交流電流検出値を取り
込む。回転数算出器５は、角度センサ２の検出値θから
モータ回転数Ｎを算出し、電流指令値算出器６に出力す
る。
４によるモータジェネレータ１のデジタル制御方法につ
いて説明する。モータコントロールユニット１４は角度
センサ２、電流センサ４ｕ，４ｖから所定のサンプリン
グ周期毎にモータ電気角θ、３相交流電流検出値を取り
込む。回転数算出器５は、角度センサ２の検出値θから
モータ回転数Ｎを算出し、電流指令値算出器６に出力す
る。
【００１５】電流指令値算出器６は、外部より入力され
るトルク指令値と回転数算出器５からのモータ回転数Ｎ
に基づき、予めROMに格納されている電流マップを参照
してｄ軸、ｑ軸の電流指令値Id*，Iq*を算出し、電流Ｐ
Ｉ制御器８に出力する。３相／２相変換器７０は、電流
センサ４ｕ，４ｖにより検出した電流検出値Iu，Ivに対
してモータ電気角θを用いて３相／２相変換演算を行
い、２相電流検出値Id(ave)，Iq(ave)を算出し、電流Ｐ
Ｉ制御器８に出力する。なお、電流センサ４ｕ，４ｖは
Ｕ，Ｖ，Ｗ３相の交流電流の内Ｕ相、Ｖ相の交流電流し
か検出しないが、３相電流値はIu+Iv+Iw=０の関係があ
るので、Ｗ相電流Iwは他の２相の電流値から演算で求め
ることができる。またこの２相／３相変換器７０による
２相／３相変換演算については後述する。
るトルク指令値と回転数算出器５からのモータ回転数Ｎ
に基づき、予めROMに格納されている電流マップを参照
してｄ軸、ｑ軸の電流指令値Id*，Iq*を算出し、電流Ｐ
Ｉ制御器８に出力する。３相／２相変換器７０は、電流
センサ４ｕ，４ｖにより検出した電流検出値Iu，Ivに対
してモータ電気角θを用いて３相／２相変換演算を行
い、２相電流検出値Id(ave)，Iq(ave)を算出し、電流Ｐ
Ｉ制御器８に出力する。なお、電流センサ４ｕ，４ｖは
Ｕ，Ｖ，Ｗ３相の交流電流の内Ｕ相、Ｖ相の交流電流し
か検出しないが、３相電流値はIu+Iv+Iw=０の関係があ
るので、Ｗ相電流Iwは他の２相の電流値から演算で求め
ることができる。またこの２相／３相変換器７０による
２相／３相変換演算については後述する。
【００１６】電流ＰＩ制御器８は、入力される２相電流
指令値Id*，Iq*及び２相電流検出値Id(ave)，Iq(ave)か
ら比例積分（ＰＩ）制御演算により２相電圧指令値Vd
*，Vq*を算出し、２相／３相変換器９０に出力する。２
相／３相変換器９０は、２相電圧指令値Vd*，Vq*を後述
する２相／３相変換処理によりＵ，Ｖ，Ｗ３相の電圧指
令値Vu**，Vv**，Vw**に変換し、ＰＷＭ制御器１０に出
力する。ＰＷＭ制御器１０は、電圧指令値Vu**，Vv**，
Vw**をＰＷＭ信号に変換し、これによってインバータ３
を制御し、モータジェネレータ１への供給電力を制御す
る。
指令値Id*，Iq*及び２相電流検出値Id(ave)，Iq(ave)か
ら比例積分（ＰＩ）制御演算により２相電圧指令値Vd
*，Vq*を算出し、２相／３相変換器９０に出力する。２
相／３相変換器９０は、２相電圧指令値Vd*，Vq*を後述
する２相／３相変換処理によりＵ，Ｖ，Ｗ３相の電圧指
令値Vu**，Vv**，Vw**に変換し、ＰＷＭ制御器１０に出
力する。ＰＷＭ制御器１０は、電圧指令値Vu**，Vv**，
Vw**をＰＷＭ信号に変換し、これによってインバータ３
を制御し、モータジェネレータ１への供給電力を制御す
る。
【００１７】上記の２相／３相変換器９０による２相／
３相変換処理は次のようにして行う。２相／３相変換と
は、ｄ，ｑ軸をＵ，Ｖ，Ｗ軸に座標変換することを意味
するが、ここではｄ，ｑ軸、Ｕ，Ｐ，Ｗ軸はそれぞれ図
３の３相同期モータモデルで１２０度毎に配置された３
相コイル３０ｕ，３０ｖ，３０ｗを貫く軸をそれぞれＵ
軸、Ｖ軸、Ｗ軸とし、回転子である永久磁石３１のＮ極
を正方向に貫く軸をｄ軸、このｄ軸に直交する軸をｑ軸
とし、電気角θはＵ軸とｄ軸との間の角度を表すものと
し、電圧指令値の２相／３相変換は次の数１式により算
出する。
３相変換処理は次のようにして行う。２相／３相変換と
は、ｄ，ｑ軸をＵ，Ｖ，Ｗ軸に座標変換することを意味
するが、ここではｄ，ｑ軸、Ｕ，Ｐ，Ｗ軸はそれぞれ図
３の３相同期モータモデルで１２０度毎に配置された３
相コイル３０ｕ，３０ｖ，３０ｗを貫く軸をそれぞれＵ
軸、Ｖ軸、Ｗ軸とし、回転子である永久磁石３１のＮ極
を正方向に貫く軸をｄ軸、このｄ軸に直交する軸をｑ軸
とし、電気角θはＵ軸とｄ軸との間の角度を表すものと
し、電圧指令値の２相／３相変換は次の数１式により算
出する。
【００１８】
【数１】 しかし、デジタル制御により離散制御とした場合、図４
に示すように、制御周期をdtとすると、定期割り込み１
でサンプリングした電流値及び電気角で演算してdt/2後
に電圧指令値を出力し、また定期割り込み２でサンプリ
ングした電流値及び電気角で演算し、dt/2後に電圧指令
値を出力し、以後、同様の制御サイクルが繰り返され
る。このときに演算に用いる電気角は実際の出力時の電
気角を推定し、通常は電気角サンプリング時からdt後の
値を演算に用いる。しかしながら、実際には制御出力値
（電圧指令値）が一定である制御周期dt間にも回転子は
回転しており、この間の推定した電気角と実際の回転し
ている電気角θとの間には偏差があり、この偏差によっ
てｄ，ｑ軸電流値の変動（これはほぼトルク変動となっ
て現れる）が生じる。
に示すように、制御周期をdtとすると、定期割り込み１
でサンプリングした電流値及び電気角で演算してdt/2後
に電圧指令値を出力し、また定期割り込み２でサンプリ
ングした電流値及び電気角で演算し、dt/2後に電圧指令
値を出力し、以後、同様の制御サイクルが繰り返され
る。このときに演算に用いる電気角は実際の出力時の電
気角を推定し、通常は電気角サンプリング時からdt後の
値を演算に用いる。しかしながら、実際には制御出力値
（電圧指令値）が一定である制御周期dt間にも回転子は
回転しており、この間の推定した電気角と実際の回転し
ている電気角θとの間には偏差があり、この偏差によっ
てｄ，ｑ軸電流値の変動（これはほぼトルク変動となっ
て現れる）が生じる。
【００１９】つまり、図５に示したように、３相の電流
値Iu，Iv，Iw及び電気角θをサンプリングした時を(i)S
tartとし、モータ１の回転数Ｎから推定したdt後のθの
値をθ’として、数１式でこのθ’を用いて２相／３相
変換演算を行い、その結果を(ii)Start+dt/2後から(ii
i)Start+3dt/2後まで出力しても、実際の電気角（=回転
子の位置）はこの出力期間にθ”からθ’”まで進んで
いるため、ｄ，ｑ軸電圧値変動→ｄ，ｑ軸電流値変動→
トルク変動の因果関係によりトルク変動が発生する。な
お、３相同期モータでは一般的に、トルクＴは数２式の
通りである。
値Iu，Iv，Iw及び電気角θをサンプリングした時を(i)S
tartとし、モータ１の回転数Ｎから推定したdt後のθの
値をθ’として、数１式でこのθ’を用いて２相／３相
変換演算を行い、その結果を(ii)Start+dt/2後から(ii
i)Start+3dt/2後まで出力しても、実際の電気角（=回転
子の位置）はこの出力期間にθ”からθ’”まで進んで
いるため、ｄ，ｑ軸電圧値変動→ｄ，ｑ軸電流値変動→
トルク変動の因果関係によりトルク変動が発生する。な
お、３相同期モータでは一般的に、トルクＴは数２式の
通りである。
【００２０】
【数２】 ただし、ｐは極対数、φaは電機子コイル鎖交磁束数で
あり、Iqはトルク軸電流である。
あり、Iqはトルク軸電流である。
【００２１】本実施の形態では、このようなデジタル制
御に起因するトルク変動を次のような手法によって抑制
する。サンプリングした電気角θと前回サンプリングし
た前回値θzから出力開始時の電気角θ”、出力中間時
の電気角θ’、出力終了時の電気角θ’”を推定し、
(1)ｄ，ｑ軸２相電圧指令値Vd*，Vq*を上記の推定電気
角θ’で２相／３相変換し、仮の３相電圧指令値を演算
し、(2)仮の３相電圧指令値を出力したと仮定して、推
定電気角がθ”からθ’”まで回転した場合の２相電圧
値それぞれの平均値を演算し、(3)前述の２相電圧指令
値Vd*，Vq*から２相平均電圧値を引いたものを偏差とし
て２相電圧指令値にその偏差を足したものを補正２相電
圧指令値とし、(4)さらに補正２相電圧指令値を再度、
推定電気角θ’で２相／３相変換して３相電圧指令値Vu
*，Vv*，Vw*を演算する。
御に起因するトルク変動を次のような手法によって抑制
する。サンプリングした電気角θと前回サンプリングし
た前回値θzから出力開始時の電気角θ”、出力中間時
の電気角θ’、出力終了時の電気角θ’”を推定し、
(1)ｄ，ｑ軸２相電圧指令値Vd*，Vq*を上記の推定電気
角θ’で２相／３相変換し、仮の３相電圧指令値を演算
し、(2)仮の３相電圧指令値を出力したと仮定して、推
定電気角がθ”からθ’”まで回転した場合の２相電圧
値それぞれの平均値を演算し、(3)前述の２相電圧指令
値Vd*，Vq*から２相平均電圧値を引いたものを偏差とし
て２相電圧指令値にその偏差を足したものを補正２相電
圧指令値とし、(4)さらに補正２相電圧指令値を再度、
推定電気角θ’で２相／３相変換して３相電圧指令値Vu
*，Vv*，Vw*を演算する。
【００２２】以上の演算で２相出力電圧の平均値を推定
し、この値が２相電圧指令値Vd*，Vq*と一致するように
補正を行うことにより、実際の出力トルクの平均値と指
令値の偏差を打ち消すことができる。
し、この値が２相電圧指令値Vd*，Vq*と一致するように
補正を行うことにより、実際の出力トルクの平均値と指
令値の偏差を打ち消すことができる。
【００２３】さらに具体的に説明する。本実施の形態で
は、制御周期を１００μs（=dt）で、ｄ，ｑ軸２相電圧
指令値をVd*，Vq*、サンプリング電気角をθ、前回値を
θzとすると、
は、制御周期を１００μs（=dt）で、ｄ，ｑ軸２相電圧
指令値をVd*，Vq*、サンプリング電気角をθ、前回値を
θzとすると、
【数３】１００μs間の電気角進み量Δθは、Δθ=θ-
θz、１００μs後の推定電気角θ’は、θ’=θ+Δθ、
５０μs後の推定電気角θ”は、θ”=θ+Δθ/2、１５
０μs後の推定電気角θ’”は、θ’”=θ+Δθ×(3/2)
である。
θz、１００μs後の推定電気角θ’は、θ’=θ+Δθ、
５０μs後の推定電気角θ”は、θ”=θ+Δθ/2、１５
０μs後の推定電気角θ’”は、θ’”=θ+Δθ×(3/2)
である。
【００２４】そこで、 (1’)仮３相電圧指令値は、数４式である。
【００２５】
【数４】 (2’)仮３相電圧指令値を出力した場合の数５式で表わ
される推定電気角θ”からθ’”までの２相電圧の平均
値を、θ”からθ’”まで積分したものを制御周期１０
０μsで割って算出する。
される推定電気角θ”からθ’”までの２相電圧の平均
値を、θ”からθ’”まで積分したものを制御周期１０
０μsで割って算出する。
【００２６】
【数５】 (3’)２軸それぞれの指令値と平均値との偏差ΔVd，ΔV
qは、
qは、
【数６】ΔVd=Vd*-Vd(ave) ΔVq=Vq*-Vq(ave) である。よって、補正２相電圧指令値Vd**，Vq**は、
【数７】Vd**=Vd*+ΔVd=2Vd*-Vd(ave) Vq**=Vq*+ΔVq=2Vq*-Vq(ave) である。
【００２７】(4’)補正後の３相電圧指令値Vu**，Vv*
*，Vw**は、数８式のようになる。
*，Vw**は、数８式のようになる。
【００２８】
【数８】 また上記の３相／２相変換器７０による３相／２相変換
処理は次のようにして行う。通常は、次の数９式により
３相／２相変換を行う。
処理は次のようにして行う。通常は、次の数９式により
３相／２相変換を行う。
【００２９】
【数９】 しかし、このままでは２相／３相変換で補正した分が比
例積分（ＰＩ）制御により打ち消されてしまうため、こ
こでも出力一定期間の平均電流値を算出するようにして
いる。
例積分（ＰＩ）制御により打ち消されてしまうため、こ
こでも出力一定期間の平均電流値を算出するようにして
いる。
【００３０】本実施の形態では、サンプリングした３相
電流値の内、Iu，Ivのサンプリングの前後の５０μs（=
±dt/2）の２相電流の平均値Id(ave)，Iq(ave)を、上述
した２相／３相変換の場合と同様にサンプリング電気角
θ、その前回値をθz、Δθ=θ-θzとし、次のようにし
て求める。
電流値の内、Iu，Ivのサンプリングの前後の５０μs（=
±dt/2）の２相電流の平均値Id(ave)，Iq(ave)を、上述
した２相／３相変換の場合と同様にサンプリング電気角
θ、その前回値をθz、Δθ=θ-θzとし、次のようにし
て求める。
【００３１】
【数１０】５０μs前の推定電気角θ””は、θ””=θ
-Δθ/2、５０μs後の推定電気角θ”は、θ”=θ+Δθ
/2として、次の数１１式の積分を（θ””からθ”）ま
で積分して制御周期１００μsで割って算出する。
-Δθ/2、５０μs後の推定電気角θ”は、θ”=θ+Δθ
/2として、次の数１１式の積分を（θ””からθ”）ま
で積分して制御周期１００μsで割って算出する。
【００３２】
【数１１】 以上の本実施の形態によるトルク制御演算処理を、図６
のフローチャートに基づいて説明する。モータコントロ
ールユニット１４は、２msの定期処理ルーチンと１００
μsの定期処理ルーチンを実行する。まず２ms毎の定期
処理ルーチンでは、ステップＳ１−１においてトルク指
令値を読み込み、ステップＳ１−２において角度センサ
２の出力から回転数を算出してステップＳ１−３へ移行
する。
のフローチャートに基づいて説明する。モータコントロ
ールユニット１４は、２msの定期処理ルーチンと１００
μsの定期処理ルーチンを実行する。まず２ms毎の定期
処理ルーチンでは、ステップＳ１−１においてトルク指
令値を読み込み、ステップＳ１−２において角度センサ
２の出力から回転数を算出してステップＳ１−３へ移行
する。
【００３３】ステップＳ１−３においては、前ステップ
で読み込んだトルク指令値と回転数から、あらかじめRO
Mに保存されているマップデータを参照してｄ，ｑ２軸
の電流指令値Id*，Iq*を算出して本処理を終了する。
で読み込んだトルク指令値と回転数から、あらかじめRO
Mに保存されているマップデータを参照してｄ，ｑ２軸
の電流指令値Id*，Iq*を算出して本処理を終了する。
【００３４】次に、１００μs毎の定期処理ルーチンに
おいては、ステップＳ２−１において、電流センサ４
ｕ，４ｖの３相電流検出値Iu，Ivと角度センサ２の検出
値θを読み込む。
おいては、ステップＳ２−１において、電流センサ４
ｕ，４ｖの３相電流検出値Iu，Ivと角度センサ２の検出
値θを読み込む。
【００３５】続くステップＳ２−２において、読み込ん
だ電気角θと前回の１００μs定期処理ルーチンで読み
込んだ電気角θzとから、１００μs間の電気角進み量Δ
θ、１００μs後の推定電気角θ’、５０μs後の推定電
気角θ”、１５０μs後の推定電気角θ’”、５０μs前
の推定電気角θ””を上述した数３式、数１０式の演算
によって求める。
だ電気角θと前回の１００μs定期処理ルーチンで読み
込んだ電気角θzとから、１００μs間の電気角進み量Δ
θ、１００μs後の推定電気角θ’、５０μs後の推定電
気角θ”、１５０μs後の推定電気角θ’”、５０μs前
の推定電気角θ””を上述した数３式、数１０式の演算
によって求める。
【００３６】続くステップＳ２−３において、３相電流
値Iu，Iv，Iw、５０μs後の推定電気角θ”、５０μs前
の推定電気角θ””を用いて上述した３相／２相変換演
算を実行して２相電流値Id，Iqを算出する。
値Iu，Iv，Iw、５０μs後の推定電気角θ”、５０μs前
の推定電気角θ””を用いて上述した３相／２相変換演
算を実行して２相電流値Id，Iqを算出する。
【００３７】次のステップＳ２−４において、２ms毎定
期処理ルーチンで算出したｄ，ｑ２軸の電流指令値Id
*，Iq*を読み込み、ステップＳ２−５へ移行する。
期処理ルーチンで算出したｄ，ｑ２軸の電流指令値Id
*，Iq*を読み込み、ステップＳ２−５へ移行する。
【００３８】ステップＳ２−５においては、ステップＳ
２−３で算出した２相電流値Id，Iqと、ステップＳ２−
４で取得した２相電流指令値Id*，Iq*と、予めＲＯＭに
登録されているｄ軸比例ゲインKpd、ｄ軸積分ゲインKi
d、ｑ軸比例ゲインKpq、ｑ軸積分ゲインKiqより比例積
分制御演算を実行して、２軸電圧指令値Vd*，Vq*を得
る。
２−３で算出した２相電流値Id，Iqと、ステップＳ２−
４で取得した２相電流指令値Id*，Iq*と、予めＲＯＭに
登録されているｄ軸比例ゲインKpd、ｄ軸積分ゲインKi
d、ｑ軸比例ゲインKpq、ｑ軸積分ゲインKiqより比例積
分制御演算を実行して、２軸電圧指令値Vd*，Vq*を得
る。
【００３９】
【数１２】 続く、ステップＳ２−６において、前ステップＳ２−５
で算出したｄ，ｑ２軸電圧指令値Vd*，Vq*及びステップ
Ｓ２−２で算出した１００μs後の推定電気角θ’、５
０μs後の推定電気角θ”、１５０μs後の推定電気角
θ’”を用いて数８式の２相／３相変換演算を実行し、
３相電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**を算出する。
で算出したｄ，ｑ２軸電圧指令値Vd*，Vq*及びステップ
Ｓ２−２で算出した１００μs後の推定電気角θ’、５
０μs後の推定電気角θ”、１５０μs後の推定電気角
θ’”を用いて数８式の２相／３相変換演算を実行し、
３相電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**を算出する。
【００４０】そしてステップＳ２−７において、これら
の３相電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**をＰＷＭ信号に変換
してインバータ３に出力する。
の３相電圧指令値Vu**，Vv**，Vw**をＰＷＭ信号に変換
してインバータ３に出力する。
【００４１】そしてこのステップＳ２−１〜Ｓ２−７の
制御は１００μs毎に定期的に繰り返し実行する。
制御は１００μs毎に定期的に繰り返し実行する。
【００４２】こうして、本実施の形態の３相交流モータ
デジタル制御装置によるデジタル制御方法によれば、２
相／３相変換に用いるモータ電気角θとしてサンプリン
グ値を直接用いるのではなく、上述したように制御周期
間に進むモータ電気角を推定し、この間のトルク変動値
を推定し、その平均値がトルク指令値と一致するような
電圧指令値を用いてインバータを制御するので、従来の
ように１制御周期前のモータ電気角及び電流値を用いて
制御する場合に比べて、トルク指令値と実トルク平均値
との偏差をうち消し、制御周期間のトルク変動をなくす
ことができる。
デジタル制御装置によるデジタル制御方法によれば、２
相／３相変換に用いるモータ電気角θとしてサンプリン
グ値を直接用いるのではなく、上述したように制御周期
間に進むモータ電気角を推定し、この間のトルク変動値
を推定し、その平均値がトルク指令値と一致するような
電圧指令値を用いてインバータを制御するので、従来の
ように１制御周期前のモータ電気角及び電流値を用いて
制御する場合に比べて、トルク指令値と実トルク平均値
との偏差をうち消し、制御周期間のトルク変動をなくす
ことができる。
【００４３】また、制御周期間に進むモータ電気角を推
定し、２相電流検出値に対する制御周期間の電流変動を
推定し、その平均値をフィードバックすることにより、
平均電流値が電流指令値と一致するようにインバータを
制御するので、この点でもトルク指令値と実トルク平均
値との偏差をうち消し、制御周期間のトルク変動をなく
すことができる。
定し、２相電流検出値に対する制御周期間の電流変動を
推定し、その平均値をフィードバックすることにより、
平均電流値が電流指令値と一致するようにインバータを
制御するので、この点でもトルク指令値と実トルク平均
値との偏差をうち消し、制御周期間のトルク変動をなく
すことができる。
【図１】本発明の１つの実施の形態のハイブリッド車制
御装置のブロック図。
御装置のブロック図。
【図２】上記の実施の形態におけるモータコントロール
ユニットの機能構成を示すブロック図。
ユニットの機能構成を示すブロック図。
【図３】３相同期モータのモデル図。
【図４】モータデジタル制御の制御周期と制御出力との
関係を示すタイミングチャート。
関係を示すタイミングチャート。
【図５】上記の実施の形態におけるモータコントロール
ユニットによる制御演算処理の原理を示すためのモータ
の電気角回転図。
ユニットによる制御演算処理の原理を示すためのモータ
の電気角回転図。
【図６】上記の実施の形態におけるモータコントロール
ユニットの制御処理のフローチャート。
ユニットの制御処理のフローチャート。
【図７】従来の交流モータデジタル制御装置のブロック
図。
図。
１ モータジェネレータ ２ 角度センサ ３ インバータ ４ｕ，４ｖ 電流センサ ５ 回転数算出器 ６ 電流指令値算出器 ７０ ３相／２相変換器 ８ 電流ＰＩ制御器 ９０ ２相／３相変換器 １０ ＰＷＭ制御器 １４ モータコントロールユニット
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H115 PA01 PC06 PG04 PI17 PI24 PI29 PU23 PU25 PV09 QN03 QN09 QN22 QN23 QN24 RB22 RB26 SE04 TB10 TD20 5H550 AA16 BB05 BB10 CC07 DD04 DD08 GG05 HB08 HB16 JJ03 JJ04 JJ06 JJ17 JJ23 JJ24 KK06 LL06 LL35 5H560 AA10 BB04 DC03 DC12 EB01 GG04 XA02 XA12 XA13 5H576 AA15 BB04 DD02 DD07 EE01 EE11 GG01 GG02 GG04 HB01 JJ03 JJ04 JJ08 JJ17 JJ24 LL01 LL22 LL41
Claims (2)
- 【請求項１】 サンプリング周期毎にモータ電気角及び
３相電流を検出して、前記モータ電気角検出値からモー
タ回転数を算出し、トルク指令値と前記モータ回転数か
らｄ軸、ｑ軸それぞれの２相電流指令値を算出し、前記
モータ電気角検出値を用いて前記３相電流検出値を３相
／２相変換してｄ軸、ｑ軸それぞれの２相電流検出値を
得、前記２相電流指令値と２相電流検出値にＰＩ制御演
算を行い、２相電圧指令値を算出し、前記２相電圧指令
値を前記モータ電気角を用いて２相／３相変換してＵ，
Ｖ，Ｗ３相の電圧指令値を得、前記３相の電圧指令値に
基づいてインバータを制御し、３相交流モータに供給す
る電力を制御する３相交流モータデジタル制御方法にお
いて、 制御周期間に進むモータ電気角を推定し、この間のトル
ク変動値を推定し、その平均値が前記トルク指令値と一
致するような電圧指令値を用いて前記インバータを制御
することを特徴とする３相交流モータデジタル制御方
法。 - 【請求項２】 サンプリング周期毎にモータ電気角及び
３相電流を検出して、前記モータ電気角検出値からモー
タ回転数を算出し、トルク指令値と前記モータ回転数か
らｄ軸、ｑ軸それぞれの２相電流指令値を算出し、前記
モータ電気角検出値を用いて前記３相電流検出値を３相
／２相変換してｄ軸、ｑ軸それぞれの２相電流検出値を
得、前記２相電流指令値と２相電流検出値にＰＩ制御演
算を行い、２相電圧指令値を算出し、前記２相電圧指令
値を前記モータ電気角を用いて２相／３相変換してＵ，
Ｖ，Ｗ３相の電圧指令値を得、前記３相の電圧指令値に
基づいてインバータを制御し、前記３相交流モータに供
給する電力を制御する３相交流モータデジタル制御方法
において、 制御周期間に進むモータ電気角を推定し、前記２相電流
検出値に対するこの制御周期間の電流変動を推定し、そ
の平均値をフィードバックすることにより、当該平均電
流値が前記電流指令値と一致するように前記インバータ
を制御することを特徴とする３相交流モータデジタル制
御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000380460A JP2002186298A (ja) | 2000-12-14 | 2000-12-14 | ３相交流モータデジタル制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000380460A JP2002186298A (ja) | 2000-12-14 | 2000-12-14 | ３相交流モータデジタル制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002186298A true JP2002186298A (ja) | 2002-06-28 |
Family
ID=18848639
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000380460A Pending JP2002186298A (ja) | 2000-12-14 | 2000-12-14 | ３相交流モータデジタル制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002186298A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004040906A (ja) * | 2002-07-03 | 2004-02-05 | Meidensha Corp | 同期電動機のベクトル制御装置 |
| JP2005198490A (ja) * | 2003-12-30 | 2005-07-21 | Hyundai Motor Co Ltd | 永久磁石同期モータの制御システム及び制御方法 |
| JP2013013320A (ja) * | 2012-09-13 | 2013-01-17 | Jtekt Corp | モータ制御装置 |
| JP2018057084A (ja) * | 2016-09-26 | 2018-04-05 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置 |
| JP2020202643A (ja) * | 2019-06-07 | 2020-12-17 | シンフォニアテクノロジー株式会社 | 回転機の制御装置 |
-
2000
- 2000-12-14 JP JP2000380460A patent/JP2002186298A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004040906A (ja) * | 2002-07-03 | 2004-02-05 | Meidensha Corp | 同期電動機のベクトル制御装置 |
| JP2005198490A (ja) * | 2003-12-30 | 2005-07-21 | Hyundai Motor Co Ltd | 永久磁石同期モータの制御システム及び制御方法 |
| JP2013013320A (ja) * | 2012-09-13 | 2013-01-17 | Jtekt Corp | モータ制御装置 |
| JP2018057084A (ja) * | 2016-09-26 | 2018-04-05 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置 |
| JP2020202643A (ja) * | 2019-06-07 | 2020-12-17 | シンフォニアテクノロジー株式会社 | 回転機の制御装置 |
| JP7311759B2 (ja) | 2019-06-07 | 2023-07-20 | シンフォニアテクノロジー株式会社 | 回転機の制御装置 |
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